CN109951117A - 一种无位置传感器永磁同步电机控制系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开电机控制领域中的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，高频信号发生器产生高频脉振电压Umhcos(ωht)信号，该高频脉振电压Umhcos(ωht)注入至观测轴系d轴，Umh为幅值，ωh为电角频率，电流分量输入至同步频率检波器，同步频率检波器的输出端依次串接乘法器、运算器和龙贝格观测器，同步频率检波器输出的是高频响应电流高频响应电流与正弦信号2sin(ωht)作为乘法器的两个输入，乘法器输出的是高频电流该高频电流与余弦信号cos(2ωht)输入运算器，经运算得到含有角度误差信号的电流f(Δθ)，电流f(Δθ)输入龙贝格观测器，龙贝格观测器输出转子观测位置角和转速本发明提取包含转子位置误差信号的过程无需采用低通滤波器,避免造成信号延时和幅值衰减，能够有效提高系统的动态响应能力。
Description
技术领域
本发明属于电机控制领域，具体涉及一种无位置传感器控制永磁同步电机转子位置和转速的估计系统，特别适合于永磁同步电机低速无位置传感器控制的应用场合。
背景技术
车用驱动电机作为混合动力汽车、电动汽车的关键执行部件之一，其驱动性能的优劣直接影响混合动力汽车、电动汽车的整车性能。目前车用驱动电机主要采用永磁同步电机，它具有高功率密度、高效率、低运行噪音等优点。为了实现永磁同步电机高性能控制，电机转子位置和转速信息检测是必不可少的。在电机控制系统中，采用传统的物理转速和位置传感器检测转子位置和转速信息，会导致传动系统电机体积增加、转动惯量增大、系统可靠性降低、成本增加，因此采用无位置传感器的控制方法成为目前电机控制领域的研究技术之一。
针对永磁同步电机无位置传感器转子位置和转速估计技术，目前主要有两大类方法，一类是采用高频信号注入法，针对零速和低速范围运行的电机，另一类是基于反电势基波模型法，适应于中、高速运行的电机。在零速和低速下反电势难以检测，主要采用高频信号注入法来获取转速和转子位置信息。高频信号注入法主要利用电机的凸极性获得转子位置和转速信息，有高频旋转电压注入法、高频旋转电流注入法和高频脉振电压注入法等。中高速段通过反电势来计算电机转速和转子位置角，这一类方法主要有扰动观测器、滑模观测器、卡尔曼滤波器等。滑模观测器方法因易于实现、对参数变化不敏感、抗干扰能力强、动态性能好，因此被广泛采用。
然而,传统的适用于低速无位置传感器运行的高频信号注入方法,通常需要采用带通滤波器实现高频响应信号和基频信号分离，再使用低通滤波器实现位置误差信号提取，进而影响了永磁同步电机无位置传感器控制系统的动态性能。因此，对于永磁同步电机无位置传感器控制系统，针对高频信号注入形式，简化信号处理过程、减少滤波器使用,对提高其动态响应能力至关重要。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有适用于低速的永磁同步电机无位置传感器控制存在的在信号处理过程中需要采用带通滤波器提取高频响应电流、通过低通滤波器来提取转子位置误差信号、通过观测器计算转子位置和转速、影响系统动态性能等问题，提出一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，采用同步频率检波器提取高频信号，采用代数运算的方法获得转子位置误差信号，再通过观测器计算转子位置和转速，减少了滤波器的使用，简化了信号处理过程，提高动态响应能力。
本发明一种无位置传感器永磁同步电机控制系统采用的技术方案是：包括3s/2r变换模块和高频信号发生器，永磁同步电机的三相定子电流ia、ib、ic输入到3s/2r变换模块，3s/2r变换模块输出电流分量高频信号发生器产生高频脉振电压Umhcos(ωht)信号，该高频脉振电压Umhcos(ωht)注入至观测轴系d轴，Umh为幅值，ωh为电角频率，电流分量输入至同步频率检波器，同步频率检波器的输出端依次串接乘法器、运算器和龙贝格观测器，同步频率检波器输出的是高频响应电流高频响应电流与正弦信号2sin(ωht)作为乘法器的两个输入，乘法器输出的是高频电流该高频电流与余弦信号cos(2ωht)输入运算器，经运算得到含有角度误差信号的电流f(Δθ)，电流f(Δθ)输入龙贝格观测器，龙贝格观测器)输出转子观测位置角和转速
所述的同步频率检波器采用式提取出高频响应电流 Ldh和Lqh为高频电感，半差高频电感Ldiff＝(Ldh-Lqh)/2， 为观测位置角，θ为实际位置角。所述的高频电流所述的电流
本发明的优点是：本发明基于同步频率检波器和代数运算的高频信号注入转子位置观测器，实现永磁同步电机低速无位置传感器控制，提取包含转子位置误差信号的过程，无需采用低通滤波器,避免造成不必要的信号延时和幅值衰减，能够有效提高永磁同步电机无位置控制系统的动态响应能力，不需要滤波器参数整定。本发明适用于永磁同步电机低速无位置传感器控制，可以广泛地应用到永磁同步电机控制系统中，可以获得较好的控制性能，信号处理方法简单易行、可靠实用。
