CN110048655A - 反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开电机控制领域中的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，滑模观测器的输入是电流指令值iα,iβ和电压指令值uα,uβ、输出是反电势观测值锁相环的输出是位置观测值和转速观测值所述的反电势观测值输入基波提取模块中，所述的转子位置观测值和转速观测值反馈输入到基波提取模块中，基波提取模块输出反电势基波分量反电势基波输入到锁相环；基波提取模块由2s/2r坐标变换模块、2r/2s坐标变换模块和两个低通滤波器组成；本发明采用基波提取模块提取反电势基波，通过正交锁相环获得电机转子位置和转速估计值，能随电机转速变化改变截止频率，有效提取反电势基波分量，有效抑制反电势估计值中多次谐波影响。

Description

反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统
技术领域
本发明属于电机控制领域，具体涉及一种无位置传感器控制永磁同步电机的转子位置和转速的估计系统，特别适合于永磁同步电机中高速无位置传感器控制的应用场合。
背景技术
车用驱动电机作为混合动力汽车、电动汽车的关键执行部件之一，其驱动性能的优劣直接影响混合动力汽车、电动汽车的整车性能。目前车用驱动电机主要采用永磁同步电机，它具有高功率密度、高效率、低运行噪音等优点。为了实现永磁同步电机高性能控制，电机转子位置和转速信息检测是必不可少的。在电机控制系统中，采用传统的机械式传感器检测转子位置和转速信息，会导致传动系统电机体积增加、转动惯量增大、系统可靠性降低、成本增加，采用无位置传感器的控制方法成为目前电机控制领域的研究技术之一。
针对永磁同步电机无位置传感器转子位置和转速估计技术，目前主要有两大类方法，一类是采用高频信号注入法，针对零速和低速范围运行的电机，另一类是基于反电势基波模型法，适应于中、高速运行的电机。在零速和低速下反电势难以检测，主要采用高频信号注入法来获取转子位置和转速信息。高频信号注入法主要利用电机的凸极性获得转子位置和转速信息，有高频旋转电压注入法、高频旋转电流注入法和高频脉振电压注入法。中高速段通过反电势来计算电机转速和转子位置角，这一类方法主要有扰动观测器、滑模观测器、卡尔曼滤波器等。滑模观测器方法因易于实现、对参数变化不敏感、抗干扰能力强、动态性能好，因此被广泛采用。
在采用基波模型法的中高速范围无位置传感器永磁同步电机转子位置和转速估计技术中，因反电势估计误差的存在，影响了电机转子位置和转速计算的精度，恶化了无位置传感器永磁同步电机控制性能。反电势估计误差主要分为直流偏移误差和谐波误差。直流偏移误差是由于电机参数的不确定性引起的，可以通过参数辨识实时辨识控制系统所需要的电机参数，在一定程度上减小反电势估计误差，然而很难做到实时精确参数辨识。谐波误差是由于逆变器非线性和转子磁通空间谐波的影响，在两相静止坐标下的反电势估计值含有谐波，进而导致转子位置和转速估计值中产生谐波分量。逆变器非线性、不同的电机转子结构和励磁方式会导致不同的磁通空间谐波，例如实验采用的电机反电势估计值含有2、5、7、10、11等多次谐波。传统的方法是采用平均电压方法进行逆变器非线性补偿，采用电感精确建模方法消弱转子磁通空间指定的单次谐波影响。然而，在实际应用过程中，这些传统方法不能有效减小多次谐波，消除其影响。估计值直流偏移和谐波误差的存在，恶化了无位置传感器永磁同步电机控制性能。因此，对于无位置传感器永磁同步电机控制系统，减小多次谐波，消除谐波误差对转子位置和转速的影响，对提高电机转子位置和转速估计精度至关重要。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有模型法存在的观测反电势存在谐波，从而导致所获得的电机转子位置和转速估计值中含有多次谐波误差，影响转子位置和转速观测值精度的问题，提供一种采用反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，采用变截止频率反电势基波提取滤波器提取反电势基波分量，用于估算转子位置和转速，从而提高转子位置和转速观测精度，同时系统保持较好动态性能。
