JP2016025714A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＭＳＭの位置演算誤差を容易に補償可能とした制御装置を提供する。【解決手段】高周波交番電圧の印加方向のｘ軸に高周波交番電圧を重畳する手段、ＰＭＳＭのγ，δ軸電流、及びγ，δ軸とｘ，ｙ軸との角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する手段、この電流振幅から回転子速度及び磁極位置を演算する手段、トルク相当値から角度差を演算する角度差演算器、角度差演算器を調整する角度差演算器調整手段を備える。角度差演算器調整手段は、電動機電流、端子電圧相当値、回転子速度から位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算器４２と、位置推定誤差演算値から角度差を演算する角度差調節器４３と、トルク相当値と角度差とから角度差演算器３１の調整値を演算する角度差演算器調整部４４とを有する。前記高周波交番電圧は、ＰＭＳＭの通常運転時には角度差演算器の出力を用い、角度差演算器調整時には角度差調節器の出力を用いて、生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）を磁極位置検出器なしで運転する、いわゆるセンサレス制御技術において、磁極位置を正確に演算可能とした制御装置に関するものである。

ＰＭＳＭの回転子の突極性を利用して磁極位置を演算し、これに基づいて制御を行う、いわゆるセンサレス制御技術が開発されている。
例えば、特許文献１には、ＰＭＳＭに高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する技術が開示されている。この従来技術では、ＰＭＳＭに正弦波または方形波の高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を印加電圧と平行な成分と直交する成分とに分解し、両成分のうち少なくとも一方に基づいて印加電圧ベクトルと磁束軸との間の角度差を検出してこの相差角から直接または間接に磁極位置を検出している。

一方、ＰＭＳＭの突極性を利用したセンサレス制御においては、重負荷時に電動機鉄芯の磁気飽和に起因して磁極位置の演算誤差が発生し、これによって制御系が不安定になる事例が報告されている。
このため、例えば非特許文献１には、磁気飽和に起因したｄ，ｑ軸間の磁気結合によって位置演算誤差が発生するメカニズムを解析し、この位置演算誤差を補償する方法が開示されている。

特許第３３１２４７２号公報（請求項１、段落［００１４］〜［００３９］、図１等）

Yi Li等,"Improved Rotor-Position Estimation by Signal Injection in Brushless AC Motors, Accounting for Cross-Coupling Magnetic Saturation" IEEE Transaction on industry applications, Vol.45, No.5 (２００９年９月／１０月)

非特許文献１の場合、位置演算誤差を非特許文献１の（１４）式，（１８）式によって求める際に、ｄ，ｑ軸高周波電流に応じた結合要素λを決定する（１８）式中の係数ｋ_１，ｋ_２を適切に調整する必要があり、その調整作業は非常に煩雑である。
そこで、本発明の解決課題は、ＰＭＳＭの位置演算誤差を容易に補償可能とした制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する手段と、
前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び、前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
前記ｙ軸高周波電流振幅から前記回転子速度及び前記磁極位置を演算する手段と、
前記電動機のトルク相当値から前記角度差を演算する角度差演算器と、
前記角度差演算器を調整する角度差演算器調整手段と、を備え、
前記角度差演算器調整手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、
前記位置推定誤差の演算値から前記角度差を演算する角度差調節器と、
前記トルク相当値と前記角度差とから前記角度差演算器の調整値を演算する角度差演算器調整部と、を備え、
前記電動機の通常運転時には、前記角度差演算器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成し、前記角度差演算器の調整時には、前記角度差調節器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成することを特徴とする。
これにより、ＰＭＳＭのセンサレス制御における位置推定誤差の補償軸を自動的かつ容易に調整することができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、前記拡張誘起電圧から前記位置推定誤差を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張磁束を演算する手段と、前記拡張磁束から前記位置推定誤差を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。
これにより、位置推定誤差の補償値を一層正確に求めることができる。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記角度差演算器は、前記角度差を前記トルク相当値の多項式により演算する手段を備え、前記角度差演算器調整手段は、前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段を備えたことを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記角度差演算器は、前記角度差を、前記トルク相当値を入力とする折れ線近似関数を用いて演算する手段を備え、前記角度差演算器調整手段は、前記角度差を前記トルク相当値の多項式によりモデル化し、前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段と、前記モデルに基づいて前記パラメータから折れ線近似関数を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。
これにより、角度差演算器の演算量を低減することができる。