附图说明
图1是本发明所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统的结构框图；
图2是当永磁同步电机转速给定值n为20r/min启动时，采用传统控制系统控制时的位置角误差波形图；
图3是当永磁同步电机转速给定值n为20r/min启动时，采用本发明控制系统控制时的位置角误差波形图；
图4是当永磁同步电机转速给定值n为150r/min变化到-150r/min，采用传统控制系统控制时的位置角实测值和观测值波形图；
图5是当永磁同步电机转速给定值n为150r/min变化到-150r/min，采用本发明控制系统控制时的位置角实测值和观测值波形图；
图6是当永磁同步电机转速给定值n为150r/min变化到-150r/min，分别采用传统控制系统控制和本发明控制系统控制时的转子位置观测误差波形对比图；
图7是当永磁同步电机转速给定值n为150r/min，负载由空载变为额定负载时，分别采用传统控制系统控制和本发明控制系统控制时的转子位置观测误差波形对比图。
图1中：1.高频信号发生器；2.同步频率检波器；3.乘法器；4.运算器；5.龙贝格观测器；6.转速环；13.3s/2r变换模块；9.2r/2s坐标变换模块；10.SVPWM模块；11.逆变器；7.第一电流环；8.第二电流环；14.第二低通滤波器；15.第一低通滤波器。
具体实施方式
参见图1，本发明包括转速环6、3s/2r变换模块13、2r/2s坐标变换模块9、SVPWM模块10、逆变器11以及两个电流环7、8和两个低通滤波器14、15。
电机转子转速和给定转速ω*的差值作为转速环6的输入，经转速环6调节后输出电流iq，该电流iq与第一低通滤波器15输出的低频电流作比较，比较的差值输入到第一电流环7，第一电流环7输出q轴电压该q轴电压输入到2r/2s坐标变换模块9中。d轴电流给定参考值idref与第二低通滤波器模块14输出的低频电流作比较，比较的差值输入到第二电流环8中，第二电流环8输出d轴电压
通过高频信号发生器1产生高频脉振电压Umhcos(ωht)信号，Umh为幅值，ωh为电角频率，将该高频脉振电压Umhcos(ωht)信号注入观测轴系d轴，即第二电流环8输出的d轴电压两者相加得到高频电压
将该高频电压输入到2r/2s坐标变换模块9中。2r/2s坐标变换模块9经SVPWM模块10、逆变器11连接永磁同步电机12。
2r/2s坐标变换模块9对q轴电压和d轴电压进行处理，得到两相静止坐标系下的电压指令值uα和uβ为：
其中，θ为转子实际位置角。
将电压指令值uα和uβ输入到SVPWM模块10中，输出PWM驱动信号，再经过逆变器11驱动永磁同步电机12，给逆变器11供电的直流电压是Udc。
采集永磁同步电机12的三相定子电流ia、ib、ic，输入到3s/2r变换模块13中，3s/2r变换模块13输出的是两相旋转坐标系下的含有高频信号的电流分量为：
其中，为观测位置角。
其中，电流分量分别输入至第一低通滤波器15和同步频率检波器2，第一低通滤波器15输出低频电流电流分量输入第二低通滤波器14，第二低通滤波器14输出低频电流
同步频率检波器2函数表达式为：
其中，ω为输入参考角频率，k为滤波器增益。
同步频率检波器2对电流分量进行处理，提取出观测q轴系下高频响应电流为：
Umh为幅值，ωh为电角频率，同步频率检波器2的参考频率为高频脉振信号频率fh，H表示检波器提取同频率分量，Ldh和Lqh为高频电感，半差高频电感Ldiff＝(Ldh-Lqh)/2，将高频电流响应信号中含有角度误差的部分单独式表示，为观测位置角，θ为实际位置角。
同步频率检波器2的输出端依次串接乘法器3、运算器4和龙贝格观测器5。将高频响应电流与正弦信号2sin(ωht)作为乘法器3的两个输入信号，经乘法器3乘法器运算得到高频电流直流分量和两倍频的高频分量，其计算式是：
将两倍频率的余弦信号cos(2ωht)与高频电流信号输入到运算器4中，经运算得到含有角度误差信号的电流f(Δθ)：
将含有角度误差信号的电流f(Δθ)通过龙贝格观测器5得到电机转子观测位置角信息和转速信息，同时将电流信号f(Δθ)反馈回运算器4。基于永磁同步电机机械模型的PID类型龙贝格观测器5观测转子位置角信息，实现无相位滞后，转速提取无需低通滤波器。
将得到的转子观测位置角分别输至2r/2s坐标变换模块9和3s/2r变换模块13中，将得到的转速和给定转速ω*相比较，比较的差值作为转速环调节器6的输入。
以下对图1所示的控制系统进行仿真验证，采用内置式永磁同步电机，其参数如下表1所示：
表1
| 参数 | 数值 |
| 额定功率/kW | 1.5 |
| 额定电压/V | 230 |
| d轴电感/mH | 3.506 |
| q轴电感/m<u>H</u> | 5.793 |
| 额定转速/(r/min) | 1200 |
| 定子电阻/Ω | 0.655 |
| 转矩常数/(<u>N·m/A peak</u>) | 0.959 |
