CN108206659A - 基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于旋转高频电压注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法，主要解决现有技术估计转子位置信号信噪比低，导致估算转子位置精度不高的问题。其实现方案为：首先在静止坐标系注入两个不同的旋转高频电压信号，获取高频电流响应，分别用纯延时滤波获取角频率为ω_h高频电流信号响应；用高通滤波器获取角频率为ω_h1的高频电流信号响应；根据得到两个的高频信号响应，获得两个估计值，求其平均，得到最终转子位置估计值本发明由于在静止坐标系注入两个不同的旋转高频电压信号，使得估计值更可靠，同时由于利用纯延时滤波器，提高了信噪比，减小了相位滞后的现象，最终提高了估算转子的位置精度。可用于电机控制系统。

Description

基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法

技术领域

本发明属于无位置传感器控制技术领域，特别涉及一种永磁同步电机转子位置的估计方法，可用于电机控制系统。

背景技术

为了实现最佳电压矢量控制或最大的转矩控制，需要精确地获得永磁同步电机转子的位置信息。目前获取永磁同步电机转子位置的方法，主要有利用位置传感器直接检测的方法和无位置传感器估计检测的方法。其中：

位置传感器直接检测的方法，主要是在永磁同步电机中放置机械式传感器，通过传感器直接检测转子位置。但是这种方法的可靠性和控制精确较低，且成本较高。

无位置传感器估计检测的方法，根据不同的原理对永磁同步电机转子位置估算方法可以分为以下几种：

1)利用定子端电压和电流直接计算转子速度和位置。

这种方法时通过检测电动机的端电压、电流、利用磁链计算出转子的位置角和速度。磁链是通过反电动势积分求得，由于积分器有零漂问题，得到的磁链值会有积分误差。当转速较低，无法建立起足够大的反电动势，无法精确计算出转子位置角和速度。

2)模型参考自适应估计法。

这种方法主要是将含有待估计参数的方程作为可调模型，将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有相同物理意义的输出量。两个模型同时工作，并利用其输出量的差值，根据自适应算法来调节可调模型的参数，以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。当差值等于零，表示估计的转子的位置就是转子真实位置，但是电机的参数影响着这种方法的估算精度。

3)观测器基础上的估算方法。

观测器的实质是进行状态重构，即重新构造一个系统，利用原系统中可以测量的变量作为构造系统的输入信号，重构系统的输出信号在一定条件下与原系统的状态等价。将这个用以实现状态重构的系统为观测器。

所述的这种观测器目前主要包括：全阶状态观测器、扩展卡尔曼滤波器、滑模观测器等。其中：

全阶状态观测器，其需要在电动机高速时和低速时采用不同的增益矩阵，而且由于状态观测器受电动机参数变化影响很大，还需要另外一个状态观测器来估计电动机的参数，这样使无传感器传动系统的估计算法更加复杂。同时系统还存在对负载变化比较敏感的不足。

扩展卡尔曼滤波器，其是从随机噪声信号中得到转速的最优观测，不需要电机精确的数学模型，克服了电动机参数的时变对系统的不良影响，可精确估计出转子速度和位置，但是这种方法的计算很大。

滑膜观测器，是利用滑膜变结构控制系统对参数扰动鲁棒性强的特点，把一般状态观测器中的控制回路改成滑膜变结构的形式。滑膜变结构控制的本质是滑膜运动，通过结构变化开关，以很高的频率来回切换，使状态的运动点以很小的幅度在相平面上运动，最终运动到稳定点。由于滑膜变结构控制在本质上是不连续的开关控制，会引起比较大的转矩脉动。

4)人工智能理论基础上的估算方法。

该方法主要是将专家系统、模糊控制、人工神经元网络算法应用到电机调速控制系统。人工神经元网络是对神经元网络进行辨识，先规定网络结构，通过学习系统的输入和输出，使性能指标满足要求，从而归纳出隐含在系统输入输出之间的关系。由于其理论方面还不够成熟，硬件方面也有很大的难度，不易走向实用化。

