CN108900127A - 考虑交叉耦合效应的ipmsm低速段无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，具体步骤：首先构建电机基于旋转高频信号注入法的无位置传感器矢量控制系统，旋转高频电压矢量从αβ轴系注入，用一个带通滤波器滤出高频电流响应i_αβi，再用一个高频同步轴系高通滤波器滤出高频负序电流i_αβin；其次离线测量电机在不同i_d、i_q处的交叉耦合因子λ，并拟合出λ关于i_d、i_q的近似关系式，利用此关系式根据无位置传感器控制下的i_d、i_q解出此时的λ值；最后结合λ对i_αβin中的实际转子位置θ_r和因交叉耦合产生的角度偏差θ_m实现解耦，用改进的锁相环估计出转子位置。本发明结合交叉耦合因子来处理高频负序电流，消除了交叉耦合效应对旋转高频注入法估算精度的影响。

Description

考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法

技术领域

本发明涉及电机域，具体涉及一种考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法。

背景技术

永磁同步电机(PMSM)凭借高效率、高功率密度及高功率因数等优势，在交流伺服领域发挥着愈加重要的作用。永磁电机高性能的矢量控制系统需要实时获取电机的转子位置和转速，来进行磁场定向和转速反馈，传统的矢量控制系统利用机械式传感器来获取转子位置和转速信息，但机械式传感器带来了安装、后期维护等问题，增加了系统不确定性，且提升了硬件成本。针对位置传感器带来的上述问题，PMSM的无位置传感器控制技术蓬勃发展，目前低速段主要通过信号注入的方式得到转子位置信息，高频信号注入法从αβ轴系或dq轴系注入高频电压信号，电机凸极特性会对高频电流响应产生调制，转子位置信息可从高频电流响应中提取出来。

基于电机凸极特性的高频注入法不依赖电机的反电动势模型，可在低速段获得较好的运行性能，但当系统负载较大、交叉耦合效应较强时，传统的高频信号注入法会产生较大的位置估计误差，严重影响无位置传感器系统的运行性能，有时还会造成电机失步。不同的电流工作点会引起程度不同的交叉耦合效应，且两者为非线性关系，因此如何在某一电流工作点下找出交叉耦合效应对电感的影响，并在转子位置估计过程中精确解耦出实际转子位置，对于实现高性能的PMSM无位置传感器控制具有重要意义。

发明内容

本发明的目的在于提供一种考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，针对旋转高频信号注入法转子位置检测过程中的交叉耦合问题，在传统高频信号注入法的基础上，离线测量不同电流工作点下的交叉耦合因子，利用交叉耦合因子改进锁相环结构，消除交叉耦合效应对位置估计的影响。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，具体步骤：

步骤一、构建IPMSM基于旋转高频信号注入法的无位置传感器矢量控制系统，旋转高频电压矢量从αβ轴系注入，用一个带通滤波器滤出高频电流响应i_αβi，再用一个高频同步轴系高通滤波器滤出负序电流分量i_αβin；

步骤二、离线测量IPMSM在不同的电流工作点(i_d、i_q)处的交叉耦合因子λ，并拟合出λ关于i_d、i_q的近似关系式，利用此关系式根据无位置传感器控制下的i_d、i_q解出此时的λ值，其中i_d为矢量控制下的直轴电流，i_q为交轴电流；

步骤三、结合λ对i_αβin中的实际转子位置θ_r和因交叉耦合产生的角度偏差θ_m实现解耦，用改进的锁相环估计出转子位置，消除交叉耦合效应对估计精度的影响。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：

1)本发明考虑了电机在不同控制策略下，带不同负载时，引起不同程度的交叉耦合效应的情况下，旋转高频注入法在位置估计过程中受到的影响。

2)本发明先在有位置传感器矢量控制运行下，不断变换电流工作点，再注入高频旋转电压，利用实际转子位置处理高频电流来得到交叉耦合因子，可不依赖有限元仿真得到实际电机在不同电流工作点的交叉耦合因子。

3)通过对外差法的改进，优化了锁相环的位置估计性能，可有效消除交叉耦合对位置估计的影响，大大提高电机在不同工况时的位置估计性能。

4)注入的高频电压矢量不受电机运行状态的影响，调节器参数易于整定，可获得较好的无位置传感器动态运行性能。

附图说明

图1为考虑交叉耦合效应的旋转高频信号注入法位置估计控制图

图2基于旋转高频信号注入法的IPMSM矢量控制框图

图3为负序高频电流提取原理图

图4为交叉耦合因子的实验测量原理图

图5为改进的锁相环结构图

图1中：步骤一：注入高频旋转电压，提取负序高频电流，步骤二：实验测量交叉耦合因子，并在无传感器运行时合理选取交叉耦合因子，步骤三：基于改进锁相环结构的转子位置检测。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

