CN112737450A - 一种用于spmsm转子位置估计的高频注入补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，利用高频信号发生器产生脉振高频电压信号并注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴上；依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到αβ轴高频响应电流；通过反正切环节得到延时角，进行相位补偿，与αβ轴高频响应电流相乘得到补偿后的高频响应电流，再通过低通滤波器和锁相环得到转子位置，完成控制系统相位补偿。本发明注入信号在经过永磁同步电机控制系统后产生的延时角，从αβ两相静止坐标系中求解延时角并对解调信号进行补偿从而计算出转子位置，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，降低了角度误差，提高控制系统的动静态性能。

Description

一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法

技术领域

本发明涉及电机控制的技术领域，尤其涉及一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法。

背景技术

永磁同步电机(Permanent-Magnet SynchronousMotor，PMSM)具有功率密度高、结构简单、噪声小、效率高等特点，广泛应用于航空航天、国防、工农业生产和日常生活的各个领域。

在永磁同步电机控制系统中，需要获得精确的转子位置信息来实现高动态性能控制。获得转子位置信息的一般方法是通过机械式位置传感器直接检测，其中包括霍尔传感器、光电编码器、旋转变压器、磁编码器等。但是机械式位置传感器增加了电机的成本和复杂性，降低了系统的稳定性和可靠性，同时在一些恶劣环境下检测精度会大大降低。为了解决机械传感器的诸多缺陷，越来越多驱动系统使用无位置传感器控制方法。

永磁同步电机无位置传感器控制可以分为适用于中高速的无位置传感器控制和适用于零低速的无位置传感器控制两大类。在中高速范围，常基于电机电气模型，从反电势相关信号中获取转子位置信息。而反电势与电机转速成正比，在零速和低速时不易检测，很难从中获取位置信息。因此在零低速时，常采用基于电机凸极性的信号激励方法来检测位置信息，主要包括旋转高频注入法和脉振高频注入法。相比于旋转高频注入法，脉振高频注入法可以适用于凸极率较小的表贴式永磁同步电机。这类高频注入法不依赖电机反电动势、对电机参数不敏感、鲁棒性强。传统的脉振高频注入法要求电机具有凸极性，一旦凸极效应不明显就很难提取转子位置信息，导致位置估计失败，因此采用改进的脉振高频电压注入法，其不依赖电机的凸极性，能够更好的观测SPMSM的转子位置。同时考虑到注入信号在经过永磁同步电机控制系统后会产生延时角，因此有必要对系统引起的延迟角实时跟踪补偿，提高系统的稳定性。

发明内容

本发明涉及一种针对凸极性极小的SPMSM低速无位置传感器控制方法，主要目的在于减小传统脉振高频电压注入法测得的角度误差，进而提高传统控制系统的动静态性能。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案实现：

一种针对凸极性小的SPMSM基于脉振高频号注入的低速无位置传感器控制方法，其具体包含以下步骤：

步骤一：将高频信号发生器产生的脉振高频电压信号v_h注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴(d轴)上，在高频电压信号的激励下得到高频电流；

步骤二：依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流i_a、i_b和i_c，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到α轴高频响应电流i_αh和β轴高频响应电流i_βh；

步骤三：将步骤二得到的α轴高频响应电流i_αh与高频调制信号sinω_ht和cosω_ht相乘得到高频电流分量i_αl1和i_αl2，ω_h为注入高频电压的角频率，再通过低通滤波器和反正切环节得到延时角

步骤四：用步骤三得到的延时角

对调制信号进行相位补偿，与αβ轴高频响应电流i_αh、i_βh相乘，然后通过低通滤波器和锁相环即可得到转子位置θ。

进一步的，所述步骤一中，注入的脉振高频电压信号v_h：

v_h＝U_h cosω_ht

其中，U_h为注入高频电压的幅值，ω_h为注入高频电压的角频率，t表示信号注入时间；

进一步的，所述步骤二中，使用高频脉振电压注入法控制时，两相静止坐标系下的电流矢量i_αβ可用基频分量和高频分量叠加的形式表示：

i_αβ＝i_αβb+i_αβh+i_αβx+i_αβoc

其中，i_αβb为基波电流分量，i_αβh为高频响应电流分量，i_αβx为PWM开关信号引起的高次谐波电流，i_αβoc为系统硬件非理想性带来的直流偏置。

相比于传统高频注入法，无需带通滤波器，直接对高频响应电流i_αβh进行处理，简化了系统结构，消除了带通滤波器对信号幅值和相位的影响。把两相静止坐标系下的电流矢量i_αβ与解调信号sinω_ht和cosω_ht分别做乘法，有：

