JPH03253288A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［０００１］

【産業上の利用分野】

本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関するもので
ある。 ［０００２］

【従来の技術】

２次磁束とそれに直交する２次電流を非干渉に制御する
誘導電動機のベクトル制御が広く適用されてきている。 ［０００３］ このベクトル制御は、３相誘導電動機の場合電流や磁束
を、電源による回転磁界と同速度で回転する直交２軸の
ｄ−ｑ座標系のベクトルとして取り扱い、演算結果を３
相電源の各相の電流指令値に換算して制御する方法であ
る。 ［０００４］ その具体的方法について述べると、ｄ−ｑ座標系での電
圧方程式は次の（１）式で表される。 ［０００５］

【数１】 ［０００６］ ただしω＝ω−ω、Ｌσ＝ Ｓ　　　　　　　ｒ ［０００７］ ここでＶ１ｄ、ｖ１ｄは夫々１次電圧のｄ、ｑ軸成分、
ｉ１ｄ、ｉｌｑは夫々１次電流のｄ、　　ｑ軸成分、λ
２ｄ、λ２ｄは夫々２次磁束のｄ、　　ｑ軸成分、（Ｌ
　Ｌ　−Ｍ　）／Ｌ２である。 Ｒ１，Ｒ２は夫々１次、２次抵抗、 Ｌ１ｄＬ２ｄＭは夫々１次、２次、励磁インダクタンス
、ω、ω、ωは夫々１次電源角周波数１回転子角周波数
、すべり角周波数、　　　　Ｓ Ｐはｄ／ｄｔ を表すものである。 ［０００８］ ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上にとればλ２ｄ
＝Ｏとなる。このときλ＝Φ−一定、ｉ　　＝Ｏｉ　　
＝ｉ　　となり直流機と同様なトルクと磁束の直交２ｄ
　　　２　　　　　２ｄ　　　’　　２ｑ　　　２制御
が可能となる。 ［０００９］ 一方二次磁束は次の関係がある。 ［００１０３

【数２］ λＨ＝　Ｍｉ１ａ＋　Ｌ　２　Ｌ　２４λｚ、ｍ　Ｍｉ
１ｄ＋　Ｌ　２　ｉ　２ｑ［００１１３ ベクトル制御条件よりｉ　　＝０であり、　（２）式か
らλ２ｄ＝Ｍｉ１ｄとなる。 ｄ ［００１２］ また、λ　＝０より、１＝−Ｌ／Ｍ−ｉ　　となり、ｉ
１ｄはトルク電流と比２ｑ　　　　　　　ｌｑ　　　　
２　　　　２ｑ例する。 ［００１３］ 次に（１）式４行目より（３）式が得られ、この（３）
式からすべり角周波数［００１４］ 【数３】 ［００１５］ 以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように制御したとき
のベクトル制御条件である。従ってベクトル制御を行う
ためには１１ｄをλ２ｄ／Ｍに設定し、ωｓを（４）式
が成り立つように制御することが必要である。 ［００１６］ ここですべり角周波数ωの演算に用いる２次抵抗Ｒ２は
周囲温度及び回転子の自己発熱などの温度変化により抵
抗値が変化するため、電動機の出力電圧に基づいて抵抗
値の変化分を推定し、この変化分によりすべり角周波数
ωｓの目標値を修正して、２次抵抗変化による発生トル
ク変動を補償する必要がある。仮に２次抵抗の変化分を
無視したとすると、トルク制御精度やトルク応答が悪化
する。このような２次抵抗の変化分の推定を例えばイン
バータの出力電圧そのままを用いると１次抵抗の変化分
が取り込まれてしまうため、推定に用いる信号としては
、１次抵抗に左右されない信号であることが望ましい。 ［００１７］ こうしたことから図８に示す制御回路が既に提案されて
いる。図中１は励磁分電流指令部であり、角周波数ω１
がある値を越えるまでλ２ｄ＊／Ｍ＊を１１ｄの目標値
ｉ　＊とじ、ωがある値を越えると１１ｄ＊を小さくす
る。以下目標値ある１ｄ　　　　　　　　ｒ いは理想値を＊を付して示すと、速度指令ω＊及びωの
偏差分を速度アンプ２ｒ　　　　　　　ｒ を通じてｉ　＊とし、１１ｄ＊　、　　ｉ１ｄ＊に基づ
いてｄ−ｑ軸上の一次電圧の理想値ｑ Ｖ　１ａ　＊　、　　Ｖ　１．＊を演算で求め、−次抵
抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正をｉ　　＊＝
ｉ　　　ｉ　　＊＝ｉ　　となるように制御すると、ｉ
１ｄ””ｉ１ｄを制御す１ｄ　　　　１ｄ’　　　ｌｑ
　　　　ｌｑるＰＩアンプ３には△ｖ　が得られ、ｉ　
　＊＝ｉ　　を制御するＰＩアンプ３２に１　　　　１
ｄ　　　　　　　　ｌｑ　　　　ｌｑは△ｖ　が得られ
る。△ｖ１ｄ、△ｖ１ｄには一次抵抗と二次抵抗の変化
による電圧１ｑ 変動分を共に含んでいるため、−次抵抗変化による電圧
変動を含まない成分を求めることにより二次抵抗変化の
補償を行えば、−次抵抗変化に影響されない補償が可能
となる。そこで−次電流工１のベクトル上に基準軸γを
置いた回転座標γ−δ軸をとり　このδ軸の一次電圧変
動分△ｖ　δをすべり補正演算部３３で求めている。こ
の△ｖ　δは一次抵抗Ｒ１を含まない式で表され、従っ
て一次抵抗変化の影響を受けない。△ｖ１δについては
本発明でも用いるので、本発明の内容説明の項にて詳述
する。 ［００１８］ 図６はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流との関係を示
すベクトル図、図７は一次電圧変動分を示すベクトル図
であり、図中ｖ１、Ｅは夫々−次電圧、二次電圧、△ｖ
は一次電圧変動分、△ｖγ、△ｖ１δ、は夫々その変動
分のγ軸成分、δ軸成分、ψはγ軸とｄ軸との位相差、
■　は励磁分電流、■２はトルク分電流である。△ｖ１
δは次の（５）式により表される。 ［００１９］ △ｖδ＝−△ｖ　１ｄ”　Ｓｉｎψ＋△ｖ１ｑＣＯ８ψ
−（５）ま ただしｃｏｓψ＝Ｉ　／Ｉ　＝ｉ　　／ｉ　　ｙ、ｓｉ
ｎψ＝■２／１１＝１１ｑ／１１γ０　　１　　１ｄ　
　　１ そしてすべり補正演算部３では△ｖ１δに基づいて２次
抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分△ωｓを
演算で求め、すべり角周波数演算部３４で求めたω＊と
△ωｓとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、これ
に回転子角周波Ｓ　　　　　　　Ｓ 数ωを加算して一次電圧の角周波数ω＝ｄθ／ｄｔの目
標値としている。図８中３は極座標変換部、３６は座標
変換部、４はＰＷＭ回路、４２はインバータ１Ｍは誘導
電動機、ＰＰはパルスピックアップ部、４３は速度検出
部である。 ［００２０］

【発明が解決しようとする課題】

（ａ）−次電圧変動分Δ■１８．△ｖ１．は一次抵抗の
変動分及び二次抵抗の変動分を共に含んでいるため、図
８の回路では、すべり補正演算部３３にて△ｖ１．。 △ｖ１．から更に一次抵抗変化の影響を受けないΔδを
算出し、更にこの△ｖ１δから△ωｓを算出している。 ［００２１］ （ｂ）界磁制御を行う場合にはλ２ｄと１１ｄとは（１
）式３行目より次の式の関係にある。また、λ２ｄ＝Ｏ
であるから（７）式が成り立つ。 ［００２２］