請求項６に係る発明は、請求項４または５に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記パラメータ演算手段は、逐次最小二乗法により、前記トルク相当値と前記角度差とから前記パラメータを演算する手段を備えたことを特徴とする。
これにより、パラメータを真値へ短時間で収束させることができ、調整時間を短縮化が可能になる。

本発明によれば、ＰＭＳＭのセンサレス制御における位置推定誤差の補償値を従来技術よりも容易に調整することができ、センサレス制御時の位置推定誤差を低減して安定性及びトルク制御精度を向上させることができる。

本発明の各実施形態に共通する制御装置の通常運転時の機能を主回路と共に示したブロック図である。 座標軸の定義を示す図である。 図１における高周波電圧演算器のブロック図である。 γ軸高周波電圧及びγ軸電流の波形図である。 図１における位置推定誤差演算器のブロック図である。 本発明の第１実施形態及び第２実施形態における角度差演算器調整時のブロック図である。 図６における角度差調節器のブロック図である。 本発明の第１実施形態における角度差演算器調整部のブロック図である。 本発明の第２実施形態における角度差演算器の入力と出力との関係を示す図である。 本発明の第２実施形態における角度差演算器調整部のブロック図である。 本発明の第３実施形態における角度差演算器調整時のブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の各実施形態に共通する制御装置の通常運転時の機能を主回路と共に示したブロック図である。
ＰＭＳＭは、回転子に同期したｄ，ｑ軸直交回転座標系で電流、電圧を制御することにより、高性能なトルク制御や速度制御を実現可能としている。ここで、ｄ軸は回転子の磁極のＮ極方向と定義され、ｑ軸はｄ軸から９０°進み方向と定義されるが、磁極位置検出器を用いないで運転するセンサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、制御装置では、ｄ，ｑ軸に対応する直交回転座標系のγ，δ軸を推定し、このγ，δ軸上で制御演算を行っている。

図２は、これらの座標軸の定義を示すベクトル図である。ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置推定値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置推定誤差）θ_ｅｒｒを、数式１により定義する。
［数式１］
θ_ｅｒｒ＝θ_１-θ_ｒ
また、ｄ，ｑ軸の角速度をω_ｒ（回転子速度）、γ，δ軸の角速度（速度推定値）をω_１と定義する。

詳細については後述するが、本実施形態では、ＰＭＳＭの固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する
ここで、高周波交番電圧を印加する方向をｘ軸、ｘ軸から９０°進み方向をｙ軸と定義し、ｘ，ｙ軸の角度θ_ｘｙとγ，δ軸の角度θ_１との差（以下、高周波電圧の角度差）をδ_ｘｙと定義すると、数式２の関係が成り立つ。
［数式２］
θ_ｘｙ＝θ_１＋δ_ｘｙ
更に、ｘ，ｙ軸とｄ，ｑ軸との角度差θ_{ｅｒｒｘｙ}を、数式３により定義する。
［数式３］
θ_{ｅｒｒｒｅｘ}＝θ_ｘｙ−θ_ｒ

次に、図１のブロック図に基づいて、制御装置の構成及び作用を説明する。まず、ＰＭＳＭの速度制御、電流制御、及び電圧制御について説明する。
図１において、減算器１６は速度指令値ω_ｒ ^＊と速度推定値ω_１との偏差を演算し、速度調節器１７は、前記偏差を零にするように動作してトルク指令値τ^＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊及び速度推定値ω_１に基づいて、ＰＭＳＭ８０のトルクをトルク指令値τ^＊に制御するためのγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を演算する。

γ軸電流調節器２０ａは、減算器１９ａにより演算したγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を零にするように動作し、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊を演算する。δ軸電流調節器２０ｂは、減算器１９ｂにより演算したδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δｆとの偏差を零にするように動作し、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊を演算する。

座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ，ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、位置推定値θ_１を用いてγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δに変換する。バンドリジェクトフィルタ２１は、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから高周波成分を除去して前記γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを演算する。

加算器２２ａは、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊にγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を加算してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。また、加算器２２ｂは、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊にδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を加算してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。
なお、γ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊及びδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊は、高周波電圧演算器３２により、前述したｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙに基づいて演算される。この角度差δ_ｘｙは、通常運転時には角度差演算器３１による演算値が用いられるが、角度差演算器３１のパラメータを調整する角度差演算器調整時には、後述する図６の角度差調節器４３の出力が用いられる。

座標変換器１５は、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を位置推定値θ_１に基づいて座標変換し、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。これらの相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊はＰＷＭ回路１３に入力され、ＰＷＭ回路１３は、インバータ等の電力変換器７０の出力電圧を前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。