其中，基波电流i_αβb的基波频率远小于高频调制信号的频率，基波电流乘以高频调制信号后仍为高频电流信号；直流偏置i_αβoc乘以高频调制信号后为频率相同的高频信号；而PWM开关高次谐波信号的频率一般远大于高频调制信号的频率，因此乘以调制信号后仍为高频电流信号。这些高频信号经过低通滤波器LPF后，均被滤除。因此只需考虑高频响应电流分量i_αβh。

考虑到注入信号在经过永磁同步电机控制系统后会产生延时角，高频响应电流i_αh和i_βh表达式为：

其中，Δθ为转子位置估计偏差值，

θ为实际转子电角度，

为估计转子电角度，L_dh为d轴电感，L_qh为q轴电感，

为延时角；

当估算系统达到理想的稳态时，转子位置估算值收敛于实际值，位置估算误差Δθ＝0，静止两相坐标系下高频电流响应表示为：

在解调过程中，要求解调信号sinω_ht在相位上与上式保持一致，因此有必要准确实时跟踪相位延时角

的大小，

进一步的，所述步骤三中，利用α轴提取的电流信号求取相位延时角

而α轴高频响应电流i_αh在经过调制信号处理并经过低通滤波器LPF后可得到低频信号i_αl1和i_αl2：

将上式中的低频信号通入反正切环节即可求得延时角

进一步的，所述步骤四中，在得到延时角

后，对调制信号进行实时补偿，即：

令高频响应电流i_αβh直接乘以两倍的补偿过相位的调制信号后得到：

再经过低通滤波器LPF得到相位补偿后的滤波后的低频信号i_αl和i_βl：

由上式可以看出该方法提取的转子位置信息仅与直轴电感相关，不依赖于电机的凸极性，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，通过锁相环即可得到角度θ；

将滤波后的低频信号i_αl和i_βl乘以估计转子位置的正余弦函数，相减得到输入误差值ε：

其中，ε为输入误差。经过PI调节后，得到估计转速

再经过微分即可得到估计角度

当系统达到稳态时，输入误差为零，此时估计转速和估计转子位置与实际值相同，计算得到转子位置以及转速。

与现有技术相比，本发明具有如下实质性特点和显著优点：

本发明考虑注入信号在经过永磁同步电机控制系统后产生的延时角，从αβ两相静止坐标系中求解出延时角并对解调信号进行补偿从而计算出转子位置，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，降低了角度误差，提高控制系统的动静态性能。

附图说明

图1为采用改进高频脉振电压注入法SPMSM无位置传感器矢量控制系统的结构框图。

图2为采用改进高频脉振电压注入法SPMSM无位置传感器矢量控制的流程示意图。

图3为估算的同步旋转坐标系与实际的同步旋转坐标系相对位置关系。

图4为无位置控制系统中锁相环的结构图。

图5为所用高频脉振电压注入法观测得到的转子位置与实际转子位置及两者误差波形图。

图6为高频相差补偿前后转子位置误差对比图。

具体实施方式

实施例1

一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，包括如下步骤：

步骤一：将高频信号发生器产生的脉振高频电压信号注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴上，在高频电压信号的激励下得到高频电流；

步骤二：依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到α轴和β轴高频响应电流；

步骤三：将得到的α轴上的高频响应电流与正弦和余弦高频调制信号相乘后通过低通滤波器得到两个低频电流分量i_αl1和i_αl2，再通过反正切环节得到延时角

步骤四：用得到的延时角

对调制信号进行相位补偿，与αβ轴高频响应电流相乘，然后通过低通滤波器和锁相环即可得到转子位置θ。

本实施例方法减小传统脉振高频电压注入法测得的角度误差，进而提高传统控制系统的动静态性能。

实施例2

参照图1～图4，为本发明的第一个实施例，本发明的第一个实施例提供了一种基于价值函数预选择的PMSM多步电流预测控制方法，包括：

参照图1，图1为采用改进高频脉振电压注入法SPMSM无位置传感器矢量控制系统的结构框图。系统包括速度给定模块、高频电压注入模块、矢量控制模块、电流检测模块、延时角跟踪补偿模块和速度、转角估计模块。其中，ω_ref为给定的参考转速，