5)高频注入法。

该方法采用在电动机出线端注入高频电压或者电流信号，根据电机内部固有凸性，检测高频电流或电压响应来获取转子位置和速度信息。高频注入法从注入信号的性质来分，又可分为旋转高频信号和脉振高频信号注入法；从信号前馈的位置来分，又可分为高频电压信号注入法和高频电流信号注入法。

高频脉振注入法，是将高频脉动信号注入到同步坐标系的直轴，由此产生的内置式永磁同步电机的高频响应电流，通过分析内置式永磁同步电机的高频阻抗响应，提取凸极位置信息，最终得到转子的位置。当用于表面式永磁同步电机需要注入的信号需要有比较高的频率，且幅度不能过大。高频脉振注入法可以运行在低速和零速阶段，且同时适用于内嵌式和表贴式的永磁同步电机。但是需要严格保证由水平轴注入，实际中往往存在一定的误差，因此其准确性较差，并且会存在转矩脉动的问题。

高频旋转注入法，是通过将电流信号或者电压信号注入到永磁同步电机的定子中，通过对电机凸极的调制可以获得高频响应电流，经过对该响应电流进行滤波与解调，从而将其中所包含的电机转子位置信息进行提取。该方法通过对其注入的信号不同分为高频旋转电流注入与高频旋转电压注入两种方法。高频旋转电流注入法是将高频旋转电流注入到电机的静止两相旋转坐标系中。该方法的优点是由于高频阻抗，对信号提取方便。所以为了减少对电机造成的损耗需要注入的高频电流的幅值进行限制。缺点是电流调节器需要很大的带宽，需要极高的性能来对其输入的电流信号的高频率和低幅值进行保证，如果电流频率过低会与电机中的基波信号产生干扰。所以对电流调节器的设计难度很大。而高频旋转电压注入法是将高频旋转电压直接从逆变器注入，无需大量运算，与高频电流注入法相比更为简单实用，且高频旋转电压注入法的响应为定子电流，提取方便。但是该高频旋转注入法在估计转子位置信号处理过程中，信噪比较低，并且存在相位滞后现象，导致估算转子位置精度不高。

发明内容

本发明的目的在于针对上述高频旋转电压注入法的不足，提出一种基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法，以减小相位滞后，提高估算转子位置精度。

本发明的技术方案是：首先在静止坐标系注入两个不同的旋转高频电压信号，根据内置式永磁同步电机的不对称性，然后获取高频电流响应，分别用纯延时滤波获取角频率为ω_h高频电流信号响应，利用高通滤波器角频率为ω_h1的高频电流信号响应，根据两个高频信号的响应得到两个转子位置估计值和其实现步骤包括如下：

(1)定义的坐标系：包括两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、和真实两相同步旋转坐标系这三个坐标系，其中：α-β为两相静止坐标系，d-q为实际转子同步旋转坐标系，为估计转子同步旋转坐标系；

(2)在两相静止的坐标系中注入不同信号u_αhi和u_βhi，即在α轴注入两个高频余弦信号u_αhi，在β轴注入两个高频正弦信号u_βhi

u_αhi＝u_mhcos(ω_ht)+u_mh1cos(ω_h1t)，

u_βhi＝u_mhsin(ω_ht)+u_mh1sin(ω_h1t)，

其中，ω_h是第一个高频信号的角频率，ω_h1为第二个高频信号角频率，u_mh是信号角频率为ω_h的幅值，u_mh1是信号角频率为ω_h1的幅值，高频电压的角频率远远大于基频信号的角频率，且满足ω_h1＝2ω_h；

(3)检测出永磁同步电机输出的三相电流i_a i_b和i_c；

(4)将三相电流进行Clarke变换，得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，该两相电流不仅含有基频电流信号，且含有两个注入高频电压产生的高频电流信号；

(5)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，进行延时为的纯滤波，获得角频率为ω_h的两个高频电流信号i_αh和i_βh，其中i_αh表示为α相高频电流i_α经滤波之后的输出信号，i_βh表示为β相高频电流i_α经滤波之后的输出信号；

