JP3771239B2 - 誘導電動機制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の１次、２次抵抗及び漏れインダクタンスといった電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに設定して多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置に関する。

誘導電動機を高精度に制御するには、誘導電動機の電気的定数である１次、２次の巻線抵抗、１次、２次漏れインダクタンス、相互インダクタンスの値が必要になる場合がある。これらの電気的定数を測定し誘導電動機制御装置に設定する機能を有する従来技術の１つとして、図１２に示すものがある。

図１２は特開平７−３２５１３２号公報（特許文献１）に記載された従来の誘導電動機制御装置の要部システム構成を示すものであり、１はインバータ、２は誘導電動機、３は電流検出器、４は電圧検出器、５は磁束トルク制御手段、６は無負荷試験手段、７は直流試験手段、８（１）〜８（ｎ）は単相試験手段、９は定数計算手段、１０は選択器、１１は設定記憶手段である。インバータ１は選択器１０出力のスイッチング信号を入力しそのスイッチング信号に応じて動作させられ、インバータ１により誘導電動機２に電圧を印加する。

次に、この誘導電動機制御装置の２次抵抗及び漏れインダクタンスを測定する動作を説明する。選択器１０は複数の単相試験手段８（１）〜８（ｎ）の出力スイッチング信号を順次選択し、インバータ１に出力する。誘導電動機２は停止した状態で３相入力端子のうちの２つの端子間に単相交流電圧が印加される。ここで、ｎ個の単相試験手段８（１）〜８（ｎ）では誘導電動機２に印加される電圧の周波数がそれぞれ異なっているものとする。各々の単相試験手段８（１）〜８（ｎ）は、電流検出器３と電圧検出器４により検出した電流と電圧を入力してそれらの基本波の大きさと位相を求め、それらの関係から１次と２次の漏れインダクタンスの和（Ｌ０１１＋Ｌ０２１）〜（Ｌ０１ｎ＋Ｌ０２ｎ）と、１次と２次の巻線抵抗の和（Ｒ１１＋Ｒ２１）〜（Ｒ１ｎ＋Ｒ２ｎ）とを求め、その電圧の周波数（Ｆ１〜Ｆｎ）とともに定数計算手段９に出力する。ここで、１次漏れインダクタンスと２次漏れインダクタンスは等しいと仮定し、それぞれの単相試験手段８（１）〜８（ｎ）が出力する漏れインダクタンスの和の半分をそれぞれの単相試験手段８（１）〜８（ｎ）の漏れインダクタンス（Ｌ１〜Ｌｎ）とする。

さらに、印加電圧の周波数を変数として漏れインダクタンスの周波数変化特性を、（ｍ≦ｎ−１）を満足するｍ次多項式を次式とする。

Ｌ＝Ａ・Ｆ（べきｍ）＋Ｂ・Ｆ（べきｍ−１）＋・・・＋Ｚ ・・（１）
ここで、（１）式に周波数（Ｆ１〜Ｆｎ）において測定された漏れインダクタンス（Ｌ１〜Ｌｎ）を代入し、未定係数法により、係数Ａ、Ｂ、Ｚを求めることができる。そして、周波数０Ｈｚの値を採用するため、零次分Ｚのみを算出すればよく計算が非常に簡単である。このｍ次多項式の零次分を漏れインダクタンスの推定真値Ｌとする。同様に、周波数（Ｆ１〜Ｆｎ）にて測定された２次巻線抵抗（Ｒ２１〜Ｒ２ｎ）を用いて、ｍ次多項式の零次分を２次巻線抵抗の真値Ｒ２とする。このように、測定を行うのは誘導電動機２次導体の表皮効果による２次抵抗、漏れインダクタンスの測定誤差を減らすためである。

ここで、表皮効果の影響についてもう少し詳細に説明する。図１３は表皮効果により２次抵抗が２次周波数によりどのように変化するかを示す説明図であり、深溝型の２次導体形状を持つ３．７ＫＷ誘導電動機を例として示した。ここで、図１３（ａ）は二次周波数（Ｈｚ）と２次抵抗（Ω）との関係を示す説明図であり、図１３（ｂ）は図１３（ａ）の低周波部分の２次抵抗側レンジを拡大した説明図であり、太実線で示される真値が示すように２次抵抗は２次周波数の増加に伴い表皮効果の影響で大きくなる。図中２次近似、３次近似、４次近似と示してあるのは、多項式近似により求めた曲線であることを示している。図１３（ｃ）は多項式近似により求めた曲線の問題点の説明図である。図１３（ｂ）で判るように多項式近似の次数を上げるほど真値に近く推定できる。しかし、その分多くの周波数での測定が必要となる。この例では４次近似程度でかなり真値からの誤差は少なくなっている。

また、図１３（ｃ）に示す４次近似#1は４次近似で各周波数で誤差なく測定できた場合を示しており、４次近似#2は１ポイントの周波数（図中２２Ｈｚ）での測定に０．００５Ω誤差を持った場合の推定結果を示している。図から判るように０Ｈｚの２次抵抗値は１ポイントの周波数の測定誤差により大きく誤差が増す。このように、多項式近似によると測定された値のわずかな誤差が測定されていない領域の抵抗推定値に非常に大きな誤差となって影響することが判る。

また、通常運転状態では滑りが小さいので２次周波数はわずか数Ｈｚ程度である。この例で使用した誘導電動機では定格負荷時に４Ｈｚとなる。

従って通常運転状態で必要とされる２次抵抗は数Ｈｚ程度の値である。

しかし、誘導電動機の等価回路はよく知られている図１４に示され、数Ｈｚ程度の電圧印加ではほとんど２次側に電流が流れることはなく、相互インダクタンスＭを通って流れてしまい、２次抵抗を精度良く測定することができなくなるために、通常運転状態より高い周波数から必要とされる周波数を推定することが必要となる。

以上をまとめると、
通常運転時に必要とされる低周波数での２次抵抗はその周波数で直接測定することはできず通常運転時より高い周波数で求めた２次抵抗測定値を用いて通常運転時の２次抵抗を推定しなければならない。

多項式近似により通常運転時に必要とされる周波数での２次抵抗値の推定は可能であるが、精度を上げるために近似する次数は４次以上、すなわち周波数５点以上の測定が必要となる。

またそれぞれの周波数における測定精度は極めて高くなければならず、もし誤差を含むと通常運転周波数での２次抵抗値を推定する際、大きな誤差を生じる。

以上、２次抵抗について述べたが、漏れインダクタンスに関してもまったく同じことがいえる。

次に、図１５は、特開平６−９８５９５号公報に記載された従来の誘導電動機制御装置のブロック図であり、この公報には、特に単相印加による１次＋２次の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）及び合成漏れインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２）の測定方法が開示されている。

図１５において、２１は交流電源、２２は整流回路、２３は平滑コンデンサ、２４はインバータ、２５は誘導電動機、２６は電流検出器である。

２７はＰＷＭ信号を発生するゲート回路、２８は通常運転時は速度指令ωｒに追従するよう制御を行う速度センサレスベクトル制御、２９は正弦波変調信号を作り、これによりゲート回路２７を介してインバータ２４を動作させ、交流励磁電圧により誘導電動機２５に交流電流を流す単相交流励磁処理、３０は有効パワー分電流Ｉｑ、及び無効パワー分電流Ｉｄ演算処理、３１は１次、２次合成抵抗及び合成漏れインダクタンス演算処理である。３２は制御回路であり符号２８乃至符号３１を付した構成を含む。ここで、有効パワー分電流Ｉｑ、及び無効パワー分電流Ｉｄ演算処理３０は、Ｕ相の電動機電流ｉｕと励磁電圧ベクトルの固定座標からの回転位相指令をθとすると、有効パワー分電流Ｉｑである１．４１４・ｓｉｎθ・ｉｕを１次周波数の１周期区間で、任意のサンプル周期毎に積算し、積算回数で除算して求め、無効パワー分電流Ｉｄである−１．４１４・ｃｏｓθ・ｉｕを１次周波数の１周期区間で、任意のサンプル周期毎に積算し、積算回数で除算して求める。

そして、１次、２次合成抵抗及び合成漏れインダクタンス演算処理は、１次、２次合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）と１次、２次合成漏れインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２）をインバータの１次周波数指令ω１及び１次電圧指令値Ｖｃ１より次式で求める。

（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖｃ１・Ｉｑ／１．５（Ｉｄ²＋Ｉｑ²）・・（２）
（Ｌ１＋Ｌ２）＝Ｖｃ１・Ｉｄ／１．５ω１（Ｉｄ²＋Ｉｑ²）・・（３）
このようにして、図１５に示す従来の誘導電動機制御装置は単相印加により１次、２次合成抵抗及び漏れインダクタンスを求める。

しかし、この演算は相互インダクタンスＭを開放として近似していることによる誤差を生じる。ここでその誤差について説明する。図１４に示された１相分等価回路にて１次側から流入する電流は相互インダクタンスＭと２次の漏れインダクタンス、２次抵抗の直列回路とに分流する。ここで、相互インダクタンスＭを開放として近似するとＭに流れている電流はすべて２次漏れインダクタンスと、２次抵抗の直列回路に流れるとして計算することになる。この相互インダクタンスを開放として近似することによる誤差はＲ１＝０．４Ω、Ｒ２＝０．３Ω、Ｍ＝６２ｍＨ、Ｌ１＝Ｌ２＝１．６ｍＨとすると、２次抵抗値が約５％ほど低く演算されることになる。