【数４】 ［００２３］ （７）式より界磁制御時にはｉ１ｄはλ２ｄの変化に対
して一次進みで制御されることがわかる。つまり界磁指
令λ２ｄ＊が変化しているときはλ２ｄ＝Ｍｉ１ｄは成
り立たない。 ［００２４］ しかしながら従来の回路では、界磁制御に対しては考慮
していないため、励磁電流ｉ　を一定として、つまり１
１ｄ＝λ２，７Ｍとして理論的展開を行い、すべりｄ 補正演算を実行していた。このため界磁制御領域では、
すべり角周波数の設定値を正確に演算することができず
、有効な方法ではなかった。 ［００２５］ 本発明の第１の目的は、すべり角周波数の演算式中の二
次抵抗の変化を補償するにあたって、−次抵抗変化に影
響されない理想的な補償を行うことができ、更にすべり
角周波数の目標値の演算が既に提案されている方式より
も簡単になり、その上界磁制御を行う場合にも有効なベ
クトル制御装置を提案することにある。 ［００２６］ 本発明の第２の目的は、−次抵抗及び励磁インダクタン
スの変化分を補償することが可能なベクトル制御装置を
提供することにある。 ［００２７］ 本発明の第３の目的は二次抵抗変動補償の応答を良好に
するとともに補償の安定化を図ることができるベクトル
制御装置を提供することにある。 ［００２８］ 本発明の第４の目的は二次抵抗変動補償の精度向上と同
定時間を速くするベクトル制御装置を提供することにあ
る。 ［００２９］

【課題を解決するための手段及び作用】既述したように
二次抵抗のみならず一次抵抗も温度により変化するため
一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵抗補償を行うこと
が理想的である。ここに本発明では図８の回路と同様に
一次電圧のδ軸成分の変動量△ｖ１δを用いると共に、
更に一歩進めた制御方式を採用した。 ［００３０］ 即ち図８に示すベクトル制御では回転座標ｄ−ｑ軸のｄ
軸を二次磁束と同一軸とすることにより、励磁電流ｉ　
　トルク電流ｉ１ｄの直交性を保つように制御し１ｄゝ ていた。 ［００３１］ 今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸を一次電流１
上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベクト
ル制御を行うためには当然ｄ−ｑ軸上での制御が必要で
あるため、電源角周波数ω。と同一速度で回転し、位相
の異なるｄ−ｑ軸とγ−δ軸を併用する断制御方式とし
た。 ［００３２］ 一次電流１１を基準としたγ−δ軸上で考えた場合、二
次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変動分△ｖ１δ
で検出すると、−次抵抗による電圧変動分を含まない電
圧成分となるためロバスト性のある二次抵抗補償が可能
となる。 ［００３３］ そのため、γ−δ軸上での理想−次電圧Ｖγ＊、ｖ１δ
＊を演算で求め、−次抵抗と二次抵抗変化による電圧変
動分の補正をｉ　γ＝■１．１１δ＝Ｏとなるように制
御することにより実行する。このように制御することに
より、１１γ＝Ｉ１を制御するＰＩアンプ出力には△ｖ
　γが得られ、１１δ＝０を制御するＰＩアンプ出力に
は△ｖ　δが得られる。△ｖ１δには一次抵抗変化によ
る電圧成分が含まれでいないので、二次抵抗変化の補償
に使用することが可能である。つまり、△ｖ１δを用い
て二次抵抗変化の補償を行えば、−次抵抗変化に左右さ
れない理想的な補償を行うことができる。 ［００３４］ このように、−次電流■１を基準値としたγ−δ軸を用
いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次抵抗変化デー
タがδ軸に直接得られるという利点を有する。 ［００３５］ また本発明では、先の（７）式から界磁指令λ２ｄ＊が
変化しているときにはλ＝Ｍｉ　　は成り立たないので
、λ　７Ｍと１１ｄとは区別して使用している。 ２ｄ　　　　１ｄ　　　　　　　　　　　　　　２ｄ［
００３６］ 以下に本発明を具体的に詳述する。 ［００３７］ （Ａ）γ−δ軸を用いた場合のベクトル制御条件図３は
誘導電動機の非対称Ｔ−Ｉ形等価回路、図４はこの等何
回路に対応するベクトル図である。 ［００３８］ 今γ軸を一次電流■上にとれば１１γ＝■１．１１δ＝
Ｏとなる。γ−δ軸においても「従来技術」の項で示し
た（１）式と同様の式が成り立つので（１）式のｄ、ｑ
を夫々γ、δに変更すると、　（１）式の３，４行目か
ら（８）、　　（９）式が成り立つ。 ［００３９］

【数５】 ［００４０］ Ｐを含んだ項を除去すれば常に成立するωの条件が求め
られる。 り次式が求められる。 （９）式よ ［００４１］ （１０）式を（８）式に代入すると次式が得られ、従っ
て（１１）式が成り立［００４２］

【数６】 ［００４３］ ここで、λ２ｄとλ２γ、λ２δの関係は次のようにな
る。 ［００４４］ ［００４５］

【数７】 ［００４６］ 以上のようにγ軸を一次電流■１上にとって１１γ＝■
１．１１δ＝Ｏとなるように制御し、かつｄ−ｑ軸上で
のベクトル制御条件を満足するようにすればωは「従来
技術」の項の（４）式と同一の式で表され、同一の条件
が得られることが分かった。ただし界磁制御領域を考慮
してλ２ｄ≠Ｍｉ１ｄとして取り扱えば、　（１４）式
の１段目よりωは（１５）式のように表される。 ［００４７］

【数８】 ［００４８］ （Ｂ）アーδ軸における理想電圧 χ−δ軸では１１γ＊＝ｉ１ｄ１１δ＊＝０と制御され
るので、これを考慮して（１）式を変形すると次の（１
６）式が得られる。（１６）式でＰの付いている項を省
略すると（１７）式が得られる。 ［００４９］

【数９】 ［００５０］ ここでベクトル制御条件成立時は （１８）式が成立する。 （１８）式が成立す ることによって （１９）式が得られる。 ［００５１３ ［００５２］ トルク電流指令ｉ　＊が急変したときや界磁制御に入っ
て励磁電流指令１１ｄ＊ｑ が変化するときには、（１６）式のＬσにかかっている
Ｐ　１１χの項を無視することができない。このＰ項を
考慮したときの理想電圧は次のようになる。 ［００５３］

【数１１】 ［００５４］ （Ｃ）二次抵抗変化時の二次磁束変動 二次抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討す
る。 （１）式の３゜ 行目より次式が得られる。 ［００５５］

【数１２】 ［００５６］ （２１）、　　（２２）式にＬ　２／　Ｒ２をかけると
次のようになる。 ［００５７］

【数１３】 ［００５８］ （２３）、　　（２４）式よりλ　χを求めると、　（
２３）×（１＋Ｌ２Ｐ／Ｒ２）は（２５）式となり、　
（２４）×Ｌ２ωｓ／Ｒ２は（２６）式となる。また、
　（２５）＋　（２６）よりλ２γは（２７）式のよう
になる。 ［００５９］ 次に、　（２３）、　　（２４）式よりλ　δを求める
と、　（２３）×Ｌ２ωｓ／Ｒ２は（２８）式となり、
（２４）ｘ　（１＋Ｌ　Ｐ／Ｒ２）は（２９）式となる
。また（２９）　−（２８）よりλ２δを求めると（３
０）式のようになる。 ［００６０１

【数１４］ ・・・・・・・・・（２８） ・・・・・・・・・（２９） ［００６１］ ここで次の仮定をおく。 ［００６２］ （イ）電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、ｉ　γ＊＝１１γ１　δ＊＝ｉ　δ＝Ｏとする。 またａ−ｑ軸上での電流は１１ｄ＊＝１１ｄ、１゜［０
０６３］ （ロ）二次抵抗変化分をＫとするとＲ２−（１＋Ｋ）Ｒ
２＊となるから（３０）式にあるＬ２ωｓ／Ｒ２は次の
ように表すことができる。 ［００６４］ 【数１５】 Ｍ＊ ［００６５］ （ハ）励磁電流は（７）式で示されるように制御されて
いるとし、従って（３２）式が成り立つ。 ［００６６］