(6)将得到的角频率为ω_h的高频电流信号i_αh和i_βh通过同步轴高通滤波器进行滤波，获得角频率为ω_h的负序高频电流分量i_αhn和i_βhn，其中i_αhn表示为i_αh经过同步轴高通滤波之后的输出信号，i_βhn表示为i_βh经过同步轴高通滤波之后的输出信号；

(7)定义转子估计位置误差为其中为转子位置估计值，θ为实际转子位置值，对负相序高频电流分量i_αhn和i_βhn进行锁相环处理，得到估计位置偏差信号ε_h(Δθ)，其中ε_h(Δθ)是注入角频率为ω_h得到的位置偏差信号；

(8)将估计得到位置偏差信号ε_h(Δθ)作为PI调节器的输入，PI调节器的输出为估计转子角速度对估计转子角速度进行积分调节得到转子位置估计值其中是注入角频率为ω_h得到的估计转子角速度 是注入角频率为ω_h得到的转子位置估计值；

(9)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β,，进行高通滤波，获得角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1和i_βh1，其中i_αh1表示为α相高频电流i_α经高通滤波之后的输出信号，i_βh1表示为β相高频电流i_β经高通滤波之后的输出信号；

(10)对角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1和i_βh1进行同步轴高通滤波器，获得角频率为ω_h1的负序高频电流分量i_αhn1和i_βhn1；

(11)将负相序高频电流分量i_αhn1和i_βhn1进行锁相环处理，估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)：

(12)将估计得到位置偏差信号ε_h1(Δθ)作为PI调节器的输入，PI调节器的输出为估计转子角速度对估计转子角速度进行积分调节，得到转子位置估计值

(13)将注入角频率为ω_h的高频信号得到的转子角速度估计值和注入角频率为ω_h1高频信号得到的转子角速度估计值进行相加求平均值，得到最终转子角速度估计值

(14)将注入角频率为ω_h高频信号得到的转子位置估计值和注入角频率为ω_h1的高频信号得到的转子位置估计值进行相加求平均值得到最终转子位置估计值

(15)对两相定子电流i_α和i_β进行Park变换，通过低通滤波器，输出为两相估计同步旋转坐标系下的两相电流和

(16)将最终转子角速度估计值和最终转子位置估计值作为反馈信号，控制电机实际转子位置值与转子位置估计值相差收敛到零，使电机稳定运行。

本发明具有如下优点：

1.本发明通过在两相静止坐标系α-β同时注入角频率为ω_h和ω_h1的高频信号，且满足ω_h1＝2ω_h，并通过注入不同的角频率得到不同转子位置估计值，再将两者相加求平均得到最终转子位置估计值提高了转子的估计精度和有效性；

2.本发明通过纯延时滤波器，在提取角频率为ω_h的高频电流响应时，对角频率为ω_h1的高频电流响应进行全部抑制，使得高频电流响应幅值提高了16倍，且信噪比也得到了明显提高，从而提高转子位置估计值的精度。

附图说明

图1为本发明的原理框图；

图2为本发明中两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、真实两相同步旋转坐标系三者之间的关系图；

图3为本发明中纯延时滤波电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的描述。

参照附图1，本发明的实现如下：

步骤1，定义坐标系关系图。

参照图2，本步骤定义的坐标系包括两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、和真实两相同步旋转坐标系这三个坐标系，其中：α-β为两相静止坐标系，d-q为实际转子同步旋转坐标系，为估计转子同步旋转坐标系；

将转子估计位置误差定义为其中为转子位置估计值，θ为实际转子位置值。

步骤2，在两相静止的坐标系中注入不同信号u_αhi和u_βhi。

在两相静止的坐标系的α轴注入两个高频余弦信号，即u_αhi：

u_αhi＝u_mhcos(ω_ht)+u_mh1cos(ω_h1t)；

在两相静止的坐标系的β轴注入两个高频正弦信号，即u_βhi：

u_βhi＝u_mhsin(ω_ht)+u_mh1sin(ω_h1t)，

其中，ω_h是第一个高频信号的角频率，ω_h1为第二个高频信号角频率，u_mh是信号角频率为ω_h的幅值，u_mh1是信号角频率为ω_h1的幅值，高频电压的角频率远远大于基频信号的角频率，且满足ω_h1＝2ω_h；