本发明所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统采用的技术方案是：包括滑模观测器和锁相环，滑模观测器的输入是电流指令值iα,iβ和电压指令值uα,uβ、输出是反电势观测值锁相环的输出是位置观测值和转速观测值所述的反电势观测值输入基波提取模块中，所述的转子位置观测值和转速观测值反馈输入到基波提取模块中，基波提取模块输出反电势基波分量反电势基波输入到锁相环中。
所述的基波提取模块由第二2s/2r坐标变换模块、第二2r/2s坐标变换模块和第一低通滤波器、第二低通滤波器组成，第二2s/2r坐标变换模块的输入是所述的反电势观测值第二2s/2r坐标变换模块的输入端连接滑模观测器和锁相环的反馈端，第二2s/2r坐标变换模块的输出端分别连接第一低通滤波器和第二低通滤波器的输入端，第一低通滤波器和第二低通滤波器的输出端连接第二2r/2s坐标变换模块的输入端，第二2r/2s坐标变换模块的输入端还连接锁相环的反馈端，第二2r/2s坐标变换模块的输出是所述的反电势基波分量
本发明的优点：本发明通过滑模观测器获得等效反电势信息，然后采用变截止频率基波提取模块提取反电势基波，最后通过正交锁相环获得电机转子位置和转速估计值，能随着电机转速变化改变截止频率，有效提取反电势基波分量，消除反电势估计值含有的2、5、7、10、11等多次谐波，从而实现单体补偿的同时补偿电机转子位置和转速估计值含有的多次谐波误差，信号处理方法简单易行、可靠实用，能够有效抑制反电势估计值中多次谐波影响，提高转子位置和转速估计精度，同时使无位置传感器永磁同步电机控制系统具有很好的动态性能。可以广泛地应用到永磁同步电机无位置传感器控制系统中，不需要额外硬件设备，可以获得较好的动态性能。
附图说明
图1是本发明所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统的结构框图；
图2是图1中基波提取模块的结构框图；
图3是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，基波提取模块使能前反电势波形图；
图4是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，基波提取模块使能后反电势波形图；
图5是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，基波提取模块使能前转子位置角观测值波形图；
图6是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，，基波提取模块使能后转子位置角观测值波形图；
图7是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，基波提取模块使能前转子位置角观测误差波形；
图8是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，，基波提取模块使能后转子位置角观测误差波形。
图1-2中：1.第二2s/2r坐标变换模块；4.第一低通滤波器；5.第二低通滤波器；6.第二2r/2s坐标变换模块；7.转速环；8.第一电流环；9.第一电流环；10.第一2r/2s坐标变换模块；11.SVPWM模块；12.逆变器；13.永磁同步电机；14.3s/2s变换模块；15.第一2s/2r坐标变换模块；16.滑模观测器；17.基波提取模块；18.锁相环。
具体实施方式
参见图1，本发明包括转速环7、第一2r/2s坐标变换模块10、第一2s/2r坐标变换模块15、3s/2s变换模块14、SVPWM模块11、逆变器12、滑模观测器16、基波提取模块17、锁相环18以及两个电流环8、9。其中，滑模观测器16、基波提取模块17、锁相环18三者串接，滑模观测器16的输出端连接基波提取模块17，基波提取模块17的输出端连接锁相环18。
电机转子的转速观测值和给定转速ω*的差值作为转速环7的输入，经转速环7调节后输出电流iq *，该电流iq *与第一2s/2r坐标变换模块15输出的电流iq作比较，比较的差值输入到第一电流环8，第一电流环8输出q轴电压该q轴电压输入到第一2r/2s坐标变换模块10中。d轴电流给定参考值idref与第一2s/2r坐标变换模块15输出的电流id作比较，比较的差值输入到第二电流环9中，第二电流环9输出d轴电压该d轴电压输入到第一2r/2s坐标变换模块10中。第一2r/2s坐标变换模块10对输入的q轴电压和d轴电压进行坐标变换，得到得到两相静止坐标系下的电压指令值uα和uβ。电压指令值uα和uβ分别输入到SVPWM模块11和滑模观测器16中，SVPWM模块11输出PWM驱动信号，再经过逆变器12驱动永磁同步电机模块13。逆变器12的工作电压是直流电压Udc。