为估计转速，i_dref、i_qref为给定的交直轴电流，u_dref、u_qref为两相静止坐标系参考电压，i_d、i_q为计算得到的交直轴电流。

本发明提供的改进高频脉振电压注入法SPMSM无位置传感器矢量控制的流程示意图，如图2所示，包括如下步骤：

S1：将高频信号发生器产生的脉振高频电压信号注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴(d轴)上，在高频电压信号的激励下得到高频电流；

在d轴注入的脉振高频电压信号v_h为：

v_h＝U_hcosω_ht (1)

其中，U_h为注入高频电压的幅值，ω_h为注入高频电压的角频率，t表示信号注入时间；

S2:依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流i_a、i_b和i_c，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到α轴高频响应电流i_αh和β轴高频响应电流i_βh；

在使用高频脉振电压注入法控制时，两相静止坐标系下的电流矢量i_αβ可以用基频分量和高频分量叠加的形式表示：

i_αβ＝i_αβb+i_αβh+i_αβx+i_αβoc (2)

其中，i_αβb为基波电流分量，i_αβh为高频响应电流分量，i_αβx为PWM开关信号引起的高次谐波电流，i_αβoc为系统硬件非理想性带来的直流偏置。

把两相静止坐标系下的电流矢量i_αβ乘以与脉振高频电压信号同频率的解调信号sinω_ht和cosω_ht得到：

其中，基波电流i_αβb的基波频率远小于高频调制信号的频率，基波电流乘以高频调制信号后仍为高频电流信号；直流偏置i_αβoc乘以高频调制信号后为频率相同的高频信号；而PWM开关高次谐波信号的频率一般远大于高频调制信号的频率，因此乘以调制信号后仍为高频电流信号。这些高频信号经过低通滤波器LPF后，均被滤除。因此只需考虑高频响应电流分量i_αβh，其求取过程如下所示:

永磁同步电机在基波激励下在dq两相旋转坐标系上的电压方程可以表示为：

式中，u_d、u_q为dq两相旋转坐标系上的电压，i_d、i_q为dq两相旋转坐标系上的电流，L_d、L_q为dq两相旋转坐标系的电感，R为定子电阻，ω_e转子电角速度，p为微分算子，ψ_f永磁体磁链。

当电机处于零速或低速状态下，电机角速度接近于零，因此与ω_e有关的项可以忽略，并且当注入频率远大于电机本身的角频率时，电机的高频阻抗中感抗占主要成份，因此可以忽略电阻在电机电压方程中的影响，将高频信号注入下的永磁同步电机等价为纯电感模型。因此在高频信号注入下电机模型可等效为：

式中，u_dh、u_qh为同步旋转坐标系下的高频电压，i_dh、i_qh为同步旋转坐标系下的高频电流，L_dh、L_qh为同步旋转坐标系下的高频电感。

图3为估算的同步旋转坐标系与实际的同步旋转坐标系相对位置关系。其中：θ为实际转子电角度，

为估算的转子电角度，Δθ为实际转子电角度与估计转子电角度的差值。

根据图3，在估算的同步旋转坐标系下响应的定子高频电流信号的微分可表示为：

式中，

为旋转变化矩阵。

估计的dq两相旋转坐标系下的电压为：

联合式(5)(6)(7)，可以得到估计的两相旋转坐标系下的电流和电压对应关系：

在估计的两相旋转坐标系d轴上施加高频的电压信号

式中，ω_h为高频注入信号的角频率。采用d轴注入电压的方式，对

进行检测。电流响应为：

由上式可推出：

将dq轴的电流转换为αβ轴电流，可以将其等效为：

式中，

联合式(7)和(11)可以推出永磁同步电机在两相静止坐标系下高频电流响应可表示为：

将T^-1(θ)和T(Δθ)代入，得到：

在估算的d轴注入高频脉振电压信号：

则：

本实施例看出两相静止坐标系下的高频电流响应中包含转子位置信息。当电角度误差足够小可近似为Δθ＝0，这时估算的电角度收敛于实际电角度，静止两相坐标系下高频电流响应表示为：