【数１６】 ［００６７］ （ニ）二次抵抗補償を行うものとして、１＋Ｌ　Ｐ／Ｒ
の過渡項の時定数Ｌ２／Ｒ＝Ｌ　＊／Ｒ＊と仮定する。 （短時間にＲ２は変化しないとする。）そのため、次式
が成立する。 ［００６８］

【数１７】 ［００６９］ 以上の関係式を（２７） （３０）式に代入して変形すると ）式のようになる。 ここでγ−δ軸での二次磁束の理想値は式で表される。 ［００７０］

【数１８】 ［００７１］ （３４）式の分母、分子に１１γ＊を掛け、（３６）式
を用いると、 γ軸の二 ［００７２］

【数１９】 Δλ２７＝λ２７−λ２ｄ＊ ［００７３］ また（３５）式の分母、分子に１１γ＊を掛け、　（３
７）二次磁束変動分Δλ２δは（４０）式のように表さ
れる。 ［００７４］

【数２０１ Δλ２６１！＝λ２６−λ２ｄ＊ 式を用いると、δ軸の ［００７５］ （Ｄ）二次磁束変動時の一時電圧変動 二次磁束が変動したときの一次電圧は きる。 （１６）式より次のように表すことかで［００７６］ 【数２１】 ［００７７］ 一次電圧の理想値は（１９）式で表されるので、（１８
）式を考慮した（１９）式と（４１）式とから、電圧変
動分△ｖ１γ、△ｖ１δは次のようになる。ただしΔλ
２δ、Δλ２γの展開は夫々（４０）、　　（３９）式
を利用している。 ［００７８］

【数２２】 △ｖ１　ｖ　＝　ｖＩ　ｙ　　Ｖ　ｌ　７　＊△ｖ　１
　ａ　””　Ｖ　１　ａ　　Ｖ　１　ａ　＊［００７９
］ ここでＶ１χにはＲ１１１χ＊の成分を含んでいるため
、−次抵抗Ｒ１の変化による電圧変動もｖ１γは含むこ
とになる。そのため、−次抵抗Ｒ１の変化も考慮する［
００８０］

【数２３】 ・゛・△ｖ１　ｔ　””　Ｖ　１　ｔ　−　Ｖ　ｌ　ｙ
　＊［００８１］ 以上より、△ｖ　γには一次抵抗Ｒ１の変動分を含むた
め、二次抵抗Ｒ変化の補償に使用するには不適当である
。一方△ｖδにはＲ１の成分を含んでいないため、二次
抵抗変化による電圧変動成分と考えられる。従って、δ
軸の一次電圧Ｖ１δの変動分△ｖ１δを検出して二次抵
抗補償を行えば、一次抵抗Ｒ１の影響を含んでいないの
で次のような利点がある。 ［００８２］ （イ）一次抵抗Ｒ１の温度変化の影響を受けることなく
二次抵抗補償を行うことができる。 ［００８３］ （口）低速域ではＲ１の電圧降下分の影響が大きくなる
が、δ軸の一次電圧ｖ１δにはＲ１の電圧降下分を含ん
でいないので、低速域でも二次抵抗補償を正確に行うこ
とが可能となる。 ［００８４］ （ハ）△ｖ１δより二次抵抗補償を行えば、△ｖ１γに
はＲ１変化分による電圧成分のみが発生する。これによ
り、Ｒ１の推定が可能となる。Ｒ１は一次抵抗ケーブル
の抵抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素子のｖＣＥ
分などを含んだものと考えられる。 ［００８５］ （Ｅ）二次抵抗変化分にの算出 （４３）式を変形すると次の（４５）式が得られる。 ［００８６］

【数２４】 ［００８７］ 従ってδ軸の一次電圧変動分△ｖ１δが検出できれば（
４５）式より二次抵抗変化分Ｋを求めることができる。 ［００８８］ （Ｆ）無負荷運転時の一次抵抗と励磁インダクタンスの
同定法本発明では二次抵抗変化の補償に加えて下記のよ
うに一次抵抗と励磁インダクタンスとの同定を行うこと
もできる。励磁インダクタンスが変化すると励磁電流と
トルク電流の分流比が変化して一次電圧も変化する。−
次電圧は二次抵抗が変化しても同様に変化するため、励
磁インダクタンスＭと二次抵抗Ｒ２の変化を区別するこ
とができない。しかし無負荷運転時はトルク電流ｉ１ｄ
＝０となるので一次電圧変動には二次抵抗変化の影響が
現れない。そこで無負荷運転時の一次電圧変動を用いて
励磁インダクタンスの補償を行うことができる。 ［００８９］ 無負荷運転時のベクトル図はＴ−Ｉ形等価回路より図５
のように表すことができる。無負荷運転時はトルク電流
ｉ１ｄ＝Ｏのため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸は一致する。そ
こでｄ−ｑ軸で考える。無負荷運転時の一次電圧は（１
６）式より次のように表すことができる。ただしｉ１ｄ
＝０とし、Ｐ項は無視する。 ［００９０］

【数２５】 ｖ、＝＝Ｒ，ｉ１ｄ ［００９１］ ここで次の仮定をおく。 ［００９２］ （イ）電流は指令値通り流れるように制御されていると
して、ｌ１ｄ””ｉ１ｄとする。 ［００９３］ （ロ）励磁インダクタンスの変化分をＡＭ、：おく。 ［００９４］ （ハ）−次抵抗の変化分をＡ１とおく。 ［００９５］ （ニ）モータ定数の設定値に＊を付ける。 ［００９６］ （ホ）漏れインダクタンスＬσは小さいとして変化は無
視する。 ［００９７］ いま無負荷運転時の理想電圧は（４６）式より次のよう
に表すことができる。 ［００９８］

【数２６】 Ｖ１ａ＊＝１１＊　　ｉ１ａ＊ ［００９９］ 一次抵抗変化分Ａ　励磁インダクタンス変化分Ａ、を用
いて一次電圧を表すと１ゝ 次のようになる。 ［０１００］

【数２７】 Ｖ　１ｔｔ＝　（１＋ＡＩ）　　”　Ｒ，＊　ｅ　ｉ１
ｄ＊［０１０１］ （４７）、　　（４８）式より無負荷運転時の一次電圧
変動分△ｖ１ｄ、△ｖ１．は（４９）式のようになる。 また（４９）式より一次抵抗変化分Ａ１と励磁インダク
タンス変化分Ａ、は（５０）式のようになる。 ［０１０２］

【数２８】 ［０１０３］ 励磁指令が変化しない定常状態ではλ２ｄ＊＝＝Ｍ＊１
１ｄ＊となるのでＡＭは次のようになる。 ［０１０４］

【数２９】 ［０１０５］ 以上より、無負荷運転時の一次電圧変動分を検出するこ
とにより一次抵抗と励磁インダクタンスの同定が可能で
あることが分かった。まとめると次のようになる。 ［０１０６］ （イ）ｄ軸の一次電圧変動分△ｖ１ｄより一次抵抗変化
分Ａ１がわかる。 ［０１０７］ （ロ）ｑ軸の一次電圧変動分△ｖ１．より励磁インダク
タンス変化分Ａ、がわがる。 ［０１０８］ （Ｇ）本発明の手段 二次抵抗の目標値Ｒ２＊と実際の二次抵抗とが一致して
いれば（１５）式に基づいてωｓを求め、これをωｓ＊
とすればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこ
で本発明では△ｖ１δを用いてＫを演算し、二〇Ｋによ
りＲ２＊を修正してωｓ＊を求める。ωｓ＊を求めるた
めには、　（１５）式より得られる次の（５２）式を用
いる。 ［０１０９］