步骤3，检测出永磁同步电机输出的三相电流参数。

对永磁同步电机三相进行电流采样，获得永磁同步电机的三相电流值，即A相中的电流为i_x，B相中的电流为i_y，C相中的电流为i_z。

步骤4，对三相电流进行Clarke变换，得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，该两相电流不仅含有基频电流信号，且含有两个注入高频电压产生的高频电流信号。

4a)通过如下公式对永磁同步电机三相电流i_x，i_y和i_z进行Clarke变换,得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β：

其中，α相定子电流为i_α，β相定子电流为i_β，分别表示为：

其中t是时间变量，i_αb为基频余弦电流响应，i_αi是角频率为ω_h余弦电流响应，i_αi1是角频率为ω_h1余弦电流响应，i_βb为基频正弦电流响应，i_βi是角频率为ω_h正弦电流响应，i_βi1是角频率为ω_h1正弦电流响应，I_A表示为基频电流幅值，ω_r为转子的速度，为基频电流初始相位，I₁₁表示为角频率为ω_h正相幅值，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值，I₂₁表示为角频率为ω_h1正相幅值，I₂₂表示为角频率为ω_h1负相幅值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

步骤5，对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，进行延时纯滤波，获得角频率为ω_h的两个高频电流信号i_αh和i_βh。

参照附图3，本步骤具体实施，参考如下：

5a)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β进行一次纯延时，α轴电流i_α延时后得到的信号为i_αu，β轴电流i_β延时后得到的信号为i_βu,其可表示如下：

5b)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β进行滤波，得到α轴电流i_α经过一次纯延时滤波后的电流i_αoi，β轴电流i_β经过一次纯延时滤波的电流i_βoi，其表示如下：

由于高频电压的角频率ω_i远远大于基频信号的角频率ω_r，即得到：

故可将上式简化为：

5c)对5b)的结果i_αoi,i_βoi再进行延时为的二次纯延时，得到α轴一次延迟电流i_αoi的二次延迟信号i_αui，β轴一次延迟电流i_βoi的二次延迟信号i_βui，其分别表示如下：

5d)对5b)的结果i_αoi和i_βoi进行纯延时滤波，得到α轴的二次纯延时滤波后的电流i_αh，β轴的二次纯延时滤波后的电流i_βh，其分别表示如下：

步骤6，对5d)的结果进行同步轴高通滤波器滤波。

6a)对角频率为ω_h的α轴的二次纯延时滤波后的电流i_αh进行同步轴高通滤波，得到角频率为ω_h的α相高频电流负序分量i_αhn：

6b)对角频率为ω_h的β轴的二次纯延时滤波后的电流i_βh进行同步轴高通滤波，得到角频率为ω_h的β相高频电流负序分量i_βhn：

步骤7，根据6a)和6b)的结果，得到估计位置偏差信号ε_h(Δθ)。

7a)设永磁同步电机转子位置估计值的初始值设为0，即

7b)设角频率为ω_h的余弦信号为i_o，设角频率为ω_h的正弦信号为i_q，并将转子位置估计值作为这两个信号的相位角，分别表示为：

7c)将6a)中得到的结果i_αhn与i_o相乘，得到α轴解调后的信号i_x：

7d)将6b)中得到结果i_βh与i_q相乘，得到β轴解调后的信号i_y：

7e)将7c)和7d)得到的结果i_x，i_y两者相加，得到估计位置偏差信号ε_h(Δθ)。

步骤8，根据估计位置偏差信号ε_h(Δθ)，得到转子角速度估计值

根据估计位置偏差信号ε_h(Δθ)计算转子角速度估计值时，需要对估计位置偏差信号ε_h(Δθ)进行线性调节，本实例通过引入PI调节器进行调节，由于PI调节器中含有比例放大和积分两个部分，故要分别通过这两部分进行调节，其实现如下：