図１６は特開平４−３６４３８４号公報（特許文献２）に記載された従来の誘導電動機制御装置を示すブロック図であり、特に、起動時に電動機の１次抵抗Ｒ１と２次抵抗Ｒ２を推定する技術が開示されている。

図１６において、直流電圧信号発生器５１は起動信号ＳＴが零から立ち上がった直後から磁束指令Ψ^* が５０％まで立ち上がるまでの一定時間、直流電圧を一時的にスイッチ５２を介してＰＷＭインバータ４１に印加し、ＰＷＭインバータ４１がパルス幅制御で平均的に電動機４２に直流電圧を印加する。次に、起動電流検出手段５７は、ＰＷＭインバータ４１より直流電圧を電動機４２に印加し始めてから磁束指令Ψ^* が５０％まで立ち上がるまでの一定時間後電動機４２の１相の電流（以降、起動電流と称す。）を電流検出器４４により検出し、ローパスフィルタ５３及びスイッチ５４を介して抵抗推定演算器５５に出力する。次に、抵抗推定手段５５は、電動機４２の温度が基準温度状態における電動機４２の１次抵抗Ｒ１ｎと２次抵抗Ｒ２ｎ及び電動機４２の温度が基準温度状態における起動電流検出手段５７の出力起動電流Ｉｎを記憶している基準値記憶器５６と、電動機４２の温度が規定されていない状態における起動電流検出手段５７の出力の起動電流Ｉおよび基準値記憶器５６の出力である基準温度における１次抵抗Ｒ１ｎ、２次抵抗Ｒ２ｎおよびＩｎを入力し、
Ｒ１＝｛Ｋｒ１（Ｉｎ−１）／Ｉ＋１｝Ｒ１ｎ ・・・（４）
Ｒ２＝｛Ｋｒ２（Ｉｎ−１）／Ｉ＋１｝Ｒ２ｎ ・・・（５）
（４）、（５）式の演算（Ｋｒ１、Ｋｒ２は補正係数）により電動機４２の１次抵抗Ｒ１と２次抵抗Ｒ２とを推定する。

しかし、この図１６に示す誘導電動機制御装置では、ＰＷＭインバータ４１より直流電圧を電動機４２に印加し始めてから磁束指令Ψ^* が５０％まで立ち上がるまでの一定時間後の電動機４２の１相の起動電流を電流検出器４４により検出して抵抗を推定するものである。また、１次抵抗Ｒ１及び２次抵抗Ｒ２は同一であることが前提となっているので、推定された１次抵抗Ｒ１及び２次抵抗Ｒ２は標準温度における１次抵抗Ｒ１ｎ及び２次抵抗Ｒ２ｎよりは実際に近いといった程度であり、また１次抵抗と２次抵抗との温度がいつも一定でなければ誤差を持つといった問題がある。

特開平７−３２５１３２号公報 特開平４−３６４３８４号公報

上述のような従来の誘導電動機制御装置では、次のような問題がある。
（１）２次抵抗、漏れインダクタンスの測定精度を上げるには表皮効果を十分に考慮する必要があるが、従来の考慮方法では誤差が大きく変化する。

従来の表皮効果考慮方法は多項式で近似するというものであったが、多項式ではその次数を高くしなければ精度よく推定できなかった。次数を高くすることは、測定する周波数を増やすことにつながるので、測定に時間がかかり多項式近似の演算も複雑になる。

また、多項式近似はもともとその測定ポイントを正しく通る曲線を求めるもので、２次抵抗推定のように例えば１０Ｈｚからの６０Ｈｚまでの測定をして４Ｈｚでの２次抵抗を求めたい場合などのように、測定範囲外の曲線を求めるには不向きである。そのため少しでも各測定ポイントでの測定値に誤差をもつとその誤差を持つ測定値を近似する曲線にのせるために測定範囲外の曲線は大きく変化する。つまり多項式近似を使うためには各測定周波数での測定値は誤差があってはならず、実測定では非常に困難である。
（２）１次、２次の合成抵抗及び合成漏れインダクタンスを求める際に、相互インダクタンスＭを開放と近似しているために、推定誤差を生じる。

従来、１次、２次の合成抵抗及び合成漏れインダクタンスを求める際に相互インダクタンスＭを開放として近似していた。実際に測定を行う場合は測定電流は相互インダクタンスＭへも流れており、その電流は２次側の２次抵抗、２次漏れインダクタンスに流れるとして計算することになる。

この電流値はわずかではあるが、２次抵抗推定値として５％程度の誤差を生じることがあった。しかし、相互インダクタンスＭを考慮して求めるためには収束計算が必要となり構成が困難であった。
（３）起動トルク不足を解消するための、従来の起動時抵抗値推定方式では、１次抵抗と２次抵抗との温度が一定でない場合に誤差が大きくなる。

従来の起動時抵抗推定方法は起動時に直流電圧を印加しある特定間隔後の電流値をみて抵抗を推定している。通常１次抵抗を測定するために直流を流し、十分定常に達した後の電圧／電流より抵抗を求める方法を過渡状態でもその抵抗値の影響によりその電流値が変化することを利用して比例計算で求めているに過ぎず、その変化は実際には比例的にならない場合も有り誤差を多く含む。また、２次抵抗は同様に比例計算で求めているため、１次、２次の温度が異なっていった場合などはその温度差による抵抗変化分だけ誤差を持つことになる。

従って、この発明は、かかる問題点を解決するためになされたもので、この発明の第１の目的は、測定に時間がかかることなく、少ない測定周波数で精度よく表皮効果の影響を考慮し、２次抵抗、漏れインダクタンスの測定精度向上することにより制御性能を向上した誘導電動機制御装置を提供すること、この発明の第２の目的は、抵抗及び漏れインダクタンス測定時に相互インダクタンスを考慮することにより、相互インダクタンスを開放と近似することによる誤差を減らすもので、しかも収束計算など使用せずに簡単に計算するようにすることにより制御性能を向上した誘導電動機制御装置を提供すること、この発明の第３の目的は、１次抵抗及び２次抵抗を、比例計算ではなく、直接抵抗値を推定できるようにようにし、１次、２次の温度が異なっている場合にも誤差が少ないようにすることにより制御性能を向上した誘導電動機制御装置を提供することである。