【数３０】 ［０１１０１ 一方一次抵抗も温度により変化するが、△ｖ１δは（４
３）式かられかるように一次抵抗の値を含んでいないの
で二次抵抗を補償するにあたって一次抵抗変化に左右さ
れない。この点においては第８図に示した回路と共通し
ているが、図８の回路ではｄ−ｑ座標系における電流制
御を行っているのに対し、本発明ではχ−δ座標系にお
ける電流制御を基本として一次電圧を制御し、これによ
り電流制御アンプ出力に△ｖ１ア、△ｖ１δを得、この
△ｖ１δを用いて二次抵抗を補償するようにしている。 ［０１１１］ 具体的には、１１ｄ＊　、　　ｉ１ｄ＊に基づいて一次
電流のγ軸成分の目標値１１γ＊（＝　Ｉ　１）及び前
記位相ψを算出する第１の座標変換部と、λ２ｄ＊と励
磁インダク　タンスＭとの比λ２ｄ／Ｍ、第１の座標変
換部の演算結果及び電源角周波数の指令値ω０に基づい
て一次電圧のγ、δ軸成分の目標値ｖ１χ＊、ｖ１δ＊
を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をχ−δ座標の各軸成分
１１χ、１１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ　γ＊及び−次電流のδ軸成分の目標値１１δ＊と前
記第２の座標変換部よりのｉ　γ、１１δとに基づいて
、現在の一次電圧のγ軸成分におけるＶ　γ＊からの変
動分△ｖ１γと、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ
１δ＊からの変動分△ｖ１δとを算出する手段と、 スの設定値Ｍ＊及び△ｖ１δに基づいて二次抵抗の設定
値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを
設け、 Ｖ　γ＊と△ｖ１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
目標値ｖ１χとし、またＶ　δ＊と△ｖ　δとの加算値
を一次電圧のδ軸成分の目標値Ｖ１δとし、これら目標
値ｖ１γ、Ｖ１δに基づいて電源電圧を制御すると共に
、前記すべり角周波数演算部により二次時定数の設定値
と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基
づいてそのときの二次時定数を求め、この二次時定数、
ｉ　＊及びλ２ｄ＊／Ｍ＊を用いて演算を行うようにし
ている。 ｑ ［０１１２］ また本発明では二次抵抗変化分演算部を用いる代わりに
、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ１δ＊からの変
動分△ｖ１δとこのΔ１δの目標値零との偏差を入力す
ると共に、すべり角周波数の目標値ω＊からの変動分△
ωｓを出力するすＳ　　　　　　　　　　　　　　　　
　Ｓベリ角周波数制御アンプを設け、 このすべり角周波数制御アンプよりの△ωｓとすべり角
周波数演算部で求めたω＊との加算値をすべり角周波数
の目標値としても同様の作用、効果が得られる。 ［０１１３］ 更に本発明では、無負荷運転時に△ｖ　γ、−次抵抗の
設定値Ｒ１＊および１１ｄ＊に基づいて一次抵抗の設定
値に対する変化分を算出すると共に、Δ■１δ、Ｍ＊、
二次自己インダクタンスＬ２＊、ω０及びλ２ｄ＊に基
づいて励磁インダクタンスの設定値に対する変化を算出
する同定回路部を設けることもできる。 ［０１１４］ この他、本発明ではすべり角周波数制御アンプに二次抵
抗変化分アンプを設け、このアンプ出力にすべり周波数
設定値を掛算し、得られた値を変動分として求め、この
変動分にω＊を掛算してすべり角周波数としてもよく、
また、すべり角周波数制御アンプ及び二次抵抗変化分ア
ンプにリミッタをかけてもよい。 ［０１１５］

【実施例】

図１は本発明の第１実施例を示す回路図であり、図８と
同符号のものは同一部 分を示している。１　は速度検出部４３よりの角周波数
ωに応じてλ２ｄ＊／Ｍ＊ｒ を出力する二次磁束指令アンプであり、ωがある値を越
えるまではλ２ｄｏ＊／Ｍ＊を出力し、ωがある値を越
えて界磁制御領域に入るとωに応じてλ２ｄ＊／Ｍｒ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　ｒ＊は小さくなる。１　は（７）式、
即ちλ２ｄ＊／Ｍ＊（１＋Ｌ２＊／Ｒ２＊・Ｓ）の演算
を実行する演算部である。 ［０１１６］ ５　は第１の座標変換部であって、ｉ　＊、ｉ　＊に基
づいて一次電流■１を基１　　　　　　　　　　　　　
　　　　１ｄ　　　　ｌｑ準軸としたγ−δ座標におけ
る１１γ＊とｄ軸とγ軸との位相差ψとを演算する機能
を有し、具体的には次式の演算を実行する。 ［０１１７］

【数３１】 ［０１１８］ ５は一次電圧の目標値を演算するための理想電圧演算部
であり、第１の座標変換部５１より出力されたｓｉｎψ
、■１、ＣＯＳψ及び二次磁束指令アンプ１１よりのλ
２ｄ＊／Ｍ＊並びに電源角周波数ω０を用いて（１９）
式の演算を実行し、■１γ＊、Ｖ１δ＊を演算する。 ［０１１９］ ６は第２の座標変換部であり、−次電流の検出値ｉｕ、
ｉ註γ−δ座標の各軸成分１１γ、１１δに変換する。 これら１１γ、１１δは夫々目標値１１γ＊、１１δ＊
　（＝０）と比較され、その偏差分が夫々電流制御アン
プであるＰＩアンプ７゜８に人力される。ＰＩアンプ７
．８からは夫々Δ■　γ、△ｖ１δが出力され、既述し
たように△ｖ　γはＶ　γ＊と、また△ｖ　δは■１δ
＊と夫々加算される。９は極座標変換部であり、−次電
圧のベクトル■１の大きさＩＶｌｌとγ軸との位相角φ
とを出力する（図３参照）。、゛この位相角φは、ψと
後述するθ（＝ωｏｔ）と加算され、　これら加算値と
１ｖ１１とがＰＷＭ回路４１に入力されてＵ、Ｖ、Ｗ相
に対応する一次電圧指令値に変換され、これによりイン
バータ４′２の電圧が制御される。 ［０１２０１ １０は二次抵抗変化分演算部であり、λ　＊／Ｍ＊、’
１　　＊、　　１　　＊、ω０゜２ｄ　　　　　　　　
１ｄ　　　　ｌｑｉ　γ＊及び△ｖ１δを取り込んで（
４５）式の演算を実行して二次抵抗変化分にを求める部
分である。また１１はすべり角周波数演算部であり、Ｋ
、λ２ｄ＊／Ｍ＊及びｉ１ｄ＊を取り込み（５２）式を
実行してωｓを求める機能を有する。ところでコンピュ
ータにより図１の回路の各部の演算を実行する場合には
次のようにしてωｓを算出する。即ちＫの演算やすべり
角周波数演算を含む一連の演算はクロック信号により瞬
時に行われ、すべり角周波数演算部１１における（ｎ−
１）回目の演算で求めた２次抵抗値をｎ回目の演算にお
ける設定値とする。ｎ回目の演算で求めたＫ及びＲ２を
夫々Ｋｎ、Ｒ２ｎとして表し、Ｒ２ｏの初期値Ｒ２ｏに
予め設定した値Ｒ２＊を割り当てると、１回目からｎ回
目までの演算は次のようになる。 ［０１２１］ １回目　Ｒ２１＝（１＋に１）・Ｒ２ｏ＝（１＋に１）
・Ｒ２＊ｎ回目　Ｒ＝（１＋Ｋ）−Ｒ−（１＋Ｋ）（１
＋Ｋｎ−１）−（１＋に１）−２ｎ　　　　　　ｎ　　
　　２（ｎ−１）　　　　　　ｎＲ２＊ 従ってｎ回目の演算で求めるωをω　として表すと、ω
　は次の（５３）式％式％ （ｎ−１）回目の演算で求めたω　　　を記憶しておい
て、（５３）式により得５（ｎ−１） られたＫを用いることによりω　が求められる。 ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｓｎ［０１２２
］ この場合初期値ωｓ１はω５ｌ＝（１＋に１）　　・Ｒ
２＊・１／Ｌ２＊・ｉ１ｄ＊／（λ２、＊／Ｍ＊）であ
る。こうして得られたωｓと電動機ＩＭの回転子角周波
数検出値ω１とを加算し、その加算値ω。を電源角周波
数の目標値とする。 ［０１２３］ １２は同定回路部であり、無負荷運転時にΔ■１γ、及
びｉ１ｄ＊を取り込んで（５０）式の上段の式を実行し
て一次抵抗の変化分Ａ１を算出し、これにより一次抵抗
を同定すると共に、△ｖ１δ、ω０及びλ２ａ　＊　７
Ｍ　＊を取り込んで（５０）励磁インダクタンスＭ／Ｌ
２を同定する機能を有する。ここで無負荷運転であるか
否かの判定及び同定回路部１２の駆動のタイミングはコ
ンパレータ１３により行われる。コンパレータ１３は、
定格トルク電流を１００％とした場合例えばその５％の
値を設定値とし、ｉ　＊の値と比較して、ｉ１ｄ＊が設
定値より低けれｑ ば、無負荷運転と判定して同定回路１２を駆動すると共
に、この場合には二次抵抗変化の影響が現れないのでそ
の出力信号により二次抵抗変化分演算部１０を停止させ
る。 ［０１２４］ 以上において、演算部５２でｖ１γ＊を演算するにあた
ってＰ項を考慮した（２０）式の演算を行うために、ｉ
　γ＊にかかる項をＲ１＊からＲ１＊　（１＋Ｌσ／Ｒ
１＊Ｐ）の−次進みに置き換えるようにすれば、より正
確な一理想電圧を与えるこ　とができ、電流応答を改善
できる。 ［０１２５］ 次に図１の実施例を改良した第２実施例について述べる
。（１６）式より二次磁束の変化を無視すると次の（１
６ａ）式が得られる。ただしλ２γ、λ２δは（１８）
式を用いてλ２ｄを表している。 ［０１２６］