8a)将位置偏差信号ε_h(Δθ)作为PI调节器中的放大部分的输入，其输出为ε_h(Δθ)的放大值

8b)将位置偏差信号ε_h(Δθ)作为PI调节器中的积分部分的输入，其输出为ε_h(Δθ)的积分值

8c)将ε_h(Δθ)的放大值和ε_h(Δθ)的积分值相加，得到转子角速度估计值即：

步骤9，根据转子角速度估计值得到转子位置估计值

通过对转子角速度估计值进行积分，获得转子位置估计值

步骤10，对步骤4得到的电流i_α和i_β，进行高通滤波。

10a)对α轴电流i_α进行高通滤波，得到角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1：

10b)对β轴电流i_β进行高通滤波，得到角频率为ω_h1的高频电流信号i_βh1：

步骤11，对10a)和10b)得到的结果i_αh1和i_βh1进行同步轴高通滤波。

11a)对α轴角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1进行同步轴高通滤波，得到角频率为ω_h1的负序高频电流分量i_αhn1：

11b)对β轴角频率为ω_h1的高频电流信号i_βh1进行同步轴高通滤波，得到角频率为ω_h1的负序高频电流分量i_βhn1：

步骤12，根据11a)和11b)的结果，得到估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)。

12a)设永磁同步电机转子位置估计值的初始值设为0，即

12b)设角频率为ω_h1的余弦信号为i_m，设角频率为ω_h1的正弦信号为i_g，并将转子位置估计值作为这两个信号的相位角，分别表示为：

12c)将11a)中得到的结果i_αhn1与i_m相乘，得到α轴解调后的信号i_r：

12d)将11b)中得到结果i_βh1与i_g相乘，得到β轴解调后的信号i_s：

12e)将12c)和12d)得到的结果i_r，i_s两者相加，得到估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)。

步骤13，根据估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)，得到转子角速度估计值

根据估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)计算转子角速度估计值时，需要对估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)进行线性调节，本实例通过引入PI调节器进行调节，由于PI调节器中含有比例放大和积分两个部分，故要分别通过这两部分进行调节，其实现如下：

13a)将位置偏差信号ε_h1(Δθ)作为PI调节器中的放大部分的输入，其输出为ε_h1(Δθ)的放大值

13b)将位置偏差信号ε_h1(Δθ)作为PI调节器中的积分部分的输入，其输出为ε_h1(Δθ)的积分值

13c)将ε_h1(Δθ)的放大值和ε_h1(Δθ)的积分值相加，得到转子角速度估计值即：

步骤14，根据转子角速度估计值得到转子位置估计值

通过对转子角速度估计值进行积分，获得转子位置估计值

步骤15，根据步骤8和步骤13的结果，求得最终角速度估计值

将步骤8因注入角频率为ω_h信号而得到的角速度估计值与步骤13因注入角频率为ω_h1信号得到的角速度估计值求平均，得到最终角速度估计值其可表示为：

步骤16，将步骤9和步骤14的结果，求得最终转子位置估计值

将步骤9因注入角频率为ω_h信号得到的角速度估计值与步骤14因注入角频率为ω_h1信号得到的角速度估计值求平均，得到最终转子位置估计值其可表示为：

步骤17，根据步骤16的结果，对两相定子电流i_α和i_β进行Park变换，获得两相估计同步旋转坐标系下的电流和

17a)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β进行Park变换，获得两相估计同步旋转坐标系下的轴电流信号和轴电流信号