整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して得た直流電圧を電力変換器７０に供給する。
電力変換器７０は、ＰＷＭ回路１３から送られるゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

以上に述べた制御により、ＰＭＳＭ８０の回転子速度を速度指令値ω_ｒ ^＊に制御することができる。同時に、回転子の磁極位置及び速度を演算するための高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を、加算器２２ａ，２２ｂによりγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊にそれぞれ重畳することが可能である。

次に、この実施形態における磁極位置及び速度の演算原理について説明する。
ｙ軸の高周波交番電圧振幅Ｖ_ｙｈを零に制御する場合、ｘ，ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈ，Ｉ_ｙｈは数式４により表される。

数式４において，角度αは数式５の関係にある。

ところで、一般に、Ｌ_ｄｑとＬ_ｑｄとは等しくなる。このため、数式４のｙ軸成分から数式６を導出することができる。

数式６は、角度（θ_ｅｒｒ＋δ_ｘｙ＋α）を零に近似できる場合、数式７のように近似することができる。

数式７より、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈは角度（θ_ｅｒｒ＋δ_ｘｙ＋α）に比例する。このため、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈが零になるように位置及び速度を演算すると、位置推定誤差θ_ｅｒｒは数式８となる。
［数式８］
θ_ｅｒｒ＝−δ_ｘｙ−α
数式８より、高周波電圧の角度差δ_ｘｙを数式９のように制御することで、位置推定誤差θ_ｅｒｒを零にすることができる。
［数式９］
δ_ｘｙ＝−α

次に、図１を参照しつつ、磁極位置及び速度を演算する方法について説明する。
図１の角度差演算器３１は、トルク指令値τ^＊から、高周波電圧の角度差δ_ｘｙを演算する。角度差演算器３１の入力は、トルク指令値τ^＊の代わりに、電流から演算したトルク演算値としてもよい。

図３は、前記角度差δ_ｘｙからγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を演算する高周波電圧演算器３２のブロック図である。
まず、ｘ軸高周波電圧振幅指令値をＶ_ｘｈ ^＊に制御し、ｙ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｙｈ ^＊を零に制御して座標変換器１０１に入力する。座標変換器１０１は、数式１０に示すように、ｘ，ｙ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｘｈ ^＊，Ｖ_ｙｈ ^＊を高周波電圧の角度差δ_ｘｙだけ回転座標変換してγ，δ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊，Ｖ_δｈ ^＊を演算する。

矩形波発振器１０２は、周期がＴ_ｖｈ、振幅が±１（０−ｐ値）の単位矩形波信号を出力する。乗算器１０３ａ，１０３ｂは、γ，δ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊，Ｖ_δｈ ^＊に単位矩形波信号を乗算してγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を求め、これらのγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊が前記加算器２２ａ，２２ｂに入力される。

図１におけるバンドパスフィルタ３３は、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから高周波電圧と同じ周波数成分のγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを演算する。
図４は、γ軸高周波電圧ｖ_γｈ及びγ軸電流ｉ_γの波形を示している。図４より、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、γ軸高周波電圧ｖ_γｈの立上りと立下りのγ軸電流ｉ_γの偏差から演算することができる。δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈについても同様に、δ軸高周波電圧ｖ_δｈの立上りと立下りのδ軸電流ｉ_δの偏差から演算することができる。

図１における位置推定誤差演算器３４は、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈから位置推定誤差（-θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を演算する。
図５は、位置推定誤差演算器３４の構成を示すブロック図である。
まず、座標変換器２０１により、数式１１のように、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを角度（−δ_ｘｙ）だけ回転座標変換してｘ，ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈ，Ｉ_ｙｈを演算する。

ゲイン乗算器２０２は、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈに比例ゲインＫ_θｅｒｒを乗算して位置推定誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を演算する。
前記比例ゲインＫ_θｅｒｒは、無負荷時のｄ，ｑ軸インダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑから数式１２により計算する。

図１の速度推定器３５は、位置推定誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を数式１３のように比例・積分制御して速度推定値ω_１を求める。

積分器３６は、数式１４のように、速度推定値ω_１を積分して位置推定値θ_１を求める。

これらの演算処理により、磁気飽和に起因する位置推定誤差を補償して位置推定値θ_１を正確に求めることができる。

次に、本発明の第１実施形態について説明する。
図６に、本発明の第1実施形態における角度差演算器調整時のブロック図を示す。
図６のブロック図は、図１のブロック図に、位置推定誤差を零にする高周波電圧の角度差δ_ｘｙをオンラインで演算して位置推定誤差演算器３４及び高周波電圧演算器３２に送出する機能と、トルク指令値τ^＊と高周波電圧の角度差δ_ｘｙとの相関関係から角度差演算器３１の調整値を演算する機能を追加したものである。