この発明の誘導電動機制御装置は、第１の演算手段が、少なくとも３つの異なる周波数ｆの試験電源による試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬとを演算し、第２の演算手段が、２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬのそれぞれを分母と分子に周波数ｆの２次式を含む有理関数を有し、試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬとを有理関数に代入してこの有理関数を求め、この求めた有理関数に所要の滑り周波数を代入して２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬとを演算するようにしたので、誘導電動機の滑り周波数に対する表皮効果を考慮した２次抵抗、漏れインダクタンスを少なくとも３つの周波数での測定により、簡単に求めることができるとともに、実運転時に必要とされる誘導電動機の滑り周波数での２次抵抗、漏れインダクタンスを精度よく演算測定することができ、そしてその値を実運転時の制御に使用することができるので、速度やトルクの演算を行う場合においてその演算精度が高くなる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、３つの異なる周波数ｆの試験電源による試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬとを演算し、次に示す簡単な有理関数、
Ｒ２（ｆ）＝（ａ１＋ａ２・ｆ²）／（１＋ａ３・ｆ²）
Ｌ （ｆ）＝（ｂ１＋ｂ２・ｆ²）／（１＋ｂ３・ｆ²）
により実運転時に必要とされる誘導電動機の滑り周波数での２次抵抗、漏れインダクタンスを精度よく演算測定することができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、第２の演算手段が、係数ａ１及びｂ１のみを求め、低滑り周波数に対応する２次巻線抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬを演算するので、短時間に実運転時に必要とされる誘導電動機の滑り周波数での２次抵抗、漏れインダクタンスを精度よく演算測定することができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、第１の演算手段が、所定の周波数ｆにおける第１の２次巻線抵抗Ｒ２を演算し、第２の演算手段が、この第２の演算手段が予め求めた有理関数に所定の周波数ｆを代入して第２の２次巻線抵抗Ｒ２を求めるとともに、所要の滑り周波数ｆを代入して第３の２次巻線抵抗Ｒ２を求め、この第３の２次巻線抵抗Ｒ２に第２の２次巻線抵抗Ｒ２と第１の２次巻線抵抗Ｒ２の比を乗じて所要の２次巻線抵抗Ｒ２を求めるので、更に、短時間に実運転時に必要とされる誘導電動機の滑り周波数での２次抵抗、漏れインダクタンスを精度よく演算測定することができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、電力演算手段が、周波数ｆの試験電源に対応する有効電力Ｐと無効電力Ｑとを演算し、第１の演算手段が、周波数ｆに対応する相電圧ピーク値Ｖｐ及び１次角周波数ω、有効電力Ｐと無効電力Ｑ、予め予測された一次巻線抵抗Ｒ１とからＬ型等価回路より求められる演算式により２次抵抗Ｒ２ｄと２次漏れインダクタンスＬ２ｄを求め、第２の演算手段が、Ｔ型等価回路より求められる２次巻線抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬの演算式のおのおのに、第１の演算手段が求めた２次巻線抵抗Ｒ２ｄと２次漏れインダクタンスＬ２ｄと予め測定されている２次自己インダクタンスＬＬ２とを代入して２次巻線抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬを求めるので、有効電力、無効電力を用いて２次巻線抵抗、漏れインダクタンスを計算する際に相互インダクタンスを考慮した演算が収束計算など用いずに求めることができるため、収束計算などの複雑なプログラミングをする手間が省け、更に、相互インダクタンスを考慮しているために２次巻線抵抗、漏れインダクタンスの演算測定誤差が減少できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、Ｌ型等価回路より求められる演算式は、
Ｌ２ｄ＝Ｑ・Ｖｐ²／（４・ω・（Ｐ²＋Ｑ²））
Ｒ２ｄ＝Ｐ・Ｖｐ²／（２・（Ｐ²＋Ｑ²））−Ｒ１
Ｔ型等価回路より求められる演算式は、
Ｌ＝Ｌ２ｄ＋（２・Ｌ２ｄ−ＬＬ２）・Ｒ２ｄ²／（２・ω²・ＬＬ２²）
Ｒ２＝Ｒ２ｄ・ＬＬ２² ／（ＬＬ２−Ｌ２ｄ）²
であるので、簡単な計算により相互インダクタンスを考慮した演算が収束計算など用いずに求めることができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、電力演算手段が、多相インバータが多相誘導電動機に供給する単相交流の印加電圧より瞬時有効電力と瞬時無効電力を求め、瞬時有効電力と瞬時無効電力から高周波成分をフィルタリングするので、有効電力と無効電力を電動機を拘束せずに精度良く測定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、電力演算手段が、瞬時有効電力と瞬時無効電力から印加電圧の２倍の周波数成分をノッチフィルタにより、２倍の周波数成分を超える高周波成分をローパスフィルタによりフィルタリングするので、より精度良く有効電力と無効電力を測定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、試験電源指令手段が、多相インバータに対して多相誘導電動機に指定した実効値電流を供給するように指令電圧を出力するので、実効値電流値により変化する２次巻線抵抗及び漏れインダクタンスに対して、実運転時の実効値電流値に対応する２次巻線抵抗及び漏れインダクタンスを精度良く測定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、試験電源指令手段が、多相インバータに対する指令電圧を所定の上昇率で上昇し、この指令電圧の上昇に伴って多相インバータが多相誘導電動機へ供給する実効値電流の二乗の時間平均値が指定した実効値電流の１／３と等しいかあるいは大きくなったときに指令電圧の上昇を止めるので、有効電力と無効電力の測定に必要な実効値電流の設定が容易に行える効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、試験電源指令手段が、多相インバータに指令電圧を出力し、電力演算手段が、測定及び演算による遅れに対応した補正位相により指令電圧の位相を補正して有効電力Ｐと無効電力Ｑとを演算するので、有効電力、無効電力の測定結果に影響を及ぼす指令電圧の位相差を補正できるので、サンプリング周期や演算遅れ時間により有効電力、無効電力の測定結果が変わることなく正確に測定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、電流制御手段が、多相インバータを制御して停止中の多相誘導電動機に所定の直流指令電圧を印加して直流電流を供給し、抵抗推定手段が、直流電圧と直流電流とを入力して、電流制御手段の電流供給直後の第１の期間に１次巻線抵抗と２次巻線抵抗との合成抵抗を演算し、第１の期間の次の第２の期間に１次巻線抵抗を演算し、第１の期間に演算した合成抵抗から第２の期間に演算した１次巻線抵抗を減じて２次巻線抵抗を推定するので、起動時に短時間に１次巻線抵抗、２次巻線抵抗を推定可能であり、起動の度に推定することにより、温度変化により１次巻線抵抗、２次巻線抵抗が変化しても起動時にトルク不足になることはない。また１次巻線抵抗、２次巻線抵抗の温度が異なっていてもそれぞれの温度における１次巻線抵抗、２次巻線抵抗を求めることができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、抵抗推定手段に、多相誘導電動機に供給した直流電流と多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還された１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とから多相誘導電動機に印加した直流電圧値を推定する電圧推定器と、直流電圧値と直流電圧指令値との偏差を積分演算する積分器と、積分器の出力を基に第１の期間に１次巻線と２次巻線との合成抵抗を演算し、合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗に分離して電圧推定器に帰還し、第２の期間に積分器出力より１次巻線抵抗を演算し、第１の期間に演算した合成抵抗から第２の期間に測定した１次巻線抵抗を減じて２次巻線抵抗を推定し、演算した１次巻線抵抗と推定した２次巻線抵抗を電圧推定器に帰還する抵抗演算手段とを備え、偏差が所定値以下となった場合に第２の期間に測定及び推定した１次巻線抵抗と２次巻線抵抗を使用して多相誘導電動機を制御するので、抵抗値を精度よく推定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、抵抗推定手段に、多相誘導電動機に指令した直流指令電圧と多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還された１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とから多相誘導電動機に供給した直流電流値を推定する電流推定器と、直流電流値と多相誘導電動機に供給した直流電流の検出値との偏差を積分演算する演算器と、この積分器の出力を基に第１の期間に１次巻線と２次巻線との合成抵抗を演算し、合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗に分離して前記電圧推定器に帰還し、第２の期間に積分器出力より１次巻線抵抗を演算し、第１の期間に演算した合成抵抗から第２の期間に測定した１次巻線抵抗を減じて２次巻線抵抗を推定し、演算した１次巻線抵抗と推定した２次巻線抵抗を電流推定器に帰還する抵抗演算手段とを備え、偏差が所定値以下となった場合に第２の期間に測定及び推定した１次巻線抵抗と２次巻線抵抗を使用して多相誘導電動機を制御するので、抵抗値を精度よく推定できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、抵抗演算手段が、第１の期間に演算した合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とに所定の比で分離するので、あらかじめ求めた１次巻線抵抗と２次巻線抵抗の比を使うようにすることにより、その比が判らないときに抵抗の推定時間が長くなることを防止できる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、予め交流電圧を多相誘導電動機に印加して求めた交流印加による１次巻線抵抗Ｒ１及び２次巻線抵抗Ｒ２と、抵抗推定手段によりほぼ同時に推定した直流電圧印加による１次巻線抵抗Ｒ１及び２次巻線抵抗Ｒ２との比を記憶する記憶手段を備え、抵抗推定手段により推定した１次巻線抵抗Ｒ１及び２次巻線抵抗Ｒ２を記憶手段に記憶した比により補正するので、起動時の抵抗をより精度良く推定することができる効果を奏する。

また、この発明の誘導電動機制御装置は、運転期間と停止期間を繰り返す多相誘導電動機の停止期間に１次巻線抵抗と２次巻線抵抗を推定して多相誘導電動機を制御するので、運転と停止による巻線の温度変化による抵抗変化を推定できるので起動時の抵抗をより精度良く推定することができる効果を奏する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による誘導電動機制御装置を示すブロック図である。図１において、１０１はインバータ、１０２は誘導電動機、１０３はインバータ１０１から誘導電動機１０２へ供給される電流を検出する電流検出器、１０４はインバータ１０１より誘導電動機１０２へ印加する試験電源を指令する試験電源指令手段であり、３つの異なる周波数の指令電圧を順次出力する。１０５は電流検出器１０３で検出した電流と試験電源指令手段１０４からの指令電圧とを用い有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを演算測定する有効電力・無効電力演算測定手段（以降、電力演算手段と称す。）、１０６は電力演算手段１０５より測定された結果を用い２次抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬを演算測定する２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段、１０７は２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０６から出力される異なる３つの周波数の指令電圧に対応する２次抵抗・漏れインダクタンスの値を用い表皮効果を考慮した値を演算する表皮効果考慮演算手段である。また、１０８は表皮効果考慮演算手段１０７が出力した値を実際の運転時に使用するため記憶する、２次抵抗・漏れインダクタンス記憶手段である。

次に、この誘導電動機制御装置の表皮効果考慮演算手段１０７の動作を説明する。

背景技術で説明したように表皮効果により２次抵抗は滑り周波数によって変化する。この変化の様子は籠形回転子の溝形状によって多少違うものの、いろいろな２次導体形状の表皮効果の影響は、その周波数対２次抵抗の実験により、いずれも分母と分子に周波数ｆの２次式を含む有理関数で表せることが判った。この有理関数は次のように示される。

Ｒ２（ｆ）＝（ｋ１＋ｋ２・ｆ²）／（ｋ３＋ｋ４・ｆ²） ・・・（６）
ここで、ｆは周波数、ｋ１〜ｋ４は定数である。

（６）式においてａ１＝ｋ１／ｋ３、ａ２＝ｋ２／ｋ３、ａ３＝ｋ４／ｋ３とおくと
Ｒ２（ｆ）＝（ａ１＋ａ２・ｆ²）／（１＋ａ３・ｆ²） ・・・（７）
となる。ここで例えば籠形回転子の溝形状が２重籠形となっている誘導電動機の等価回路は図２のように示される。ここで、Ｌ２０は２次側共通漏れインダクタンス、Ｒ２ｐは２重籠の上部導体の抵抗値、Ｒ２ｓは２重籠の下部導体の抵抗値、Ｌ２ｐは２重籠の上部導体の漏れインダクタンス、Ｌ２ｓは２重籠の下部導体の漏れインダクタンス、Ｚｒは２次側合成インピーダンスである。この２次側合成インピーダンスＺｒは次式のように示される。