17b)对同步旋转坐标系下的轴电流信号和轴电流信号进行低通滤波，分别得到轴的反馈电流和轴的反馈电流

步骤18，根据步骤15和步骤17的结果，获得轴的参考值电压和轴的电压

18a)将最终转子角速度估计值作为反馈信号，并将目标角速度与该转子角速度估计值做差，再将差值输入到PI速度调节器，获得轴电流的参考值

18b)对轴电流的参考值与轴电流反馈电流做差，并将该差值再经过PI调节器调节，获得轴的电压

18c)对轴的电流与轴电流反馈电流做差，并将差值作为PI调节器的输入，获得轴的电压其中轴的电流为0。

步骤19，根据转子位置估计值 轴的电压和轴的电压获得两相静止坐标系α-β中α轴的电压值和β轴的电压值为

对两相估计同步旋转坐标系下的轴电压值和轴电压值进行逆Park变换，获得两相静止坐标系α-β中的α轴的电压值和β轴的电压值为当实际转子位置值θ，与转子位置估计值相差收敛到零时，电机稳定运行。

以上描述仅是本发明的一个具体实例，并未构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修改和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法，其特征在于，包括：

(1)定义的坐标系：包括两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、和真实两相同步旋转坐标系这三个坐标系，其中：α-β为两相静止坐标系，d-q为实际转子同步旋转坐标系，为估计转子同步旋转坐标系；

(2)在两相静止的坐标系中注入不同信号u_αhi和u_βhi，即在α轴注入两个高频余弦信号u_αhi，在β轴注入两个高频正弦信号u_βhi

u_αhi＝u_mhcos(ω_ht)+u_mh1cos(ω_h1t)，

u_βhi＝u_mhsin(ω_ht)+u_mh1sin(ω_h1t)，

其中，ω_h是第一个高频信号的角频率，ω_h1为第二个高频信号角频率，u_mh是信号角频率为ω_h的幅值，u_mh1是信号角频率为ω_h1的幅值，高频电压的角频率远远大于基频信号的角频率，且满足ω_h1＝2ω_h；

(3)检测出永磁同步电机输出的三相电流i_a i_b和i_c；

(4)将三相电流进行Clarke变换，得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，该两相电流不仅含有基频电流信号，且含有两个注入高频电压产生的高频电流信号；

(5)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，进行延时为的纯滤波，获得角频率为ω_h的两个高频电流信号i_αh和i_βh，其中i_αh表示为α相高频电流i_α经滤波之后的输出信号，i_βh表示为β相高频电流i_α经滤波之后的输出信号；

(6)将得到的角频率为ω_h的高频电流信号i_αh和i_βh通过同步轴高通滤波器进行滤波，获得角频率为ω_h的负序高频电流分量i_αhn和i_βhn，其中i_αhn表示为i_αh经过同步轴高通滤波之后的输出信号，i_βhn表示为i_βh经过同步轴高通滤波之后的输出信号；

(7)定义转子估计位置误差为其中为转子位置估计值，θ为实际转子位置值，对负相序高频电流分量i_αhn和i_βhn进行锁相环处理，得到估计位置偏差信号ε_h(Δθ)，其中ε_h(Δθ)是注入角频率为ω_h得到的位置偏差信号；

(8)将估计得到位置偏差信号ε_h(Δθ)作为PI调节器的输入，PI调节器的输出为估计转子角速度对估计转子角速度进行积分调节得到转子位置估计值其中是注入角频率为ω_h得到的估计转子角速度 是注入角频率为ω_h得到的转子位置估计值；

(9)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β,，进行高通滤波，获得角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1和i_βh1，其中i_αh1表示为α相高频电流i_α经高通滤波之后的输出信号，i_βh1表示为β相高频电流i_β经高通滤波之后的输出信号；

(10)对角频率为ω_h1的高频电流信号i_αh1和i_βh1进行同步轴高通滤波器，获得角频率为ω_h1的负序高频电流分量i_αhn1和i_βhn1；

(11)将负相序高频电流分量i_αhn1和i_βhn1进行锁相环处理，估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)：