由于内置式永磁同步电机(IPMSM)转子结构稳定，凸极率较高，可通过弱磁调速获得较宽的调速范围，同时凭借高功率密度、高功率因数、高效率的特点，永磁电机在家用电器、交通运输、数控机床等交流伺服控制领域占有愈加重要的作用。高性能的永磁同步电机矢量控制系统需要实时获得电机转子位置和转速，来作为磁场定向依据和转速环反馈，传统的转子位置信息一般通过机械式位置传感器获得，而这些位置传感器带来了安装、维护等问题，增加了系统不确定性，并使系统硬件成本显著增加。针对上述问题，近年来永磁电机的无位置传感器控制技术蓬勃发展，不同转速段的无位置传感器位置检测原理不同，中、高速段的转子位置信息从电机反电势模型中提取，这类方法可在中高速段获得较好的动、静态性能，但由于电机在低速段的反电势信噪比较低，位置估计精度下降；零、低速段的位置检测方法主要依赖电机本身或因饱和引起的凸极模型，通过额外信号注入的方式来获取凸极位置，位置估计性能与反电势无关，常见的有旋转高频信号注入法、脉振高频信号注入法、方波信号注入法等。

内置式永磁同步电机在零、低速段用旋转高频信号注入法进行转子位置估计有着特殊优势，此方法的注入信号形式稳定，注入矢量的幅值不变，方向与转子位置无关，且调节器参数易于整定，可获得较好的动态性能。但当电机带负载较大时，电机中存在较为明显的交叉耦合效应，在此情况下，电机凸极位置会偏离永磁磁链方向，而高频注入法检测的是电机凸极位置，因此交叉耦合效应会带来转子位置估计误差，影响系统的运行性能，有时还会造成电机失步。

考虑了交叉耦合效应的旋转高频信号注入法深入分析了交叉耦合效应对估计精度的影响，并离线测量不同电流工作点下的交叉耦合因子，然后通过改进锁相环结构，消除了交叉耦合效应的影响，可获得优良的系统动态性能。图1所示为考虑交叉耦合效应的旋转高频信号注入法位置估计控制图，整个位置估计过程大致分为3步，首先注入高频电压，提取负序电流分量，其次离线测量交叉耦合因子，最后利用改进的锁相环估计转子位置，消除交叉耦合效应的影响。图2展示了基于旋转高频信号注入法的IPMSM矢量控制框图。

结合图1和图5，首先要提取负序高频电流响应，下面分析在高频电压激励下的电流响应形式。假设电机三项绕组对称，忽略高次谐波、涡流损耗，则在基于转子磁场定向的dq坐标系中，永磁同步电机的高频电压模型为：

式(1)中，L_dq、L_qd为dq轴互感，可记L_c＝L_dq＝L_qd为交叉耦合电感，u_di、i_di分别为直轴电压和电流，u_qi、i_qi分别为直轴电压和电流，L_d、L_q分别为直轴电感和交轴电感。由于旋转高频注入法从静止的αβ坐标系注入旋转电压矢量，需将式(1)通过坐标变换转化到αβ坐标系：

式(2)中u_αi、i_αi分别为α轴电压和电流，u_βi、i_βi分别为β轴电压和电流，θ_r为转子实际位置，θ_m为因交叉耦合产生的角度偏移，L₁、L₂分别为共模电感和差模电感，L₁＝(L_d+L_q)/2，L₂＝(L_d-L_q)/2。当从αβ坐标系注入一个式(4)的旋转高频电压时，会产生式(5)所示的高频电流响应，式(6)为其矢量形式，其中V_h为注入电压幅值，ω_h为注入电压的旋转角速度，t为时间，k为与注入电压及电机参数有关的系数，i_si为合成电流矢量。

从式(6)中可以看出，高频电流响应包含一个正序分量和一个负序分量，其中只有负序分量中包含转子位置信息，但同时也包含着交叉耦合引起的角度偏移。图3为高频负序电流提取原理图，先将i_α、i_β用带通滤波器(BPF)滤波，滤除矢量控制的基波电流及开关信号，得到式(5)中的高频电流，然后再将高频电流用高频同步轴系高通滤波器(SFF)滤波，可得到高频负序电流分量，具体过程为：先将高频电流变换到高频同步轴系中，这样可使原来的高频正序电流变换为一直流分量，而原来的负序电流旋转角速度变为ω_r-2ω_h，用高通滤波器滤除直流量，再变换回αβ轴系中，即可得到式(7)所示的负序高频电流，i_αin、i_βin分别为α轴和β轴高频负序电流。