（８）式より、その実部と虚部はそれぞれ周波数ｆの２次式を含む有理関数の特性となることが判る。誘導電動機１０２の制御においては２次導体を抵抗と漏れインダクタンスの直列回路として扱うので、２次合成インピーダンスＺｒの実部が２次抵抗、虚部が２次漏れインダクタンスとして扱われることとなる。よって、２重籠では２次側周波数による２次抵抗、漏れインダクタンスは周波数ｆの２次式を含む有理関数で表せることが理論的にも判る。

このように、周波数ｆの２次式を含む有理関数で表せると３つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３に対応するＲ抵抗Ｒ２（ｆ１）、Ｒ２（ｆ２）、Ｒ２（ｆ３）が判ると係数ａ１、ａ２、ａ３は代数計算により求めることができる。このように係数が求まれば測定できないような数Ｈｚといった低周波での２次抵抗も容易に演算することができる。

上記は２次抵抗について述べたが同様なことが漏れインダクタンスについても言える。

また、理論的な説明として２次導体の溝形状が２重籠形の場合について説明したが、深溝形の場合においても上述の有理関数で表せることが判った。

また、周波数ｆの２次式と４次式を含む有理関数により２次抵抗及び漏れインダクタンスを表しても良いが、係数の数が５個となり、５つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆ５での２次抵抗Ｒ２（ｆ１）、Ｒ２（ｆ２）、Ｒ２（ｆ３）、Ｒ２（ｆ４）、Ｒ２（ｆ５）から５つの係数を求めることが必要となり、演算が複雑となり抵抗の推定に時間がかかることになる。上述の実験では、周波数ｆの２次式の有理関数により十分な精度で２次抵抗及び漏れインダクタンスが推定できることが判った。

次に、実施の形態１による誘導電動機制御装置の動作を説明する。

図１において、試験電源指令手段１０４から６０Ｈｚ、３５Ｈｚ、１０Ｈｚの３つの周波数の指令電圧が順次出力される。それぞれの周波数における試験電源指令手段１０４からの指令電圧と電流検出器１０３の出力により電力演算手段１０５にて有効電力・無効電力が求められる。

この場合試験電源は３相正弦波、あるいは単相正弦波いずれでもよい。

但し、３相正弦波の場合、１０Ｈｚの周波数指令を出力すると誘導電動機１０２はすぐに回転を始めてしまい２次抵抗の測定はできない。したがって、３相正弦波の場合にはその周波数での２抵抗及び漏れインダクタンスを測定する間に回転し始めないように、１０Ｈｚより高い周波数を選択する必要がある。この周波数は、負荷の種類、負荷の大きさにより適宜選択することができる。また、使用条件によっては、誘導電動機１０２の回転軸を拘束して測定することができる。単相の場合は１０Ｈｚでも回転することはないので単相を印加する方がよい。また、有効電力・無効電力の演算測定にここでは試験電源指令手段１０４が出力する指令電圧を用いたが、電圧検出器を設け誘導電動機の端子側で検出した電圧を用いてもよい。

このようにして有効電力、無効電力が求まれば２次抵抗・漏れインダクタンスは演算できる。ここで、６０Ｈｚ、３５Ｈｚ、１０Ｈｚでの２次抵抗の値をＲ２（６０）、Ｒ２（３５）、Ｒ２（１０）、漏れインダクタンスの値をＬ（６０）、Ｌ（３５）、Ｌ（１０）とすると、有理関数の係数は次のように求まる。

ａ１＝｛−１９・Ｒ２（６０）・Ｒ２（３５）＋３４３・Ｒ２（６０）・Ｒ２（１０）−３２４・Ｒ２（３５）・Ｒ２（１０）｝／
｛３２４・Ｒ２（６０）−３４３・Ｒ２（３５）＋１９・Ｒ２（１０）｝
ａ２＝｛１９・Ｒ２（６０）・Ｒ２（３５）−２８・Ｒ２（６０）・Ｒ２（１０）＋９・Ｒ２（３５）・Ｒ２（１０）｝／
｛１００・〔３２４・Ｒ２（６０）−３４３・Ｒ２（３５）＋１９・Ｒ２（１０）〕｝
ａ３＝｛−９・Ｒ２（６０）＋２８・Ｒ２（３５）−１９・Ｒ２（１０）｝／
｛１００・〔３２４・Ｒ２（６０）−３４３・Ｒ２（３５）＋１９・Ｒ２（１０）〕｝
使用する誘導電動機の定格トルク時の滑り周波数が４Ｈｚとし、その時のＲ２を精度よく設定したい場合は上記の係数を用いて（７）式より４Ｈｚでの２次抵抗Ｒ２求めることができる。

また、図１３で示した例のように５Ｈｚ以下での２次抵抗はあまり変化しない。このような場合にはｆ＝０の値を使えばよい。その際は（７）式よりわかるようにＲ２（０）＝ａ１となり、ａ２やａ３を求める必要がなく演算の手間を省くことができる。

同様なことが漏れインダクタンスに関しても言える。

このようにして求めた２次抵抗、漏れインダクタンスは図１の２次抵抗・漏れインダクタンス記憶手段１０８に記憶され実運転時に使用される。
＜相互インダクタンスを考慮したＲ２、Ｌの測定＞
図１に示す２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０６により相互インダクタンスＭを考慮し、２次抵抗、漏れインダクタンスを精度よく演算する誘導電動機制御装置について述べる。図３は相互インダクタンスＭを考慮して２次抵抗、漏れインダクタンスを測定する誘導電動機制御装置を示すブロック図である。図４は誘導電動機１０２の１相分等価回路の説明図であり、図４（ａ）は相互インダクタンスＭを開放としたＬ型等価回路、図４（ｂ）は相互インダクタンスＭを考慮したＴ型等価回路を示す。

図３において１０６ａはＬ型等価回路により、所要の周波数における２次抵抗及び漏れインダクタンスを測定する２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段、１０９は相互インダクタンスＭを考慮して２次抵抗、漏れインダクタンスを演算するＭ考慮２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段である。

次に、この誘導電動機制御装置の動作を説明する。図４（ａ）に示すＬ型等価回路において、相互インダクタンスＭを開放と近似した場合のインピーダンスＺｄは
Ｚｄ＝（Ｒ１＋Ｒ２ｄ）＋ｊω（Ｌ１ｄ＋Ｌ２ｄ） ・・・（９）
となる。ここで１次抵抗Ｒ１は予め正確に求めることができるが、２次抵抗と１次、２次漏れインダクタンスは相互インダクタンスＭを考慮しておらず実際の値とは異なるため添字のｄを付しそれぞれＲ２ｄ、Ｌ１ｄ、Ｌ２ｄと記した。ここで、ωは周波数ｆに対する周波数角速度である。

これに対し相互インダクタンスＭを考慮した場合のＴ型等価回路は図４（ｂ）となり、インピーダンスＺ０は
Ｚ０＝（Ｒ１＋Ｍ²ω²Ｒ２／（Ｒ２²＋ω²ＬＬ２²））
＋ｊω｛Ｌ１＋Ｍ（Ｒ２²＋ω²Ｌ２ＬＬ２）／（Ｒ２²＋
ω² ＬＬ２²）｝ ・・・（１０）
となる。ここでＬＬ２は２次自己インダクタンスでＬＬ２＝Ｍ＋Ｌ２であり、周知の方法により予め求められる。

まず、２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０６ａは、相互インダクタンスＭを開放として近似した場合によく用いられる計算方法により、Ｒ２ｄおよびＬ１ｄ＋Ｌ２ｄを次のように求める。

Ｒ２ｄ ＝Ｐ／Ｉ²−Ｒ１ ・・・（１１）
Ｌ１ｄ＋Ｌ２ｄ＝Ｑ／ωＩ² ・・・（１２）
ここでＰは有効電力、Ｑは無効電力、Ｉは相電流実効値である。
相電流実効値は瞬時電流から演算して求めることができるが、次のようにして簡単に求めることもできる。

Ｉ²＝（Ｐ²＋Ｑ²）／（Ｖｐ²／２） ・・・（１３）
ここでＶｐは相電圧ピーク値であり、指令電圧が実電圧に等しければ容易に分かる定数である。１次、２次の漏れインダクタンスは等しいとし上記電流の式を使うと
Ｒ２ｄ＝Ｐ・Ｖｐ²／（２・（Ｐ²＋Ｑ²）） ・・・（１４）
Ｌ２ｄ＝Ｑ・Ｖｐ²／（４・ω・（Ｐ²＋Ｑ²）） ・・・（１５）
となる。

相互インダクタンスＭを考慮する場合も１次、２次漏れインダクタンスの値は等しいとおく、すなわちＬ１＝Ｌ２＝Ｌ。Ｍ考慮２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０９は、２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０６ａが相互インダクタンスＭを開放として近似して求めたＲ２ｄ、Ｌ２ｄから相互インダクタンスＭを考慮した２次抵抗Ｒ２、漏れインダクタンスＬを次のようにして求める。上記ＺｄとＺ０の比較より、
Ｒ２ｄ＝Ｍ²ω²Ｒ２／（Ｒ２²＋ω²ＬＬ２² ） ・・・（１６）
Ｌ２ｄ・２＝Ｌ＋Ｍ（Ｒ２²＋ω²・Ｌ・ＬＬ２）／(Ｒ２²＋ω²ＬＬ２²)
・・（１７）
この２つの式より相互インダクタンスＭを考慮したＲ２、Ｌを求めるためには収束計算が必要となり、実使用においてはプログラミングが大変であるので、誘導電動機１０２の２次時定数Ｒ２／ＬＬ２が角周波数ωより十分小さいとして、（Ｒ２／ＬＬ２）／ω≒０等の近似を行い、相互インダクタンスＭを開放と近似したＲ２ｄ、Ｌ２ｄから相互インダクタンスＭを考慮した２次抵抗Ｒ２、漏れインダクタンスＬを次式により求める。