まず、高周波電圧の角度差δ_ｘｙをオンラインで演算する機能について説明する。
図６において、拡張誘起電圧演算器４１は、γ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}、δ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を数式１５により演算する。

数式１５において、γ軸電圧基本波ｖ_γｆ、δ軸電圧基本波ｖ_δｆは、γ軸電流調節器２０ａ、δ軸電流調節器２０ｂの出力とする。または、図示されていないが、電圧検出器により検出したｄ軸電圧検出値とｑ軸電圧検出値とのバンドリジェクトフィルタ出力によってγ軸電圧基本波ｖ_γｆ、δ軸電圧基本波ｖ_δｆを得てもよい。
位置推定誤差演算器４２は、γ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}、δ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}から、位置推定誤差の演算値（−θ_{ｅｒｒｅｘ}）を数式１６により演算する。

角度差調節器４３は、位置推定誤差の演算値（−θ_{ｅｒｒｅｘ}）が零になるように高周波電圧の角度差δ_ｘｙを演算し、位置推定誤差演算器３４及び高周波電圧演算器３２に送出する。
図７に角度差調節器４３のブロック図を示す。ゲイン乗算器３０３は、位置推定値補償値θ_ｃｏｍｐにフィードバックゲインＫ_{ＦＢδｘｙ}を乗算する。積分器３０２は、減算器３０１により演算した位置推定誤差の演算値（−θ_{ｅｒｒｅｘ}）とゲイン乗算器３０３の出力との偏差を積分して、位置推定値補償値θ_ｃｏｍｐを補償する。ここで、積分器３０２の積分時定数はＴ_Ｉδｘｙとする。ゲイン乗算器３０４は、位置推定値補償値θ_ｃｏｍｐの極性を反転して高周波電圧の角度差δ_ｘｙを演算する。

次に、角度差演算器３１の調整値を演算する機能について説明する。
図１に示した角度差演算器３１は、トルク指令値τ^＊の多項式によって高周波電圧の角度差δ_ｘｙを演算する。この場合の演算式は、例えば数式１７とする。
［数式１７］
δ_ｘｙ＝ａ_１τ^＊＋ａ_３τ^＊３＋ａ_５τ^＊５＋ａ_７τ^＊７
ただし、
ａ_１，ａ_３，ａ_５，ａ_７：パラメータ
図６の角度差演算器調整部４４は、トルク指令値τ^＊と高周波電圧の角度差δ_ｘｙとの相関関係から、上述した角度差演算器３１の調整値であるパラメータａ_１，ａ_３，ａ_５，ａ_７を演算する。

図８に、角度差演算器調整部４４のブロック図を示す。ローパスフィルタ４０１は、トルク指令値τ^＊からトルク指令値τ^＊のローパスフィルタ出力τ_ｆ ^＊を演算する。ローパスフィルタ４０１のフィルタ時定数は、角度差調節器４３による高周波電圧の角度差δ_ｘｙの応答時定数相当の値を設定し、高周波電圧の角度差δ_ｘｙの演算遅れを補償する。パラメータ推定器４０２は、逐次最小二乗法によりパラメータａ_１，ａ_３，ａ_５，ａ_７を演算する。具体的には数式１８の演算を実行する。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。
本発明の第２実施形態は、第１実施形態における角度差演算器３１、角度差演算器調整部４４の構成を別の形態にしたものである。
角度差演算器３１は、トルク指令値τ^＊を入力とする折れ線近似関数を用いて高周波電圧の角度差δ_ｘｙを演算する。図９に、角度差演算器３１の入力と出力との関係を示す。

角度差演算器調整部４４は、トルク指令値τ^＊と高周波電圧の角度差δ_ｘｙとの相関関係から、角度差演算器３１の調整値である折れ線近似関数の出力の折れ点δ_ｘｙ［０］〜δ_ｘｙ［４］を演算する。
図１０に、角度差演算器調整部４４のブロック図を示す。図１０のブロック図は、第１実施形態における図８のブロック図に、角度差演算器３１の折れ線近似関数の入力の折れ点τ^＊［０］〜τ^＊［４］とパラメータａ_１，ａ_３，ａ_５，ａ_７とから折れ線近似関数の出力の折れ点δ_ｘｙ［０］〜δ_ｘｙ［４］を演算するテーブル演算器４０３を付加したものである。