【数３２】 ［０１２７］ この式かられかるように一次電流が急変した場合にその
時間的変化率に応じた値だけＶ　γ，Ｖ　δが変化して
しまう。即ち■１δの変化分の中には二次抵抗変化分に
加えて一次電流の時間的変化率が含まれることになり、
ｖ１γの変化分の中には一次抵抗、励磁インダクタンス
の変化分に加えて同様に一次電流の時間的変化率が含ま
れることになる。このため図１の第１実施例では、一次
電流の急変時にはその変化分が二次抵抗変化分として捉
えられ、また一次抵抗変化分、励磁インダクタンス変化
分として捉えられて、補償の正確性が低くなる。 ［０１２８］ そこで図１６の第２実施例では、ＬσＰｉ　　γ，Ｌσ
Ｐ　ｌ　１δの項を含んだ一次電圧変動分（これを△ｖ
　γ，△ｖ１δとする）と、含まない一次電圧変動分（
これを△ｖ　γ　△ｖ　δ　とする）との双方を演算し
、前者の値△ｖ１γ，△ｖ１δＩＩ’ｌＩ を用いて一次電圧を制御すると共に、後者の値Δ■１γ
■，△ｖ１δ１を用いて二次抵抗変化の補償及び一次抵
抗等の同定を行うこととしている。 ［０１２９］ 具体的には、図１６の第２実施例に示すようにＰＩアン
プ７については、ＬσＰｌｌγに相当する（１１γ＊−
１１γ）ＸＬσ／Ｔ８を演算する比例要素７１と（ｉ　
γ＊一ｉ　γ）を積分する積分要素７　とを含み、比例
要素７１よりの比例項出力と積分要素７　よりの積分項
出力との和を△ｖ１γとして出力すると共に、積分項出
力を△ｖ１γ工として出力するように構成している。ま
たＰＩアンプ８については、　ＬσＰｉ　　δに相当す
る（１１δ＊−ｉ１δ）ｘＬσ／Ｔ８を演算する比例要
素８　と（ｉ　γ＊一ｉ　γ）を積分する積分要素８２
とを含み、比例要素８１よりの比例項出力と積分要素８
よりの積分項出力との和を△ｖ１δとして出力すると共
に、積分要素８よりの積分項出力を△ｖ１δ１として出
力するように構成している。ただしＴは演算周期を示し
、　（ｉ　γ＊−１１γ）／Ｔ８と（１１δ＊Ｓ１ １１δ）／Ｔ８とは微分要素により演算される。 ［０　１　３　０ｌ このような構成によれば一次電流が急変したときでも△
ｖ１γ■，△ｖ１δ■にはその影響が現れないため、正
確な二次抵抗補償、及び一次電圧の同定等を行うことが
できる。 ［０１３１］ 図２は本発明の第３実施例を示す回路図であり、二次抵
抗変化分演算部１０を用いる代りに電圧変動分制御アン
プであるＰＩアンプ１４を用い、このＰＩアンプ１４に
△ｖ　δと△ｖ１δの目標値零との偏差を入力して現在
のすべり角周波数における目標値ω　＊からの変動分△
ωｓを出力信号として得ている。そしてすべＳ　　　　
　　　　　　　　　　　　Ｓり角周波数演算部１５では
Ｒ２が理想値から変動しないと仮定した式％式％］

【３３】 ］ に基づいてω＊を演算し、このω＊と△ωｓ　との加算
値をすべり角周波数の目Ｓ　　　　　　　　　　　　　
　　Ｓ　　　　　　　Ｓ標値としている。このような実
施例によればすべり角周波数の目標値は二次抵抗変化に
応じて自動的に修正される。なお１４はコンパレータ１
６の出力信号によってＰＩアンプ１４の出力を無効にす
るためのスイッチ部である。 ［０１３４］ また図２に示す実施例において、ＰＩアンプ７．８とし
て夫々図１６に示すＰ■アンプ７．８を用い、△ｖ　γ
　を同定回路部１２に入力すると共に、△ｖ１δ１■ ＊　と△ｖ１δ■との偏差をＰＩアンプ１４に入力すれ
ば、先述したように二次抵抗変化分の補償等を正確に行
うことができる。 ［０１３５］ 次に第４実施例及び第５実施例を図９及び図１０に示す
。第４及び第５実施例において、すべり周波数は（１５
）式に示されている。いま、トルク分電流指令きには、
すべり角周波数ωは変化することになる。そこで、二次
抵抗変動補償アンプとして△ωｓ８を出力する電圧変動
分制御アンプを用いるとｉ１ｄやλ２ｄ／Ｍが変化する
と△ωｓ　も変化しなければならない。そのため、トル
ク電流指令１１゜や励磁分電流指令λ２ｄ／Ｍが変化し
たときの二次抵抗変動補償の応答が悪くなる。つまり、
二次抵抗補償アンプ出力としては二次抵抗変化分Ｋを直
接出力するようにしておけば、上述の不都合を解消でき
る。 ［０１３６］ そこで、二次抵抗変化分Ｋを用いてすべり周波数を表す
と（５３）式のようになる。 ［０１３７］