采集永磁同步电机13的定子电流ia,ib,ic，将定子电流ia,ib,ic输入3s/2s变换模块14，经过坐标变换得到两相静止坐标系下的电流指令值iα,iβ，表达式为：
将电流指令值iα,iβ分别输入到滑模观测器16和第一2s/2r坐标变换模块15中，滑模观测器16输出反电势观测值经第一2s/2r坐标变换模块15的坐标变换后输出的是电流id,iq：
其中θ是转子实际位置角。
滑模观测器16输出反电势观测值输入到基波提取模块17中，同时，转子位置观测值和转速观测值反馈输入到基波提取模块17中，基波提取模块17输出反电势基波分量反电势基波输入到锁相环18，由锁相环18从反电势基波信息中估算出转子位置观测值和转速观测值
锁相环18输出的转子位置观测值分别输至第一2r/2s坐标变换模块10和第一2s/2r坐标变换模块15中，并反馈给基波提取模块17。锁相环18输出的转速观测值反馈到基波提取模块17以及转速环7的输入端，与给定转速ω*比较后的差值输入给转速环7，经转速环7调节后得到电流iq *。
参见图2所示的基波提取模块17的结构，与传统转子位置观测器利用反电势直接观测转子位置和转速不一样的是，本发明通过变截止频率基波提取模块17提取反电势基波，用于转子位置和转速观测，提高观测值精度。
基波提取模块17由第二2s/2r坐标变换模块1、第二2r/2s坐标变换模块6和第一低通滤波器4、第二低通滤波器5组成。其中，第二2s/2r坐标变换模块1的输入是反电势观测值第二2s/2r坐标变换模块1的输入端连接滑模观测器16和锁相环18的反馈端，第二2s/2r坐标变换模块1的输出端分别连接第一低通滤波器4和第二低通滤波器5的输入端，第一低通滤波器4和第二低通滤波器5的输出端连接第二2r/2s坐标变换模块6的输入端，同时第二2r/2s坐标变换模块6的输入端还连接锁相环18的反馈端，第二2r/2s坐标变换模块6的输出端连接锁相环18的输入端。第二2r/2s坐标变换模块6的输出是反电势基波分量
滑模观测器16获得的永磁同步电机两相静止坐标下的α轴的等效反电势观测值和β轴的等效反电势观测值输入第二2s/2r坐标变换模块1中，经过坐标变换后得到dq坐标系分量反电动势ed,eq：
同时将位置观测值和转速观测值反馈输入到第二2s/2r坐标变换模块1，用于调节截止频率。
反电动势ed经第一低通滤波器4(即LPF4)得到反电势直流分量反电动势eq经第二低通滤波器5(即LPF5)得到反电势直流分量表达式为：
第一低通滤波器4和第二低通滤波器5的表达式为ωc为低通滤波器截止频率，等于采用反馈输入的电角频率，S为复变量。
反电势直流分量输入到第二2r/2s坐标变换模块6中，得到α轴的反电势基波分量和β轴的反电势基波分量表达式为：
提取到的反电势基波分量被用来估算电机转子位置观测值和转速观测值
以下采用一台内置式永磁同步电机来仿真验证对本发明，所采用的内置式永磁同步电机的参数如表1所示：
表1
参数 数值
额定功率/kW 1.5
额定电压/V 230
d轴电感mH 3.51
q轴电感mH 5.46
额定转速/(r/min) 750
定子电阻/Ω 0.566
转矩常数/(N·m/A peak) 0.959
永磁磁链/Wb 0.147
极对数 8
直流电压/V 120
开关频率/kHz 10
。
参见图3所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能前反电势波形图，从图3中可以看出反电势畸变明显，谐波含量较高。
参见图4所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能后反电势波形图，从图中4可以看出反电势波形正弦度很高，很平滑，谐波被有效抑制。
参见图5所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能前转子位置角观测值波形图，从图5中可以看出位置角波动明显。
参见图6所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能后转子位置角观测值波形图，从图6中可以看出位置角很平滑。