テーブル演算器４０３は、数式１９により、折れ線近似関数の出力の折れ点δ_ｘｙ［０］〜δ_ｘｙ［４］を演算する。
［数式１９］
δ_ｘｙ［ｋ］＝ａ_１τ^＊［ｋ］＋ａ_３τ^＊［ｋ］^３＋ａ_５τ^＊［ｋ］^５＋ａ_７τ^＊［ｋ］^７
ただし、
ｋ＝０，１，２，３，４
この第２実施形態によれば、第１実施形態よりも角度差演算器３１の演算量を低減することができる。

次に、本発明の第３実施形態について説明する。
図１１に本発明の第３実施形態における角度差演算器調整時のブロック図を示す。この第３実施形態は、第１実施形態または第２実施形態における位置推定誤差の演算値θ_{ｅｒｒｅｘ}を、拡張磁束から演算するようにしたものである。

図１１において、拡張磁束演算器４５は、γ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}、δ軸拡張誘起電圧推定値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を数式１５により演算し、γ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}、δ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}を数式２０により演算する。

ここで、γ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，δ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}は、例えば特許第５３３２３０５号に記載されているように磁束オブザーバを用いて演算してもよい。

位置推定誤差演算器４２は、γ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}、δ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}から、位置推定誤差の演算値（−θ_{ｅｒｒｅｘ}）を数式２１により演算する。

この第３実施形態によれば、第１実施形態、第２実施形態よりも位置推定誤差の演算値θ_{ｅｒｒｅｘ}を正確に求めることができ、角度差演算器３１の調整値をより正確に求めることができる。

本発明は、ＰＭＳＭのセンサレス制御における位置推定誤差の補償値を短時間に自動的に調整できる特徴がある。これにより、センサレス制御時の位置推定誤差を低減し、安定性の向上及びトルク制御精度の向上が可能となる。

１１ｕ ｕ相電流検出回路
１１ｗ ｗ相電流検出回路
１３ ＰＷＭ回路
１４，１５ 座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ， 減算器
１７ 速度調節器
１８ 電流指令演算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
２１ バンドリジェクトフィルタ
２２ａ，２２ｂ 加算器
３１ 角度差演算器
３２ 高周波電圧演算器
３３ バンドパスフィルタ
３４ 位置推定誤差演算器
３５ 速度推定器
３６ 積分器
４１ 拡張誘起電圧演算器
４２ 位置推定誤差演算器
４３ 角度差調節器
４４ 角度差演算器調整部
４５ 拡張磁束演算器
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ ＰＭＳＭ
１０１ 座標変換器
１０２ 矩形波発振器
１０３ａ，１０３ｂ 乗算器
２０１ 座標変換器
２０２ ゲイン乗算器
３０１ 減算器
３０２ 積分器
３０３，３０４ ゲイン乗算器
４０１ ローパスフィルタ
４０２ パラメータ推定器
４０３ テーブル演算器

Claims (6)

1. 永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
   前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
   前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する手段と、
   前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び、前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
   前記ｙ軸高周波電流振幅から前記回転子速度及び前記磁極位置を演算する手段と、
   前記電動機のトルク相当値から前記角度差を演算する角度差演算器と、
   前記角度差演算器を調整する角度差演算器調整手段と、
   を備え、
   前記角度差演算器調整手段は、
   前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、
   前記位置推定誤差の演算値から前記角度差を演算する角度差調節器と、
   前記トルク相当値と前記角度差とから前記角度差演算器の調整値を演算する角度差演算器調整部と、
   を備え、
   前記電動機の通常運転時には、前記角度差演算器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成し、前記角度差演算器の調整時には、前記角度差調節器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記位置推定誤差演算手段は、
   前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
   前記拡張誘起電圧から前記位置推定誤差を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記位置推定誤差演算手段は、
   前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張磁束を演算する手段と、
   前記拡張磁束から前記位置推定誤差を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記角度差演算器は、
   前記角度差を前記トルク相当値の多項式により演算する手段を備え、
   前記角度差演算器調整手段は、
   前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記角度差演算器は、
   前記角度差を、前記トルク相当値を入力とする折れ線近似関数を用いて演算する手段を備え、
   前記角度差演算器調整手段は、
   前記角度差を前記トルク相当値の多項式によりモデル化し、
   前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段と、
   前記モデルに基づいて前記パラメータから折れ線近似関数を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
6. 請求項４または５に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記パラメータ演算手段は、
   逐次最小二乗法により、前記トルク相当値と前記角度差とから前記パラメータを演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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