Ｒ２＝Ｒ２ｄ・ＬＬ２²／（ＬＬ２−Ｌ２ｄ）² ・・・（１８）
Ｌ＝Ｌ２ｄ＋（２・Ｌ２ｄ−ＬＬ２）・Ｒ２ｄ²／（２・ω²・ＬＬ２²）
・・・（１９）
（１８）（１９）式を使うことにより、所要の周波数ｆにおける、相互インダクタンスＭを考慮した２次抵抗Ｒ２及び漏れインダクタンスＬを求めることができ、従来のように相互インダクタンスＭを開放と近似していたことによる誤差を無くすことができる。
＜単相電圧印加によるＲ２、Ｌの測定＞
２次抵抗Ｒ２と漏れインダクタンスＬを求める際に必要となる有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを単相電圧を印加して演算する誘導電動機制御装置について説明する。図５は単相電圧を印加して有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを演算する試験電源指令手段１０４と電力演算手段１０５を示すブロック図である。図５において、１０４は試験用の単相電圧を印加する試験電源指令手段であり、印加する電圧の角周波数ωを積分し位相θを求める積分器２０１、ＶｐＳＩＮ（θ）を出力するＳＩＮ関数発生器２０２、ゲイン２０３を有している。１０５は電力演算手段であり、位相θにπ／２を減算する加算器３０２、ＳＩＮ関数発生器３０３、３０４、乗算器３０５、３０６、フィルタ３０７、３０８を有している。

次に、この誘導電動機制御装置の動作を説明する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相を持つ誘導電動機１０２に対して、Ｕ相にｖｓ＝Ｖｐ・SIN(θ）、Ｖ相に−ｖｓ、Ｗ相に０を印加する方法と、Ｕ相にｖｓ＝Ｖｐ・SIN(θ）、Ｖ相、Ｗ相に−ｖｓ／２を印加する方法などがある。ここでＶｐは電圧ピーク値で一定の値とする。いずれの方法でも誘導電動機は回転することはない。上述のように試験電源指令手段１０４が単相印加した場合、検出した電流ｉｓはｉｓ＝Ｉｐ・SIN(θ−φ）と表される。（φは電流と電圧の位相差。）この時、瞬時有効電力ｖｓ・ｉｓは
ｖｓ・ｉｓ＝Ｖｐ・SIN(θ）・Ｉｐ・SIN(θ−φ）
＝Ｖｐ・Ｉｐ・COS(φ）／２−Ｖｐ・Ｉｐ・COS(２θ−φ）
・・・（２０）
となり、（２０）式の第１項目は有効電力Ｐで直流量である。２項目は印加された周波数の２倍の周波数で振動する成分である。このように、乗算器３０５より出力される瞬時有効電力ｖｓ・ｉｓには有効電力Ｐと印加された周波数の２倍の周波数成分が含まれる。

また、ＳＩＮ関数発生器３０４からはｖｓより９０度（π／２）だけ位相の遅れた電圧ｖｃが出力され、
ｖｃ＝Ｖｐ・SIN(θ−π／２）＝−Ｖｐ・COS(θ）となる。

この時、乗算器３０６より出力される瞬時無効電力ｖｃ・ｉｓは
ｖｃ・ｉｓ＝−Ｖｐ・COS(θ）・Ｉｐ・SIN(θ−φ）
＝Ｖｐ・Ｉｐ・SIN(φ）／２−Ｖｐ・Ｉｐ・SIN(２θ−φ）
・・・（２１）
となり、（２１）式の第１項目は無効電力Ｑで直流量である。２項目は印加された周波数の２倍の周波数で振動する成分である。このように、瞬時無効電力ｖｃ・ｉｓには無効電力Ｑと印加された周波数の２倍の周波数成分が含まれる。

実際にはこの２倍の周波数成分の他にも単相印加により電流が歪むことによる高調波成分やキャリヤ周波数によるリップルが含まれる。よって有効電力Ｐ、無効電力Ｑは瞬時有効電力ｖｓ・ｉｓと瞬時無効電力ｖｃ・ｉｓで印加された周波数の２倍の周波数成分とそれ以上の周波数成分をフィルタ３０７、３０８によりフィルタリングすることにより求める。

このフィルタ３０７、３０８としては印加された周波数の２倍の周波数成分を十分減衰できるようなローパスフィルタとすればよい。しかしその場合は２倍の周波数成分を十分減衰できるようなローパスフィルタとする必要がある。そうした場合、瞬時有効電力ｖｓ・ｉｓおよび瞬時無効電力ｖｃ・ｉｓから有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求めるために時間がかからないようにフィルタの次数を大きくする必要がある。

より効果的なフィルタリングの方法としては、２倍の周波数成分をノッチフィルタにより減衰させ、それより高い周波数成分は低次のローパスフィルタにより減衰するようにフィルタ３０７、３０８を構成する。このようにすると、それほど時間をかけずに、有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求めることができる。

上述のように１０Ｈｚ、３５Ｈｚ、６０Ｈｚと周波数を変えて２次抵抗及びインダクタンスの測定を行う場合はノッチフィルタのゲインとして、１０Ｈｚ印加の時は２０Ｈｚを減衰するようなゲイン、３５Ｈｚ印加の時は７０Ｈｚを減衰するようなゲイン、６０Ｈｚ印加の時は１２０Ｈｚを減衰するようなゲインを使い、低次ローパスフィルタはどの周波数でも同じゲインを使用する。このようにすれば、図１２の例で述べたように平均して２次抵抗インダクタンスを求める場合のように、印加する周波数により平均を取る時間を変える必要はない。このように構成した場合、実験では約１秒程度でその有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求めることができた。
＜指定電流でのＲ２、Ｌの測定＞
上述のように有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求め、２次抵抗、漏れインダクタンスを計算する際、その電流値によって２次抵抗、漏れインダクタンスは変化する。そこで、定格電流を流してその電流値での２次抵抗、漏れインダクタンスの値を求めるため、指定した電流で測定することが必要となる。図６は、この発明の誘導電動機制御装置における、指定電流で有効電力Ｐ、無効電力Ｑを演算する試験電源指令手段と電力演算手段を示すブロック図であり、図中、図５と同一符号は同一又は相当部分を示す。図６において、２０４はＳＩＮ関数発生器２０２が印加する電圧を一定傾きのスロープをかけて上昇させてその際の検出電流を２乗して時間平均した値が指定した電流実効値ｉｒｍｓの２乗の１／３となったときに電圧の上昇を止める電圧判定手段であり、試験電源指令手段１０４ａに設けられている。電圧判定手段２０４が電圧の上昇を止めた時、電流は指定した電流実効値ｉｒｍｓとなる。

次に、この誘導電動機制御装置の動作原理を説明する。ＳＩＮ関数発生器２０２は電圧をｖ＝Ｖｐ・SIN(θ）として、このＶｐをＶｐ＝ｋｖ・ｔで表されるように時間ｔにより一定の傾きｋｖで上昇するようにする。そうすると流れる電流ｉもｉ＝ｋｉ・ｔ・SIN(θ）となり一定の傾きｋｉで上昇する。このｋｉ・ｔが√２・ｉｒｍｓと等しくなった時刻ｔで電圧判定手段２０４が電圧の上昇を止めれば良いことが判る。ここで電流ｉを２乗して時間平均した値をＸとすると、
Ｘ＝１／ｔ・∫ｉ²ｄｔ
＝１／ｔ・∫（ｋｉ・ｔ・SIN(θ））²ｄｔ ・・・（２２）
このＸは振動成分を無視すると
Ｘ＝（ｋｉ・ｔ）²／６ ・・・（２３）
となる。ｋｉ・ｔ＝√２・ｉｒｍｓとなる瞬間に電流ｉは指定の実効値ｉｒｍｓになるのでＸ＝ｉｒｍｓ² ／３となった時に電圧の上昇を止めてやればよいことが判る。このようにすれば、指定した電流実効値で有効電力Ｐ、無効電力Ｑの測定をすることができ、測定する電流値による２次抵抗、漏れインダクタンスの推定ばらつきを無くすことができる。このように、検出電流の２乗の時間平均を用いる他に検出電流のピーク値が指定した電流実効値ｉｒｍｓの√２倍になったとき電圧上昇を止めてもよいが、この方法ではまだ電流が設定値になっていないにもかかわらず電流の誤検出によりスロープを止めてしまう可能性が高く、電流検出時のノイズ等に十分注意をはらわなければならない。
＜電流サンプリング周期、演算遅れの補正＞
有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求める際、式（２０）、式（２１）で述べたように検出電流と指令電圧を使用して求める方法では、検出電流と指令電圧の電流サンプリング周期や演算遅れ時間の影響が有効電力Ｐ、無効電力Ｑの演算測定値に影響する。そこでその電流サンプリング周期や演算遅れ時間を補正する誘導電動機制御装置を説明する。