考虑到注入信号在经过永磁同步电机控制系统后会产生延时角，高频响应电流i_αh和i_βh表达式为：

在解调过程中，要求解调信号sinω_ht在相位上与上式保持一致，因此有必要准确实时跟踪相位延时角

的大小，

S3：将得到的α轴高频响应电流i_αh与高频调制信号sinω_ht和cosω_ht相乘得到高频电流分量i_αl1和i_αl2，ω_h为注入高频电压的角频率，再通过低通滤波器和反正切环节得到延时角

α轴高频响应电流i_αh在经过两倍的调制信号处理并经过低通滤波器LPF后可得到低频信号i_αl1和i_αl2：

将上式中的低频信号通入反正切环节即可求得延时角

S4：用得到的延时角

对调制信号进行相位补偿，与αβ轴高频响应电流i_αh、i_βh相乘，然后通过低通滤波器和锁相环即可得到转子位置θ。

在得到延时角

后，对调制信号进行实时补偿，即：

相比于传统高频注入法，不使用带通滤波器，直接对高频响应电流i_αβh进行处理，简化了系统结构，消除了带通滤波器对信号幅值和相位的影响。令高频响应电流i_αh和i_βh直接乘以两倍的补偿过相位的调制信号后得到：

再经过低通滤波器LPF得到相位补偿后滤波后的低频信号i_αl和i_βl：

由上式可以看出该方法提取的转子位置信息仅与直轴电感相关，不依赖于电机的凸极性，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，通过锁相环即可得到角度θ；

图4为无位置控制系统中锁相环的结构图，将滤波后的低频信号i_αl和i_βl乘以估计转子位置的正余弦函数，相减得到输入误差值ε：

误差经过PI调节后，得到估计转速

再经过微分即可得到估计角度

当系统达到稳态时，输入误差为零，此时估计转速和估计转子位置与实际值相同。

实施例3

为了对本方法中采用的技术效果加以验证说明，本实施例选择传统无补偿的PMSM无位置控制与本方法进行对比测试，以科学论证的手段对比试验结果，以验证本方法所具有的真实效果。

根据下面仿真实例对本发明所设计的方法进行验证。

本发明考虑注入信号在经过永磁同步电机控制系统后产生的延时角，从αβ两相静止坐标系中求解出延时角并对解调信号进行补偿从而计算出转子位置，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，降低了角度误差，提高控制系统的动静态性能。

以PMSM为控制对象，在MATLAB中进行仿真实验，实验系统中设定电流环的控制周期为T_s＝1e^-6s，电机参数设置如表一所示，采用i_d＝0的矢量控制，从d轴注入幅值为5V，频率为1000Hz的高频正弦信号，提取高频电流信号的带通滤波器阶数为2，上限截止频率设为1200Hz，下限截止频率设为800Hz。调制用的高频信号为频率为1000Hz，幅值为2V的高频正弦信号。用于提取调制后与转子位置有关信息的低通滤波器截止频率设定为300Hz。提取高频信号相位偏差采用一阶低通滤波器，截止频率设为10Hz。实验结果如图5和图6所示。

表1：电机参数表。

参数	数值
		定子电阻/Ω	0.27
定子电感/H	0.0009
		极对数	2
额定电压/V	24
		额定电流/A	4.6
额定功率/W	70

图5为所用高频脉振电压注入法观测得到的转子位置与实际转子位置及两者误差波形图，电机空载启动，0.4秒时转速由100rpm突加至200rpm。0.5时秒突加0.3N·m负载。从图中可以看出该方法能够有效的观测转子位置。空载启动时，估计的角度误差为约为0.3rad，估计角度能够快速的收敛于实际角度，稳态时估算误差能稳定在0.05rad以内。在0.4秒时转速由100rpm突加速至200rpm，可以看出转速突变对估算角度影响不大，仅在突加速瞬间误差稍增大，角度误差在0.3rad左右，估计角度能快速收敛于实际角度，恢复到稳定状态，说明该方法具有良好的抗转速扰动能力。