【数３４】 ［０１３８］ （５３）式より二次抵抗変化がある一定値にであるとす
ると、ｉ　＊、λ２ｄ＊ｑ ７Ｍの変化により△ωｓが変化することが分かる。つま
り、二次抵抗補償アンプ（△ωｓを直接得る方式）では
過渡応答が悪化することが分かる。（１ｉｑ　＊　、　
　λ２４３７Ｍの変化により△ωｓアンプ出力も変化し
なければならないから）そこで、本実施例では積分項出
力（誤差電圧）△ｖ　δ　と、この△ｖ１δ１の目標値
零との１■ 偏差から二次抵抗変化分Ｋを直接出力する補償アンプを
設け、この二次抵抗変化分Ｋを用いて（５３）式より△
ωｓ＝ＫＸω＊より求め、ω＊を加算することＳ　　　
　　　　Ｓ　　　　　　　　　　　　　Ｓにより、ωを
求める。 ［０１３９］ 図９及び図１０は第４実施例及び第５実施例を示すもの
で、図９において、７０は二次抵抗変化分アンプで、こ
のアンプ７０の出力は掛算器７１を介してすべり角周波
数演算部１５の出力ω＊と加算する。掛算器７１にはω
＊が与えられＳ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　Ｓる。図１０は△ｖ　δ　＊＝Ｏ
と△ｖ１δ工との偏差を二次抵抗変化分アンプ７０に１
■ 入力し、そのアンプ出力Ｋを掛算器７１を介して図９の
実施例と同様にすべり角周波数演算部１１の出力ωｓ＊
と加算するようにしたものである。 ［０１４０１ 上記のように二次抵抗補償アンプ出力として二次抵抗変
化分Ｋを得るようにすれば、ω　＊が変化したときでも
、アンプ出力には一定値でもよいことになる。 そのため、トルク分電流指令ｉ１ｄ＊や励磁分電流指令
λ２ａ　＊　７Ｍが変化して、ωｓ＊が急変しても、二
次抵抗補償の応答は良好となる。 ［０１４１］ 次に第６実施例及び第７実施例について述べる。二次抵
抗変動によって発生するδ軸の△ｖ１δは（４３）式に
より表すことができる。（４３）式より△Ｖ１δは一次
角周波数ωに比例して変化することが分かる。そのため
、低周波領域やモータロック時にはω０が非常に小さく
なる。これにより、△ｖ１δも非常に小さな値となる。 二次抵抗補償アンプ（△ωｓ８アンプと二次抵抗変化分
にアンプ）を用いる場合、低周波領域で補償応答が遅く
なる。（Ｐ　Ｉアンプの入力△ｖ１δや△ｖ　δが微小
のためアンプが振れるのに時間がかがる。 ）１■ 本実施例はＰＩアンプのゲインを周波数により可変する
ことにより応答の改善を図るものである。ＰＩアンプの
ゲインは次式により可変させる。Ｋｐ＝Ｋｐ＊×ω０Ｔ
ＲＱ／ω０、ただし、ＫｐはＰＩアンプゲイン、Ｋｐ＊
はＰＩアンプのω０ＴＲ０時のゲイン設定値、ω０ＴＲ
Ｑは基底角周波数、ω０は一次角周波数である。また、
ＰＩアンプの安定性を考慮してゲインＫｐ≦リミッタ≦
ＫｐＬＩＭ　（ＫｐＬＩＭは可変とする）となるような
リミッタをかける。そして、ω０が定出方範囲ではω０
＝ω０ＴＲＱとし、Ｋｐ＝Ｋｐ＊とする。ここでＰＩア
ンプゲインの構成を示す。 ［０１４２］ 図１１は第６実施例で、図１２は第７実施例である。両
図において、７２がＰ■アンプゲイン、７３が上下限リ
ミッタである。図１１及び図１２に示すように構成すれ
ば、ＰＩアンプゲインＫｐを周波数に反比例して変化さ
せることにより低速域での補償応答を速くすることがで
きる。また、上下限リミッタを設けて上限リミッタＫｐ
ＬＩＭは安定性を考慮して決定し、下限リミッタは基底
角周波数ω。ＴＲＱ時の設定値Ｋｐ＊とすることにより
、全運転範囲で安定した補償を行うことができる。 ［０１４３］ 次に第８実施例について述べる。二次抵抗変動によって
発生するδ軸の△ｖ１δは低周波数になると特にその信
号に１ｆのリップルを含んでいる。そのため、安定した
二次抵抗変動補償を行うにはフィルタを挿入する必要が
ある。本実施例では△ｖ１δに一次遅れのフィルタを挿
入し、そのフィルタ時定数を一次周波数に反比例して変
化させる。次式はフィルタの伝達関数である。Ｇ　（Ｓ
）　＝１／１＋ＳＴ　　Ｔ＝１７ｆ＝２π／ω　ただし
、Ｔ１は一次遅れフィルタの時定数１ゝ　　１　　　　
０　　　　　０） 、ｆはインバータの出力周波数、ω０は一次角周波数で
ある。また、フィルタ時定数の上下限リミッタを設けて
、二次抵抗補償の安定化を図る。 ［０１４４］ 図１３は一次遅れフィルタを備えた第８実施例で、図に
おいて、７４は一次遅れフィルタ、７５は上下限リミッ
タ、７６は一次遅れフィルタの時定数である。 図１３のように一次遅れフィルタ７４を挿入し、フィル
タ時定数を周波数に反比例させることにより、補償の安
定化を図ることができる。また、上下限リミッタ７５を
設けて、高速域と極低速域でのフィルタ効果を可変でき
るようにしておけば、広範囲に亘って補償の安定化を図
ることができる。 ［０１４５］ 次に第９実施例及び第１０実施例について述べる。前記
第６．第７実施例において述べたように、（４３）式よ
り△ｖ１δは一次角周波数ω０に比例して変化すること
か分かる。そのため、低周波数領域やモータロック時に
はω０が非常に小さい値となるため、△ｖ１δも非常に
小さい値となる。このような低周波数領域で二次抵抗補
償を行う場合、二次抵抗変化分演算（４５）式の演算精
度が悪くなったり、二次抵抗変化分にアンプなどのＰＩ
アンプを用いたときは二次抵抗補償の同定に時間がかか
る（Ｐ　Ｉアンプの入力△ｖ　δや△ｖ１δ■が微少の
ため、アンプが二次抵抗変化分Ｋまで振れるのに時間が
かかる。）などの不具合がある［０１４６］ そこで、本実施例では低周波領域での二次抵抗変動補償
の精度向上と同定時間を速くさせるようにした。（４３
）式に示すように△ｖ１δはω０に比例する。モ−タロ
ツク時（ω＝０） ｒ δは比例することになる。 ［０１４７］