从式(7)中可以看出，当直接用外差法处理高频负序电流时，会引入θ_m/2的检测误差，因此有必要定量分析交叉耦合效应对电感的影响。这里定义λ＝L_c/L₂为交叉耦合因子，可按图5中改进的锁相环结构来处理负序电流分量。

式(10)中ε包含转子位置估计误差，μ为正系数，Δθ＝θ_r-θ_est，当估计位置θ_est逼近实际位置θ_r时，ε近似与Δθ成正比，将ε用一个PI调节器处理后可得到转子估计电角速度ω_est，再积分后可得转子估计位置θ_est。用图5中改进的锁相环结构来处理负序电流分量，可有效消除交叉耦合效应的影响，但首先需给出交叉耦合因子λ的值。从定义中可以看出，λ与交叉耦合电感L_c及差模电感L₂有关，当电机带不同负载，并且控制策略不同时，电机将工作在不同的电流工作点，而不同的电流工作点会影响L_d、L_q及L_c的大小。由于不同电流工作点下直轴电感、交轴电感及交叉耦合电感的值均不同，λ的值将难以测量，针对这一问题，这里给出一种离线测量λ的简便方法。

先让电机在有位置传感器矢量控制下运行，改变负载及控制策略，使电机运行于需要测量的某一电流工作点处，然后在αβ轴系中注入旋转高频电压矢量，按步骤1中滤出负序电流分量，接下来按图4所示利用实际转子位置θ_r对负序电流分量进行处理。

i_αin·cos(2θ_r-ω_ht)+i_βin·sin(2θ_r-ω_ht)＝kL_c (11)

i_αin·sin(2θ_r-ω_ht)-i_βin·cos(2θ_r-ω_ht)＝kL₂ (12)

上述测量交叉耦合因子的方法只需额外利用实际转子位置信息，不需要将直轴电感、交轴电感及交叉耦合电感一一测出，在DSP中实现较为方便。将电机工作于不同的电流工作点处，分别测出对应的λ值，然后可用函数拟合出式(14)所示λ与i_d、i_q的关系，在进行步骤3前，要先完成步骤2中根据i_d、i_q得出当前电流工作点下的λ值。

λ＝f(i_d,i_q) (14)

综上所述，本发明提出的一种考虑交叉耦合效应的内置式永磁同步电机无位置传感器控制方法，利用易于实现的实验测量交叉耦合因子的方法，改进了锁相环结构，可有效消除交叉耦合效应对旋转高频注入法转子位置估计的影响。

Claims (4)

1.一种考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，其特征在于，具体步骤：

步骤一、构建IPMSM基于旋转高频信号注入法的无位置传感器矢量控制系统，旋转高频电压矢量从αβ轴系注入，用一个带通滤波器滤出高频电流响应i_αβi，再用一个高频同步轴系高通滤波器滤出负序电流分量i_αβin；

步骤二、离线测量IPMSM在不同的电流工作点(i_d、i_q)处的交叉耦合因子λ，并拟合出λ关于i_d、i_q的近似关系式，利用此关系式根据无位置传感器控制下的i_d、i_q解出此时的λ值，其中i_d为矢量控制下的直轴电流，i_q为交轴电流；

步骤三、结合λ对i_αβin中的实际转子位置θ_r和因交叉耦合产生的角度偏差θ_m实现解耦，用改进的锁相环估计出转子位置，消除交叉耦合效应对估计精度的影响。

2.根据权利要求1所述的考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤一中，无位置传感器矢量控制系统按估计的转子位置角进行磁场定向，以估计转速作为转速闭环反馈，旋转高频电压矢量与基波电压叠加后注入IPMSM的绕组，带通滤波器滤出的高频电流响应i_αβi包含正序分量和负序分量，高频同步轴系的旋转角速度与高频旋转电压相同，高频同步轴系高通滤波器可滤出包含转子位置信息的负序分量i_αβin。

3.根据权利要求1所述的考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤二中，IPMSM以有位置传感器矢量控制稳定运行在某一电流工作点(i_d、i_q)，然后在αβ轴系注入旋转高频电压，结合电机实际的转子位置θ_r对高频负序电流进行调制，计算出此电流工作点处的交叉耦合因子λ，交叉耦合效应与电机电流工作点有关，在不同工作点处分别计算λ，近似拟合λ与i_d、i_q的关系。

4.根据权利要求1所述的考虑交叉耦合效应的IPMSM低速段无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤三中，利用离线测量的交叉耦合因子λ对负序电流分量i_αβin进行处理，使转子位置θ_r与交叉耦合的相位偏移角θ_m解耦，然后通过外差法及锁相环处理解耦后的电流，锁相环的PI调节器输出为估计电角速度ω_est，估计转速积分后得到估计转子位置θ_est。