| 永磁磁链/Wb | 0.16 |
| 极对数 | 4 |
| 直流电压/V | 120 |
| 开关频率/kHz | 10 |
。
图2是当永磁同步电机转速给定值n为20r/min启动时，采用传统控制系统控制时，其位置角误差的波形图，从图2中可以看出，在电机启动瞬间实测和观测转子位置误差为0.038rad。
图3是当永磁同步电机转速给定值n为20r/min启动时，采用本发明控制系统控制时，其位置角误差的波形图，从图3中可以看出，在电机启动瞬间实测和观测转子位置误差为0.025rad。
图4为采用传统控制系统在给定转速150r/min突变到-150r/min时实测和观测的转子位置角度波形图，从图4中可以看出在转速突变瞬间，实测和观测转子位置有较大偏差。
图5为采用本发明控制系统控制时，在给定转速150r/min突变到-150r/min时实测和观测的转子位置角度波形图，从图5中可以看出，在转速突变瞬间实测和观测转子位置偏差较小。
图6为采用传统控制系统和本发明控制系统在给定转速150r/min突变到-150r/min时实测和观测的转子位置误差对比波形图，从图6中可以看出，采用本发明控制系统观测转子位置误差明显小于采用传统控制系统观测转子位置误差。
图7为采用传统控制系统和本发明控制系统在负载突变时观测的转子位置误差对比波形图，从图7中可以看出采用本发明控制系统所观测的转子位置误差明显小于采用传统控制系统所观测的转子位置误差。
从仿真结果对比可以看出，采用本发明控制系统在转速突变时观测的转子位置误差明显小于采用传统控制系统观测的转子位置误差，采用本发明控制系统在负载突变时观测的转子位置误差明显小于采用传统控制系统观测的转子位置误差，因此本发明控制系统的动态性能明显优于传统控制系统。
Claims (6)
1.一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，包括3s/2r变换模块(13)和高频信号发生器，永磁同步电机的三相定子电流ia、ib、ic输入到3s/2r变换模块(13)，3s/2r变换模块(13)输出电流分量高频信号发生器产生高频脉振电压Umhcos(ωht)信号，该高频脉振电压Umhcos(ωht)注入至观测轴系d轴，Umh为幅值，ωh为电角频率，其特征是：电流分量输入至同步频率检波器(2)，同步频率检波器(2)的输出端依次串接乘法器(3)、运算器(4)和龙贝格观测器(5)，同步频率检波器(2)输出的是高频响应电流高频响应电流与正弦信号2sin(ωht)作为乘法器(3)的两个输入，乘法器(3)输出的是高频电流该高频电流与余弦信号cos(2ωht)输入运算器(4)，经运算得到含有角度误差信号的电流f(Δθ)，电流f(Δθ)输入龙贝格观测器(5)，龙贝格观测器(5)输出转子观测位置角和转速
2.根据权利要求1所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征是：所述的同步频率检波器(2)采用式提取出高频响应电流 Ldh和Lqh为高频电感，半差高频电感Ldiff＝(Ldh-Lqh)/2， 为观测位置角，θ为实际位置角。
3.根据权利要求2所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征是：所述的高频电流
4.根据权利要求3所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征是：所述的电流
5.根据权利要求4所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征是：所述的电流f(Δθ)信号反馈回所述的运算器(4)中。
6.根据权利要求1所述的一种无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征是：所述的观测位置角分别输至2r/2s坐标变换模块(9)和3s/2r变换模块(13)中；所述的转速和给定转速ω*的差值作为转速环调节器(6)的输入，调节后输出电流iq，该电流iq与第一低通滤波器(15)输出的低频电流作比较的差值输入到第一电流环(7)，第一电流环(7)输出q轴电压该q轴电压输入到2r/2s坐标变换模块(9)中，d轴电流给定参考值idref与第二低通滤波器模块(14)输出的低频电流作比较的差值输入到第二电流环(8)中，第二电流环(8)输出d轴电压该d轴电压与高频脉振电压Umhcos(ωht)相加得到高频电压该高频电压输入到2r/2s坐标变换模块(9)中，2r/2s坐标变换模块(9)经SVPWM模块(10)、逆变器(11)连接永磁同步电机。
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Legal Events
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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