【数３５】 にはω０＝ωｓとなるため、 ω　＊は次式で表される。 すべり角周波数ωに△ｖＩ ［０１４８］ トルク分電流指令ｉ１ｄ＊が小さい（軽負時）ときには
、ωｓ＊も小さくなり、△ｖ　δも小さい値となる。△
ｖ１δが小さいと、前述のような不具合が発生する。そ
こで、鉄鋼ラインの巻取機やエレベータ等の用途ではモ
ータに機械ブレーキが付属しているため、モータロック
状態での運転が可能となる。このような場合はモータに
ブレーキをかけてモータロック状態にし、トルク分電流
指令ｉ１ｄ＊を大きな値（例えば５０〜１００％程度の
トルク分電流指令）にして流してやればω　＊も大きく
なり、△ｖ１δも大きい値が得られる。これにより、二
次抵抗変化分演算（４５）式や二次抵抗変化分にアンプ
を動作させれば、二次抵抗変動補償を精度良くかつ同定
速度を速く実行させることが可能となる。この初期同定
を実行し、二次抵抗補償データをホールドしておき、こ
の後ホールドデータを初期値として通常の運転に入れば
、二次抵抗補償同定の時間が不要となり、高精度なトル
ク制御が可能となる。 ［０１４９］ 図１４及び図１５は第９．第１０実施例を示すフローチ
ャートで、図１４が二次抵抗変化分演算の初期同定フロ
ーチャート、図１５が二次抵抗変化分にアンプの初期同
定フローチャートである。 ［０１５０１ 【発明の効果］ 本発明によれば一次電流■１を基準軸とする回転座標χ
−δ軸上での一次電圧のδ軸成分Ｖ１δは一次抵抗Ｒ１
の電圧降下分を含まず、そのため二次抵抗変化による−
次電圧変動に関しても、その変動成分△ｖ１δには一次
抵抗の影響が現れないことに着目し、例えば電流制御ア
ンプにより△ｖ１δを求め、これを用いてすべり角周波
数の目標値を求めるときの二次抵抗変化を補償している
ため、−次抵抗変化に影響されない理想的な補償を行う
ことができる。しかも−次電圧理想値Ｖγ＊、Ｖδ＊を
、励磁指令λ　＊／Ｍ＊と励磁電流１１ｄ＊とを等しい
とし１２ｄ て取り扱わずに区別して演算しているため、界磁制御を
行う用途に対しても有効なベクトル制御となった。更に
△ｖ　γ、△ｖ１δを求めて電圧制御を行っているので
−次抵抗、二次抵抗変化に対する電圧補正を行うことが
でき、この効果高いトルク制御精度を得ることができる
と共にトルク応答が良好になる。 ［０１５１］ そして図８の回路と比較した場合、図８の回路ではｄ−
ｑ座標上のみで電圧制御を行っており、△ｖ１８．△ｖ
　１ｑには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対する変
動分を含んでいることから、△ｖ１８．△ｖ１．より二
次抵抗変化のみの影響を受けるデータと双方の変化の影
響を受けるデータとに分離する必要があるが、本発明で
はそのような分離を行うことなく△ｖ　γ、△ｖ１δに
より直接制御することができる。 ［０１５２］ また△ｖ　δにより二次抵抗補償を行えば△ｖ１γには
一次抵抗変化による影響［０１５３］ 更に本発明では、無負荷運転時の一次電圧を解析し、そ
の解析結果に着目して次抵抗及び励磁インダクタンスの
補償が可能になった。 ［０１５４］ また、電流制御アンプの構成をＬσＰｉγ、ＬσＰｉ１
δに相当する電圧偏差を比例項出力として得るようにし
、二次抵抗変化により発生する電圧変動分を積分項出力
として得るようにすれば、−次電流変化時のＬσＰｉγ
、ＬσｐＨδの項は積分項出力に現れなくなる。これに
より、電流応答が改善されるとともに、積分項出力△ｖ
１γ■、△ｖ１δ■を用いて一次抵抗、二次抵抗、励磁
インダクタンスの補償を正確に行うことが可能となった
。 ［０１５５］ 更にまた、本発明では二次抵抗補償を良好に行うことが
できるとともにその精度向上と同定時間を速くすること
ができ、しかも、低速域での補償応答を速くできる利点
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施例を示すブロック回路図。

【図２】 本発明の第３実施例を示すブロック回路図。

【図３】 誘導電動機の等価回路図。

【図４】 ベクトル図。

【図５】 ベクトル図。

【図６】 ベクトル図。

【図７】 ベクトル図。

【図８】 ベクトル制御装置の比較例を示すブロック回路図。

【図９】 第４実施例の要部ブロック回路図。

【図１０１ 第５実施例の要部ブロック回路図。 【図１１】 第６実施例の要部ブロック回路図。

【図１２】 第７実施例の要部ブロック回路図。

【図１３】 第８実施例の要部ブロック回路図。

【図１４】 第９実施例のフローチャート。

【図１５】 第１０実施例のフローチャート。

【図１６】 第２実施例のブロック回路図。

【符号の説明】

１１・・・二次磁束指令アンプ １２・・・演算部 ２・・・速度アンプ ５１・・・第１の座標変換部 ５２・・・理想電圧演算部 ６・・・第２の座標変換部 ７．８・・・電流制御アンプであるＰＩアンプ１０・・
・二次抵抗変化分演算部 ｉ１ｄ１５・・・すべり角周波数演算部１２・・・同定
回路部 １４・・・電圧変動分制御アンプ