図７はこの発明の誘導電動機制御装置における試験電源指令手段及び電力演算手段を示すブロック図であり、図中、図５と同一符号は同一又は相当部分を示す。図７において、１０４は試験電源指令手段あり、印加する電圧の角周波数ωを積分器２０１により積分し位相θを求め、ＳＩＮ関数発生器２０２によりＶｐ・ＳＩＮ（θ）の指令を作成する。その指令は上述の＜単相電圧印加によるＲ２、Ｌの測定＞の項で述べたようにＵ相に直接印加され、Ｖ相、Ｗ相にはゲイン２０３により−１／２倍されて印加される。１０５ａは電力演算手段であり、積分器２０１から出力された位相θは加算器３０１によって補正位相θｘと加算される。この補正位相θｘは電流サンプリング周期Ｔｓと演算遅れ時間Ｔｃａｌによって次のように計算される。

θｘ＝−θ・（Ｔｓ／２＋Ｔｃａｌ） ・・・（２４）
電流検出器１０３に遅れ時間Ｔｉｄがある場合はその分も加算して
θｘ＝−θ・（Ｔｓ／２＋Ｔｃａｌ＋Ｔｉｄ） ・・・（２５）
となる。加算器３０１は位相θと補正位相θｘを加算して位相θ１を出力する。そしてその位相θ１は加算器３０２でπ／２が減算されて位相θ２となる。位相θ１はＳＩＮ関数発生器３０３に入力されＶｐ・SIN(θ１)となる。また位相θ２はＳＩＮ関数発生器３０４に入力されてＶｐ・ SIN（θ２）となる。それぞれは乗算器３０５と３０６により電流ｉｓと乗算されフィルタ３０７と３０８を介して有効電力Ｐ、無効電力Ｑとなる。

このように補正位相θｘを考慮して有効電力Ｐ、無効電力Ｑを演算測定することにより、電流サンプリング周期や演算遅れ時間の影響を補正することができ、サンプリング周期、演算遅れ時間によらず精度よく有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求めることができ、結果的に高精度に２次抵抗、漏れインダクタンスを求めることができる。

実施の形態２．
図８は実施の形態２による誘導電動機制御装置を示すブロック図であり、この誘導電動機制御装置は誘導電動機１０２の起動直前（以下、起動時と称す。）の短時間に直流電流を流しその間に１次抵抗、２次抵抗を求めるものである。

図８おいて、インバータ１０１から誘導電動機１０２へ流れる電流を電流検出器１０３で検出する。４０１は電流を制御する電流制御手段であり、ここでは誘導電動機１０２への電流が直流電流となるように制御する。

この電流制御手段４０１は次のように構成される。４０２は検出した３相分の電流を励磁分電流ｉｄに変換する電流座標変換器、４０３はその励磁分電流ｉｄと指令電流Ｉｄｃの差を取る減算器、４０４はその差を比例積分演算するＰＩ制御器であり、ＰＩ制御器４０４は励磁電圧指令ｖｄを出力する。４０５は励磁電圧指令ｖｄを３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換する電圧座標変換器である。このように電流制御手段４０１は起動直後からわずかな時間だけ励磁分電流のみを位相を固定した直流にて制御するよう構成する。

次にこの直流電流を流している期間に１次抵抗、２次抵抗を推定する抵抗推定器について説明する。

５０１は抵抗推定器であり、次のように構成される。５０２は検出した励磁分電流ｉｄから誘導電動機の電気的定数を使って励磁電圧推定器ｖｄ＾を求める電圧推定器、５０３は励磁電圧指令ｖｄと電圧推定器５０２の出力である励磁電圧推定値ｖｄ＾の偏差を取る減算器、５０４はその偏差を積分する積分器、５０５は切替スイッチで、この切替スイッチ５０５は起動直後からある一定期間はａ側に接続され（以下、期間ａと称す。）、その後の一定期間はｂ側に接続される（以下、期間ｂと称す。）。５０６は期間ａでの推定ゲインである。このとき推定ゲイン５０６の出力は１次抵抗と２次抵抗の和（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ）となる。５０７は（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ）を適当な比ｋ１で分離して１次抵抗Ｒ１ａを求めるゲインである。このゲインｋｌは０以上１以下とする。また、５０８は（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ）から２次抵抗Ｒ２ａを求めるゲインであり、１−ｋ１とする。５０９は期間ａが終了した時点でこの（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ）を記憶する記憶器である。

つづいて、切替スイッチ５０５がｂ側へ切り替わると推定ゲイン５１０により１次抵抗Ｒ１ｂが推定される。このとき２次抵抗は記憶器５０９で記憶された（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ）から１次抵抗Ｒ１ｂを減算器５１１により減算して求める。このようにして求めた２次抵抗をＲ２ｂとする。前述のように電圧推定器５０２は誘導電動機１０２の電気的定数の内１次、２次漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２、相互インダクタンスＭを一定として計算しており、切替スイッチ５１２、５１３から期間ａではＲ１ａ、Ｒ２ａを、期間ｂではＲ１ｂ，Ｒ２ｂをＲ１、Ｒ２としてフィードバックして電圧推定器５０２で励磁電圧推定値ｖｄ＾を出力し、励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄの偏差が零又は所定の値以下となったときに、抵抗Ｒ１、Ｒ２が真値に近づいたとしている。

そして最終的に記憶装置５１５に期間ａと期間ｂが終了した時点での１次抵抗、２次抵抗Ｒ１、Ｒ２を記憶させて、実際に運転する際の定数として使用する。上述の例では電圧推定器５０２の出力である励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄの偏差を積分器５０４により積分していたが、積分の代わりに比例積分を行うようにしてもよい。
＜抵抗の推定原理＞
次に、この抵抗の推定原理を説明する。上述のように電流制御系が構成されているので、起動時にステップ状の電流が流れる。期間ａではそのステップ状の電流が加わる過渡的な高周波領域であるため相互インダクタンスＭには電流はほとんど流れず図９（ａ）に示すように２次側に電流が流れる。そのため電流が流れるルートにある抵抗分である１次抵抗と２次抵抗の和が求まる。続いて期間ｂでは電流がほぼ定常となっている直流領域のため相互インダクタンスＭは短絡と等価となり、その電流は図９（ｂ）に示すように１次側のみ流れる。そのため電流が流れるルートにある抵抗分である１次抵抗のみが求まる。期間ｂでも２次側に電流が流れるが、その電流値はわずかであること、ある程度の精度での抵抗値は期間ａで求まっているのでその分がうまく補正できることにより完全に２次側に回り込まなくなるまで推定し続ける必要はなく短時間で本推定は完了できる。

このように１次抵抗と２次抵抗の和が求まり、さらに１次抵抗が求まるので結果的に１次抵抗と２次抵抗両方が求まる。

次に、抵抗推定器５０１は、検出した電流から誘導電動機の電気的定数を用いて電圧を演算し励磁電圧推定値ｖｄ＾を求め、その励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄとの偏差を積分して抵抗を推定しているので、この推定原理を簡単に説明する。

実際の誘導電動機１０２の電流と電圧は励磁分電流ｉｄ，励磁電圧指令ｖｄとして判っており、その関係は誘導電動機１０２の電気的定数によって表される。

ここで、その励磁分電流ｉｄからその時点でわかっている誘導電動機１０２の電気的定数を用いて励磁電圧推定値ｖｄ＾を推定計算すると、判っている電気的定数が誤差を持つぶんだけその励磁電圧推定値ｖｄ＾は励磁電圧指令ｖｄから誤差を持つ。そこで、電気的定数の内１次、２次漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２、相互インダクタンスＭは温度上昇にかかわらず一定としているので、励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄの偏差を取って積分した値により電圧推定器５０２で使用している抵抗値Ｒ１，Ｒ２を操作してやることにより次第に励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄは一致するようになる。

このようにして励磁電圧推定値ｖｄ＾と励磁電圧指令ｖｄが一致した時点では電圧推定器５０２で使用しているフィードバック抵抗値Ｒ１、Ｒ２が真値に一致していることになる。

図８では電圧推定器５０２を用いていたが同様なことが電流推定器を用いても構成できる。

図１０は電流推定器を用いて構成した誘導電動機制御装置を示すブロック図であり、図中、図８と同一符号は同一又は相当部分を示す。図１０において、５０１ｉは抵抗推定器、５０２ｉは電流推定器である。電流推定器５０２ｉには励磁電圧指令ｖｄが入力されその電圧値より誘導電動機１０２の電気的定数を用い電流推定値Ｉｄ＾を推定計算する。その電流推定値Ｉｄ＾と実電流である励磁分電流ｉｄの偏差を取って積分して抵抗推定値を求めるのは電圧推定器５０２を用いた場合と同様である。

上述の構成において実際に抵抗を推定した結果を図１１に示す。図１１は、誘導電動機として、３．７ＫＷのものを用い、期間ａの時間を０．０１ｓｅｃ，期間ｂの時間を０．０４ｓｅｃとし合計０．０５ｓｅｃで推定したものを示し、期間ａで用いる１次抵抗と２次抵抗の和から１次抵抗を求める適当な比ｋ１を０．５としている。したがって１次抵抗と２次抵抗の和から２次抵抗を求める比１−ｋ１も０．５となり期間ａでは１次抵抗＝２次抵抗となっている。実際の１次抵抗の真値は０．５３２Ωで２次抵抗の真値は０．４００Ωであるが、期間ａでは適当な比を入れておけばよい。期間ｂでは１次抵抗を推定し、期間ａで求めた和から推定した１次抵抗を減じて２次抵抗を求めている。期間ａと期間ｂをあわせて０．０５ｓｅｃという短時間でほぼ収束している。図１１では２次抵抗推定値はわずかに大きめに推定されているが起動時のトルク不足を解消するためにはまったく問題のないレベルである。
＜測定時間の短縮及び誤差の補正＞
上述のように起動時の抵抗の推定は短時間に完了できるが、実際にいろいろな条件で実験すると次のような問題があった。
（１） 推定器間ａで用いる適当な比ｋ１が大きく異なっていると推定時間が長くなる。
（２） 起動トルク不足の問題はないものの、前述のようにわずかに誤差を含むため起動後の実運転時に速度やトルクの演算に多少誤差を含む。