(12)将估计得到位置偏差信号ε_h1(Δθ)作为PI调节器的输入，PI调节器的输出为估计转子角速度对估计转子角速度进行积分调节，得到转子位置估计值

(13)将注入角频率为ω_h的高频信号得到的转子角速度估计值和注入角频率为ω_h1高频信号得到的转子角速度估计值进行相加求平均值，得到最终转子角速度估计值

(14)将注入角频率为ω_h高频信号得到的转子位置估计值和注入角频率为ω_h1的高频信号得到的转子位置估计值进行相加求平均值得到最终转子位置估计值

(15)对两相定子电流i_α和i_β进行Park变换，通过低通滤波器，输出为两相估计同步旋转坐标系下的两相电流和

(16)将最终转子角速度估计值和最终转子位置估计值作为反馈信号，控制电机实际转子位置值与转子位置估计值相差收敛到零，使电机稳定运动。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(4)中两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，分别表示如下：

其中t是时间变量，i_αb为基频余弦电流响应，i_αi是角频率为ω_h余弦电流响应，i_αi1是角频率为ω_h1余弦电流响应，i_βb为基频正弦电流响应，i_βi是角频率为ω_h正弦电流响应，i_βi1是角频率为ω_h1正弦电流响应，I_A表示为基频电流幅值，ω_r为转子的速度，为基频电流初始相位，I₁₁表示为角频率为ω_h正相幅值，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值，I₂₁表示为角频率为ω_h1正相幅值，I₂₂表示为角频率为ω_h1负相幅值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(5)中α相高频电流i_α经纯延时滤波之后的输出信号i_αh和β相高频电流i_β经纯延时滤波之后的输出信号i_βh，分别表示如下：

其中t是时间变量，ω_r为转子的频率，I₁₁表示为角频率为ω_h正相幅值，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(6)中α相高频电流i_αh经同步轴高通滤波后的输出信号i_αhn和β相高频电流i_βh经同步轴高通滤波后的输出信号i_βhn，分别表示如下：

其中t是时间变量，ω_r为转子的频率，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(7)中的估计位置偏差信号ε_h(Δθ)，表示如下:

其中为转子位置的估计值，θ_r表示真实转子位置的值，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值，Δθ为真实转子位置与转子位置的估计值的差值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(9)中，α相高频电流i_α进行高通滤波之后的输出信号i_αh1和β相高频电流进行高通滤波之后的输出信号i_βh1，分别表示如下：

其中t是时间变量，ω_r为转子的频率，I₂₁表示为角频率为ω_h1正相幅值，I₂₂表示为角频 率为ω_h1负相幅值，为 两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(10)中，α相高频电流i_αh1经同步轴高通滤波后的输出信号i_αhn1和β相高频电流i_βh1经同步轴高通滤波后的输出信号i_βhn1，分别表示如下:

其中t是时间变量，ω_r为转子的频率，I₂₂表示为角频率为ω_h1负相幅值，L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(11)中的估计位置偏差信号ε_h1(Δθ)，表示如下：

其中为转子位置的估计值，θ_r表示真实转子位置的值，I₁₂表示为角频率为ω_h负相幅值，Δθ为真实转子位置值与转子位置的估计值的差值， L_d为两相旋转坐标系d轴直轴电感，L_q为两相旋转坐标系q轴的交轴电感。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

步骤(13)中的最终转子角速度估计值表示为：

步骤(14)中的到最终转子位置估计值表示为：

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(16)的具体实现如下：

16a)利用最终转子位置估计值对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β进行Park变换，再分别进行低通滤波，获得两相同步旋转坐标系下的轴电流反馈信号和轴电流反馈信号

16b)将最终转子角速度估计值作为反馈信号，并将目标角速度与该转子角速度估计值做差，再将差值输入到PI速度调节器，获得q轴电流的参考值

16c)将该参考值与轴电流反馈信号做差，将该差值再经过PI调节器，获得q轴电压

16d)将d轴的电流0与轴电流反馈信号做差，将差值作为PI调节器的输入，获得d轴的电压

16e)利用转子位置估计值两相同步旋转坐标系d-q下的d轴电压和q轴电压进行逆Park变换，获得两相静止坐标系α-β，其中α轴的电压值为和β轴的电压值为