【書類基】

図面

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図５】

【図６】 ｑ＝６軸 ｌ ／

【図８】

【図９】

【図１０】

【図１１】

【図１２］ 【図１４】

【図１５】

【図１６】

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１＿ｑ＊を夫
   々算出する手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に
   基づいてすべり角周波数を演算するすべり角周波数演算
   部を備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ
   ＿１＿ｄ＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周
   波数に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ＿２＿ｄ＊
   を出力する手段と、このλ＿２＿ｄ＊と微分項とに基づ
   いてｉ＿１＿ｄ＊を算出する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがｔａｎ＾−＾１（ｉ＿１＿ｑ＊
   ／ｉ＿１＿ｄ＊）異なりかつ一次電流Ｉ＿１を基準軸と
   する座標をγ−δ座標とすると、ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１
   ＿ｑ＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ＿１γ
   ＊（＝Ｉ＿１）及び前記位相ψを算出する第１の座標変
   換部と、 λ＿２＿ｄ＊と励磁インダクタンスＭとの比λ＿２＿ｄ
   ＊／Ｍ、第１の座標変換部の演算結果及び電源角周波数
   の指令値ω＿０に基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の目
   標値ｖ＿１γ＊，ｖ＿１δ＊を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ＿１γ，ｉ＿１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ＿１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ＿１δ＊
   と前記第２の座標変換部よりのｉ＿１γ，ｉ＿１δとに
   基づいて、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ＿１γ
   ＊からの変動分△ｖ＿１γと、現在の一次電圧のδ軸成
   分におけるｖ＿１δ＊からの変動分△ｖ＿１δとを算出
   する手段と、 ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１＿ｑ＊，ｉ＿１γ＊，λ＿２＿ｄ
   ＊、一次電源角周波数ω＿０、励磁インダクタンスの設
   定値Ｍ＊及び△ｖ＿１δに基づいて二次抵抗の設定値に
   対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算部とを設け
   、 ｖ＿１γ＊と△ｖ＿１γとの加算値を一次電圧のγ軸成
   分の目標値ｖ＿１γとし、またＶ＿１δ＊△＿１δとの
   加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ＿１δとし、こ
   れら目標値ｖ＿１γ，ｖ＿１δに基づいて電源電圧を制
   御すると共に、前記すべり角周波数演算部は二次時定数
   の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結
   果とに基づいてそのときの二次時定数を求め、この二次
   時定数、ｉ＿１＿ｑ＊及びλ＿２＿ｄ＊／Ｍ＊を用いて
   演算を行うことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
   装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御
   装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代りに、
   現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ＿１δ＊からの変
   動分△ｖ＿１δとこの△ｖ＿１δの目標値零との偏差を
   入力すると共に、すべり角周波数の目標値ω＿ｓ＊から
   の変動分△ω＿ｓを出力する電圧変動分制御アンプを設
   け、 この電圧変動分制御アンプよりの△ω＿ｓとすべり角周
   波数演算部で求めたω＿ｓ＊との加算値をすべり角周波
   数の目標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクト
   ル制御装置。
3. 【請求項３】無負荷運転時に△ｖ＿１γ、一次抵抗の設
   定値Ｒ＿１＊及びｉ＿１＿ｄ＊に基づいて一次抵抗の設
   定値に対する変化分を算出すると共に、△ｖ＿１δ、Ｍ
   ＊、二次自己インダクタンスＬ＿２＊、ω＿０及びλ＿
   ２＿ｄ＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対す
   る変化分を算出する同定回路部を設けたことを特徴とす
   る請求項１または請求項２記載の誘導電動機のベクトル
   制御装置。
4. 【請求項４】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１＿ｑ＊を夫
   々算出する手段と、二次時定数の設定値を含む演算式に
   基づいてすべり角周波数を演算するすべり角周波数演算
   部を備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、ｉ
   ＿１＿ｄ＊を算出する手段は、誘導電動機の回転子角周
   波数に応じて二次磁束のｄ軸成分の目標値λ＿２＿ｄ＊
   を出力する手段と、このλ＿２＿ｄ＊と微分項とに基づ
   いてｉ＿１＿ｄ＊を算出する手段とを有し、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがｔａｎ＾−＾１（ｉ＿１＿ｑ＊
   ／ｉ＿１＿ｄ＊）異なりかつ一次電流Ｉ＿１を基準軸と
   する座標をγ−δ座標とすると、ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１
   ＿ｑ＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標値ｉ＿１γ
   ＊（＝Ｉ＿１）及び前記位相ψを算出する第１の座標変
   換部とλ＿２＿ｄ＊と励磁インダクタンスＭとの比λ＿
   ２＿ｄ＊／Ｍ、第１の座標変換部の演算結果及び電源角
   周波数の指令値ω＿０に基づいて一次電圧のγ，δ軸成
   分の目標値ｖ＿１γ＊，ｖ＿１δ＊を夫々算出する手段
   と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ＿１γ，ｉ＿１δに変換する第２の座標変換部と、 一次電流のδ軸成分の目標値ｉ＿１δ＊と前記第２の座
   標変換部よりのｉ＿１δとの電流偏差の時間的変化率を
   求めてこれと漏れインダクタンスＬσとの積を比例項出
   力とする比例要素と、前記電流偏差を積分した値を積分
   項出力とする積分要素とを含み、前記比例項出力と積分
   項出力との和を、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ
   ＿１δ＊からの電圧変動分△ｖ＿１δとして出力すると
   共に、前記積分項出力を△ｖ＿１δ＿Ｉとして出力する
   電流制御アンプと、ｉ＿１γ＊と前記第２の座標変換部
   よりのｉ＿１γに基づいて、現在の一次電圧のγ軸成分
   におけるｖ＿１γ＊からの変動分△ｖ＿１γを算出する
   手段と、ｉ＿１＿ｄ＊，ｉ＿１＿ｑ＊，ｉ＿１γ＊，λ
   ＿２＿ｄ＊、一次電源角周波数ω＿０、励磁インダクタ
   ンスの設定値Ｍ＊及び△ｖ＿１δ＿Ｉに基づいて二次抵
   抗の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演
   算部とを設け、 ｖ＿１γ＊と△ｖ＿１γとの加算値を一次電圧のγ軸成
   分の目標値ｖ＿１γとし、またｖ＿１δ＊△＿１δとの
   加算値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ＿１δとし、こ
   れら目標値ｖ＿１γ，ｖ＿１δに基づいて電源電圧を制
   御すると共に、前記すべり角周波数演算部は二次時定数
   の設定値と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結
   果とに基づいてそのときの二次時定数を求め、この二次
   時定数、ｉ＿１＿ｑ＊及びλ＿２＿ｄ＊／Ｍ＊を用いて
   演算を行うことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
   装置。
5. 【請求項５】請求項４記載の誘導電動機のベクトル制御
   装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代りに、
   電流制御アンプの積分項出力△ｖ＿１δ＿Ｉとこの△ｖ
   ＿１δ＿Ｉの目標値零との偏差を入力すると共に、すべ
   り角周波数の目標値ω＿ｓ＊からの変動分△ω＿ｓを出
   力する電圧変動分制御アンプを設け、この電圧変動分制
   御アンプよりの△ω＿ｓとすべり角周波数演算部で求め
   たω＿ｓ＊との加算値をすべり角周波数の目標値とする
   ことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
6. 【請求項６】△ｖ＿１γを算出する手段は、ｉ＿１γ＊
   と前記第２の座標変換部よりのｉ＿１γとの電流偏差の
   時間的変化率を求めて、これと漏れインダクタンスＬσ
   との積を比例項出力とする比例要素と、当該電流偏差を
   積分した値を積分項出力とする積分要素とを含み、当該
   比例項出力と当該積分項出力との和を、現在の一次電圧
   のγ軸成分におけるｖ＿１γ＊からの電圧変動分△ｖ＿
   １γとして出力すると共に、当該積分項出力を△ｖ＿１
   γ＿Ｉとして出力する電流制御アンプにより構成し、無
   負荷運転時に△ｖ＿１γ＿Ｉ、一次抵抗の設定値Ｒ＿１
   ＊及びｉ＿１＿ｄ＊に基づいて一次抵抗の設定値に対す
   る変化分を算出すると共に、△ｖ＿１δ＿Ｉ、Ｍ＊、二
   次自己インダクタンスＬ＿２＊、ω＿０及びλ＿２＿ｄ
   ＊に基づいて励磁インダクタンスの設定値に対する変化
   分を算出する同定回路部を設けたことを特徴とする請求
   項４または請求項５記載の誘導電動機のベクトル制御装
   置。
7. 【請求項７】請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御
   装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わりに
   、現在の一次電圧のδ軸成分における△ｖδ＊からの変
   動分△ｖ＿１δとこの△ｖ＿１＿ｑの目標値零との偏差
   を入力すると共に、出力として二次抵抗変化分を直接得
   る二次抵抗変化分アンプを設け、このアンプ出力とすべ
   り角周波数の目標値ω＿ｓ＊とを掛算することにより、
   すべり角周波数の目標値ω＿ｓからの変動分△ω＿ｓを
   求め、この△ω＿ｓとすべり角周波数演算部で求めたω
   ＿ｓ＊との加算値をすべり角周波数の目標値とすること
   を特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
8. 【請求項８】請求項４記載の誘導電動機のベクトル制御
   装置において、二次抵抗変化分演算部を用いる代わりに
   、電流制御アンプの積分項出力△ｖ＿１δ＿Ｉとこの△
   ｖ＿１δ＿Ｉの目標値零との偏差を入力すると共に、出
   力として二次抵抗変化分を直接得る二次抵抗変化分アン
   プを設け、このアンプ出力とすべり角周波数の目標値ω
   ＿ｓ＊とを掛算することにより、すべり角周波数の目標
   値ω＿ｓからの変動分△ω＿ｓを求め、この△ω＿ｓと
   すべり角周波数演算部で求めたω＿ｓ＊との加算値をす
   べり角周波数の目標値とすることを特徴とする誘導電動
   機のベクトル制御装置
9. 【請求項９】請求項２，５記載の
   誘導電動機のベクトル制御装置において、電圧変動分制
   御アンプのゲインを一次角周波数に反比例させて変化さ
   せると共にそのゲインに上下限リミッタをかけたことを
   特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
10. 【請求項１０】請求項７，８記載の誘導電動機のベクト
    ル制御装置において、二次抵抗変化アンプのゲインを一
    次角周波数に反比例させて変化させると共にそのゲイン
    に上下限リミッタをかけたことを特徴とする誘導電動機
    のベクトル制御装置。
11. 【請求項１１】請求項４に記載の誘導電動機のベクトル
    制御装置において、電流制御アンプの積分項出力を二次
    抵抗変化分演算部に与える際、前記積分項出力を一次遅
    れフィルタを介して与えると共にフィルタ時定数に可変
    可能な上下限リミッタを設けたことを特徴とする誘導電
    動機のベクトル制御装置。
12. 【請求項１２】請求項１、４記載の誘導電動機のベクト
    ル制御装置において、変動分△ｖ＿１δに基づいて二次
    抵抗の設定値に対する変化分を二次抵抗変化分演算部で
    演算し、その演算された二次抵抗変化分データを初期値
    としてホールド部でホールドし、通常運転に入ったとき
    、ホールド部のデータを初期データとして二次抵抗変化
    分演算部の出力端に与えたことを特徴とする誘導電動機
    のベクトル制御装置。
13. 【請求項１３】請求項７，８記載の誘導電動機のベクト
    ル制御装置において、変動分△ｖ＿１δを二次抵抗変化
    分アンプに入力し、アンプ出力に得られた二次抵抗変化
    分の初期値データをホールド部にホールドし、通常運転
    に入ったとき、ホールド部のデータを初期データとして
    二次抵抗変化分アンプの出力端に与えたことを特徴とす
    る誘導電動機のベクトル制御装置。