次にこの問題をもう少し詳しく説明し、その問題に対する補正について説明する。

まず、期間ａでの適当な比ｋ１が大きく異なる場合について説明する。

例えば３．７ＫＷ誘導電動機ではその１次抵抗と２次抵抗の比は各社多少の違いはあるがほぼ１：１になっており、期間ａで使う比ｋ１はｋ１＝１／（１＋１）＝０．５となる。この比は前述のように多少異なっていても期間ｂ終了後には正しい１次抵抗、２次抵抗が推定できる。しかし約５０ｍの接続ケーブルを付けるとその接続ケーブルと誘導電動機１０２内の１次抵抗の合成抵抗は誘導電動機１０２内の１次抵抗の２倍程度になる。その場合ｋ１＝０．５のまま推定を行うと期間ｂで抵抗の推定値収束に必要な時間が長くなるという問題があった。

そこで、起動前に１回だけ実施の形態１において述べたように、単相電圧などの試験電源を印加して求めたケーブル抵抗を含む１次抵抗と２次抵抗の比を求めて記憶しておき、その比を起動時の期間ａでの比ｋ１として使用することにより、期間ｂでの抵抗の推定値収束に必要な時間が長くなることを防ぎ、いつでも短時間で推定できるようになる。

次に上述のように抵抗推定値にわずかに誤差を含むため起動後の実運転時に速度やトルクの演算に多少誤差を含むという問題に対する対策について説明する。

図８、図１０に示す誘導電動機制御装置による起動時の抵抗の推定では、２次抵抗の推定結果に誤差を持つ。この原因は表皮効果によるものかと推測されるが、この誤差は誘導電動機１０２の温度が変化し抵抗値が変わっても真値のとの誤差には常に一定の比となることが実験により判った。

そこで誘導電動機１０２の運転前に１回だけ実施の形態１に示す単相電圧などの試験電源を印加して１次抵抗Ｒ１０と２次抵抗Ｒ２０を求め、巻線の温度が変化しない程度の時間内に、すなわちほぼ同時にこの実施の形態２による起動時の抵抗の推定も行って１次抵抗Ｒ１１、２次抵抗Ｒ２１を求める。１次抵抗Ｒ１０と１次抵抗Ｒ１１の比Ｃ１と、２次抵抗Ｒ２０と２次抵抗Ｒ２１の比Ｃ２とを記憶しておき、実際の起動時に実施の形態２に示す推定が終了した時点で推定した１次抵抗Ｒ１２にＣ１を、２次抵抗Ｒ２２にＣ２を乗じて補正する。このように補正した抵抗値を求め、実運転時のためにこの補正した抵抗値を使うようにすると、速度やトルクの演算の誤差も極めて小さくできる。
＜繰り返し運転の停止期間中の抵抗測定＞
上記実施の形態２で述べた誘導電動機制御装置は起動時に抵抗値を推定したが、例えば昇降機の運転パターンのように繰り返し運転中の停止期間が２秒程度以上あることが多い。そのような場合は起動時に抵抗を推定する必要はなく、停止期間に直流電圧や単相電圧を印加して抵抗推定を行うようにする。その推定は実施の形態１で述べた。実施の形態１で述べた誘導電動機制御装置では、３つの周波数の指令電圧を印加して行うため推定に３秒程度かかるが、実験によるとばらつきが１％以下と少なく良好な推定結果が得られる。実施の形態２で述べた誘導電動機制御装置では０．０５秒程度の短時間で終了するがばらつきが数％程度有る。この場合、繰り返し運転の停止期間中に何度も繰り返し、平均を取って誤差を減らすといった方法を使用しても良い。こうすることにより起動時だけで行う場合に対してさらに抵抗推定誤差を低減することができる。

また、実施の形態１の誘導電動機制御装置による抵抗推定では約３秒程度時間がかかる。そこで停止期間がそれほど多く取れないような場合は、停止期間中に、ある周波数ｆ₁ において２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段１０６が２次抵抗Ｒ２３を測定し、あらかじめ実施の形態１に記載したように３つの異なる周波数を印加して表皮効果考慮演算手段１０７が求めた有理関数から周波数ｆ₁ における２次抵抗Ｒ２１の値を求め、この２次抵抗Ｒ２１と２次抵抗Ｒ２３との比Ｃ３を記憶しておき、実運転時の滑り周波数ｆ₂ における２次抵抗Ｒ２４を求め、この２次抵抗Ｒ２４に比Ｃ３を乗じて実運転時の２次抵抗を求めるようにする。このようにすることにより約１秒程度でばらつきが少なく高精度に所要の滑り周波数における２次抵抗を推定することができるようになる。

以上のように、この発明にかかる誘導電動機制御装置は、例えば、多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の１次、２次抵抗及び漏れインダクタンスといった電気的定数を測定し、その測定結果を駆動制御のパラメータに用いて多相誘導電動機を速度センサ無しでベクトル制御する誘導電動機制御装置に適している。

この発明の実施の形態１による誘導電動機制御装置を示すブロック図である。 ２次導体形状が二重籠となっている誘導電動機の等価回路図である。 図３は相互インダクタンスを考慮して２次抵抗・漏れインダクタンスを求めるこの発明の誘導電動機制御装置を示すブロック図である。 この発明の誘導電動機制御装置が制御する誘導電動機の等価回路図であり、図４（ａ）は相互インダクタンスＭを開放と近似したＬ型等価回路図、図４（ｂ）は相互インダクタンスＭを考慮したＴ型等価回路図である。 図５はこの発明の誘導電動機制御装置における単相電圧印加により２次抵抗・漏れインダクタンスを演算する試験電源指令手段と電力演算手段を示すブロック図である。 この発明の誘導電動機制御装置における指定電流で有効電力・無効電力を演算する試験電源指令手段と電力演算手段を示すブロック図である。 この発明の誘導電動機制御装置における試験電源指令手段及び電力演算手段を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による誘導電動機制御装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による誘導電動機制御装置の動作を説明するための誘導電動機の等価回路図である。 この発明の実施の形態２による他の形態の誘導電動機制御装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による誘導電動機制御装置の抵抗値推定時の結果の説明図である。 表皮効果を考慮した従来の誘導電動機制御装置を示すブロック図である。 従来の表皮効果の考慮方法を示す説明図である。 誘導電動機の等価回路図である。 単相による定数測定機能を有する従来の誘導電動機制御装置のブロック図である。 起動時に抵抗を測定する機能を有する従来の誘導電動機制御装置のブロック図である。

符号の説明

１０５ 有効電力・無効電力演算測定手段（電力演算手段）、１０６ ２次抵抗・漏れインダクタンス演算測定手段、１０７ 表皮効果考慮演算手段、１０８ ２次抵抗・漏れインダクタンス記憶手段。

Claims (23)