参见图7所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能前转子位置角观测误差波形图，从图7中可以看出位置角误差波动较大。
参见图8所示，是当永磁同步电机转速给定值为600r/min，且基波提取模块14使能后转子位置角观测误差波形图，从图8中可以看出，误差波形变得平滑，波动很小。
从仿真结果对比可以看出，变截止频率基波提取模块14使能前反电势估计值含有多次谐波，转子位置和转速含有多次波动误差，基波提取模块14使能后反电势估计值中多次谐波消除，转子位置、位置估计误差中谐波波动分量有效消除，波形变得平滑。

Claims (6)

1.一种反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，包括滑模观测器16和锁相环(18)，滑模观测器(16)的输入是电流指令值iα,iβ和电压指令值uα,uβ、输出是反电势观测值锁相环(18)的输出是位置观测值和转速观测值其特征是：所述的反电势观测值输入基波提取模块(17)中，所述的转子位置观测值和转速观测值反馈输入到基波提取模块(17)中，基波提取模块(17)输出反电势基波分量反电势基波输入到锁相环(18)中。
2.根据权利要求1所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，其特征是：所述的基波提取模块(17)由第二2s/2r坐标变换模块(1)、第二2r/2s坐标变换模块(6)和第一低通滤波器(4)、第二低通滤波器(5)组成，第二2s/2r坐标变换模块(1)的输入是所述的反电势观测值第二2s/2r坐标变换模块(1)的输入端连接滑模观测器(16)和锁相环(18)的反馈端，第二2s/2r坐标变换模块(1)的输出端分别连接第一低通滤波器(4)和第二低通滤波器(5)的输入端，第一低通滤波器(4)和第二低通滤波器(5)的输出端连接第二2r/2s坐标变换模块(6)的输入端，第二2r/2s坐标变换模块(6)的输入端还连接锁相环(18)的反馈端，第二2r/2s坐标变换模块(6)的输出是所述的反电势基波分量
3.根据权利要求2所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，其特征是：第一低通滤波器(4)和第二低通滤波器(5)的表达式为ωc为低通滤波器截止频率，S为复变量。
4.根据权利要求3所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，其特征是：第二2s/2r坐标变换模块(1)经变换得到反电动势ed,eq，θ是转子实际位置角；反电动势ed,eq经第一低通滤波器(4)得到反电势直流分量经第二低通滤波器(5)得到反电势直流分量
5.根据权利要求4所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，其特征是：反电势直流分量经第二2r/2s坐标变换模块(6)变换得到α轴的反电势基波分量和β轴的反电势基波分量
6.根据权利要求1所述的反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统，其特征是：所述的转速观测值和给定转速ω*的差值作为转速环(7)的输入，经转速环(7)调节后输出电流iq *，该电流iq *与第一2s/2r坐标变换模块(15)输出的电流iq作比较的差值输入到第一电流环(8)，第一电流环(8)输出q轴电压该q轴电压输入到第一2r/2s坐标变换模块(10)中，d轴电流给定参考值idref与第一2s/2r坐标变换模块(15)输出的电流id作比较的差值输入到第二电流环(9)中，第二电流环(9)输出d轴电压该d轴电压输入到第一2r/2s坐标变换模块(10)中，第一2r/2s坐标变换模块(10)得到两相静止坐标系下的电压指令值uα和uβ，电压指令值uα和uβ分别输入到SVPWM模块(11)和所述滑模观测器(16)，SVPWM模块(11)输出PWM驱动信号，经逆变器(12)驱动永磁同步电机模块；锁相环(18)输出的转子位置观测值分别输至第一2r/2s坐标变换模块(10)和第一2s/2r坐标变换模块(15)。
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