1. 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置において、
   周波数ｆの前記試験電源に対応する有効電力Ｐと無効電力Ｑとを演算する電力演算手段と、
   前記周波数ｆに対応する相電圧ピーク値Ｖｐ及び１次角周波数ω、前記有効電力Ｐと前記無効電力Ｑ、予め測定された一次抵抗Ｒ１とからＬ型等価回路より求められる演算式から２次抵抗Ｒ２ｄと２次漏れインダクタンスＬ２ｄを求める第１の演算手段と、
   Ｔ型等価回路より求められる２次抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬの演算式のおのおのに、第１の演算手段が求めた前記２次抵抗Ｒ２ｄと前記２次漏れインダクタンスＬ２ｄと予め測定されている２次自己インダクタンスＬＬ２とを代入して２次抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬを求める第２の演算手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
2. 前記Ｌ型等価回路より求められる演算式は、
   Ｌ２ｄ＝Ｑ・Ｖｐ²／（４・ω・（Ｐ²＋Ｑ²））
   Ｒ２ｄ＝Ｐ・Ｖｐ²／（２・（Ｐ²＋Ｑ²））−Ｒ１
   前記Ｔ型等価回路より求められる演算式は、
   Ｌ＝Ｌ２ｄ＋（２・Ｌ２ｄ−ＬＬ２）・Ｒ２ｄ²／（２・ω²・ＬＬ２²）
   Ｒ２＝Ｒ２ｄ・ＬＬ２²／（ＬＬ２−Ｌ２ｄ）²
   であることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
3. 前記電力演算手段は、多相インバータが多相誘導電動機に供給する単相交流の印加電圧より瞬時有効電力と瞬時無効電力を求め、前記瞬時有効電力と前記瞬時無効電力から高周波成分をフィルタリングすることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
4. 前記電力演算手段は、前記瞬時有効電力と前記瞬時無効電力から印加電圧の２倍の周波数成分をノッチフィルタにより、前記２倍の周波数成分を超える高周波成分をローパスフィルタによりフィルタリングすることを特徴とする請求項３に記載の誘導電動機制御装置。
5. 多相インバータが多相誘導電動機に対し指定した実効値電流を供給するように、前記多相インバータに指令電圧を出力する試験電源指令手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
6. 前記試験電源指令手段は、多相インバータに対する指令電圧を所定の上昇率で上昇し、この指令電圧の上昇に伴って多相インバータが多相誘導電動機へ供給する実効値電流の二乗の時間平均値が指定した実効値電流の１／３と等しいかあるいは大きくなったときに前記指令電圧の上昇を止めることを特徴とする請求項５に記載の誘導電動機制御装置。
7. 多相インバータに指令電圧を出力する試験電源指令手段を備え、
   前記電力演算手段は、測定及び演算による遅れ時間に対応する補正位相により前記指令電圧の位相を補正して有効電力Ｐと無効電力Ｑとを演算することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
8. 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置において、
   前記多相インバータを制御して停止中の前記多相誘導電動機に所定の直流指令電圧を印加して直流電流を供給する電流制御手段と、
   前記直流電圧と前記直流電流とを入力して、前記電流制御手段の電流供給直後の第１の期間に１次抵抗と２次抵抗との合成抵抗を演算し、前記第１の期間の次の第２の期間に１次抵抗を演算し、前記第１の期間に演算した前記合成抵抗から前記第２の期間に演算した前記１次抵抗を減じて２次抵抗を推定する抵抗推定手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
9. 前記抵抗推定手段は、
   多相誘導電動機に供給した直流電流と前記多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還された１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とから前記多相誘導電動機に印加した直流電圧値を推定する電圧推定器と、
   前記直流電圧値と直流電圧指令値との偏差を積分演算する積分器と、
   この積分器の出力を基に第１の期間に１次巻線と２次巻線との合成抵抗を演算し、この合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗に分離して前記電圧推定器に帰還し、第２の期間に積分器の出力より１次巻線抵抗を演算し、前記第１の期間に演算した前記合成抵抗から前記第２の期間に測定した前記１次巻線抵抗を減じて２次巻線抵抗を推定し、演算した前記１次巻線抵抗と推定した前記２次巻線抵抗を前記電圧推定器に帰還する抵抗演算手段と、
   を備え、
   前記偏差が所定値以下となった場合に前記第２の期間に測定及び推定した前記１次巻線抵抗と前記２次巻線抵抗を使用して前記多相誘導電動機を制御することを特徴とする請求項８に記載の誘導電動機制御装置。
10. 前記抵抗推定手段は、
    多相誘導電動機に指令した直流指令電圧と前記多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還された１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とから前記多相誘導電動機に供給した直流電流値を推定する電流推定器と、
    前記直流電流値と前記多相誘導電動機に供給した直流電流の検出値との偏差を積分演算する演算器と、
    この積分器の出力を基に第１の期間に１次巻線と２次巻線との合成抵抗を演算し、この合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗に分離して前記電圧推定器に帰還し、第２の期間に積分器の出力より１次巻線抵抗を演算し、前記第１の期間に演算した前記合成抵抗から前記第２の期間に測定した前記１次巻線抵抗を減じて２次巻線抵抗を推定し、演算した前記１次巻線抵抗と推定した前記２次巻線抵抗を前記電流推定器に帰還する抵抗演算手段と、
    を備え、
    前記偏差が所定値以下となった場合に前記第２の期間に測定及び推定した前記１次巻線抵抗と前記２次巻線抵抗を使用して前記多相誘導電動機を制御することを特徴とする請求項８に記載の誘導電動機制御装置。
11. 前記抵抗演算手段は、第１の期間に演算した合成抵抗を１次巻線抵抗と２次巻線抵抗とに所定の比で分離することを特徴とする請求項９に記載の誘導電動機制御装置。
12. 予め交流電圧を多相誘導電動機に印加して求めた交流印加による１次抵抗Ｒ１及び２次抵抗Ｒ２と、
    前記抵抗推定手段によりほぼ同時に推定した直流電圧印加による１次抵抗Ｒ１及び２次抵抗Ｒ２との比を記憶する記憶手段と、
    を備え、
    前記抵抗推定手段により推定した１次抵抗Ｒ１及び２次抵抗Ｒ２を前記記憶手段に記憶した比により補正することを特徴とする請求項８に記載の誘導電動機制御装置。
13. 運転期間と停止期間を繰り返す多相誘導電動機の停止期間に１次抵抗と２次抵抗を推定して前記多相誘導電動機を制御することを特徴とする請求項８に記載の誘導電動機制御装置。
14. 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置において、
    少なくとも３つの異なる周波数ｆの前記試験電源による試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗Ｒ２を演算する第１の演算手段と、
    周波数ｆの２次式を含む有理関数を有し、前記試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗を前記有理関数に代入してこの有理関数を求め、この求めた有理関数に所要の滑り周波数を代入して２次巻線抵抗Ｒ２を演算する第２の演算手段と、
    を備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
15. 前記第２の演算手段が有する有理関数は、
    Ｒ２（ｆ）＝（ａ１＋ａ２・ｆ²）／（１＋ａ３・ｆ²）
    であることを特徴とする請求項１４に記載の誘導電動機制御装置。
16. 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置において、
    少なくとも３つの異なる周波数ｆの前記試験電源による試験条件のそれぞれに対応する漏れインダクタンスＬを演算する第１の演算手段と、
    周波数ｆの２次式を含む有理関数を有し、前記試験条件のそれぞれに対応する漏れインダクタンスＬを前記有理関数に代入してこの有理関数を求め、この求めた有理関数に所要の滑り周波数を代入して漏れインダクタンスＬ２を演算する第２の演算手段と、
    を備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
17. 前記第２の演算手段が有する有理関数は、
    Ｌ （ｆ）＝（ｂ１＋ｂ２・ｆ²）／（１＋ｂ３・ｆ²）
    であることを特徴とする請求項１６に記載の誘導電動機制御装置。
18. 多相誘導電動機と、
    多相インバータと、
    前記多相インバータにより試験電源を供給して前記多相誘導電動機の少なくとも一つの電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置を有する電動機装置において、
    前記誘導電動機制御装置が、
    少なくとも３つの異なる周波数ｆの前記試験電源による試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗Ｒ２を演算する第１の演算手段と、
    周波数ｆの２次式を含む有理関数を有し、前記試験条件のそれぞれに対応する２次巻線抵抗を前記有理関数に代入してこの有理関数を求め、この求めた有理関数に所要の滑り周波数を代入して２次巻線抵抗Ｒ２を演算する第２の演算手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機装置。
19. 前記第２の演算手段が有する有理関数は、
    Ｒ２（ｆ）＝（ａ１＋ａ２・ｆ²）／（１＋ａ３・ｆ²）
    であることを特徴とする請求項１８に記載の電動機装置。
20. 多相誘導電動機と、
    多相インバータと、
    前記多相インバータにより試験電源を供給して前記多相誘導電動機の少なくとも一つの電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置を有する電動機装置において、
    前記誘導電動機制御装置が、
    少なくとも３つの異なる周波数ｆの前記試験電源による試験条件のそれぞれに対応する漏れインダクタンスＬを演算する第１の演算手段と、
    周波数ｆの２次式を含む有理関数を有し、前記試験条件のそれぞれに対応する漏れインダクタンスＬを前記有理関数に代入してこの有理関数を求め、この求めた有理関数に所要の滑り周波数を代入して漏れインダクタンスＬ２を演算する第２の演算手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機装置。
21. 前記第２の演算手段が有する有理関数は、
    Ｌ （ｆ）＝（ｂ１＋ｂ２・ｆ²）／（１＋ｂ３・ｆ²）
    であることを特徴とする請求項２０に記載の電動機装置。
22. 多相誘導電動機と、
    多相インバータと、
    前記多相インバータにより試験電源を供給して前記多相誘導電動機の少なくとも一つの電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置を有する電動機装置において、
    前記誘導電動機制御装置が、
    周波数ｆの前記試験電源に対応する有効電力Ｐと無効電力Ｑとを演算する電力演算手段と、
    前記周波数ｆに対応する相電圧ピーク値Ｖｐ及び１次角周波数ω、前記有効電力Ｐと前記無効電力Ｑ、予め測定された一次抵抗Ｒ１とからＬ型等価回路より求められる演算式から２次抵抗Ｒ２ｄと２次漏れインダクタンスＬ２ｄを求める第１の演算手段と、
    Ｔ型等価回路より求められる２次抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬの演算式のおのおのに、第１の演算手段が求めた前記２次抵抗Ｒ２ｄと前記２次漏れインダクタンスＬ２ｄと予め測定されている２次自己インダクタンスＬＬ２とを代入して２次抵抗Ｒ２と２次漏れインダクタンスＬを求める第２の演算手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機装置。
23. 多相誘導電動機と、
    多相インバータと、
    前記多相インバータにより試験電源を供給して前記多相誘導電動機の少なくとも一つの電気的定数を測定し、この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相インバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置を有する電動機装置において、
    前記誘導電動機制御装置が、
    前記多相インバータを制御して停止中の前記多相誘導電動機に所定の直流指令電圧を印加して直流電流を供給する電流制御手段と、
    前記直流電圧と前記直流電流とを入力して、前記電流制御手段の電流供給直後の第１の期間に１次抵抗と２次抵抗との合成抵抗を演算し、前記第１の期間の次の第２の期間に１次抵抗を演算し、前記第１の期間に演算した前記合成抵抗から前記第２の期間に演算した前記１次抵抗を減じて２次抵抗を推定する抵抗推定手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機装置。

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