图6为高频相差补偿前后转子位置误差对比，从仿真可以看出高频相差达到0.28rad，补偿前转子位置误差波动约为0.08rad，补偿后转子位置误差波动约为0.04rad，高频相差的补偿提高了转子位置包络的信噪比，减小了观测的转子位置误差波动，位置观测更加准确。

综上所述，上述上述实施例用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，利用高频信号发生器产生脉振高频电压信号并注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴上；依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到轴高频响应电流；将得到的轴上的高频响应电流与高频调制信号相乘后通过低通滤波器得到低频电流分量，再通过反正切环节得到延时角；用得到的延时角对调制信号进行相位补偿，与轴高频响应电流相乘得到补偿后的高频响应电流，然后通过低通滤波器和锁相环即可得到转子位置，完成控制系统的相位补偿。本发明考虑注入信号在经过永磁同步电机控制系统后产生的延时角，从两相静止坐标系中求解延时角并对解调信号进行补偿从而计算出转子位置，适用于凸极性或饱和凸极性很小的表贴式永磁同步电机，降低了角度误差，提高控制系统的动静态性能。

应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (5)

1.一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤一：将高频信号发生器产生的脉振高频电压信号注入到电机控制系统估计的两相旋转坐标系的直轴上，在高频电压信号的激励下得到高频电流；

步骤二：依靠电流传感器采样得到三相定子绕组电流，再变换到估计位置同步静止坐标系中，得到α轴和β轴高频响应电流；

步骤三：将得到的α轴上的高频响应电流与正弦和余弦高频调制信号相乘后通过低通滤波器得到两个低频电流分量i_αl1和i_αl2，再通过反正切环节得到延时角

步骤四：用得到的延时角

对调制信号进行相位补偿，与αβ轴高频响应电流相乘，然后通过低通滤波器和锁相环即可得到转子位置θ。

2.如权利要求1所述的一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，其特征在于，所述步骤一中，在直轴注入的高频电压信号包括，

v_h＝U_h cosω_ht

其中，U_h为注入高频电压的幅值，ω_h为注入高频电压的角频率，t表示信号注入时间。

3.如权利要求1所述的一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，其特征在于，所述步骤二中，得到的两相静止坐标系下的αβ轴电流矢量i_αβ可以用基频分量和高频分量叠加的形式包括：

i_αβ＝i_αβb+i_αβh+i_αβx+i_αβoc

其中，i_αβb为基波电流分量，i_αβh为高频响应电流分量，i_αβx为PWM开关信号引起的高次谐波电流，i_αβoc为系统硬件非理想性带来的直流偏置；

把两相静止坐标系下的电流矢量i_αβ乘以与脉振高频电压信号同频率的解调信号sinω_ht和cosω_ht得到：

其中，基波电流i_αβb的基波频率远小于高频调制信号的频率，基波电流乘以高频调制信号后仍为高频电流信号；直流偏置i_αβoc乘以高频调制信号后为频率相同的高频信号；而PWM开关高次谐波信号的频率一般远大于高频调制信号的频率，因此乘以调制信号后仍为高频电流信号；这些高频信号经过低通滤波器LPF后，均被滤除；因此只需考虑高频响应电流分量i_αβh；

高频响应电流i_αh和i_βh表示为：

考虑到注入信号在经过永磁同步电机控制系统后会产生延时角，高频响应电流i_αh和i_βh表达式为：

其中，L_dh为d轴电感，

为延时角。

4.如权利要求1所述的一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，其特征在于：所述步骤三中低频电流分量i_αl1和i_αl2包括，

α轴高频响应电流i_αh在经过两倍的调制信号处理并经过低通滤波器LPF后可得到低频信号i_αl1和i_αl2：

将低频信号i_αl1和i_αl2通入反正切环节即可求得延时角

5.如权利要求1所述的一种用于SPMSM转子位置估计的高频注入补偿方法，其特征在于：所述步骤四中，补偿后的调制信号包括，

利用求得的延时角，对调制信号进行实时补偿，其表达式改写为：

令高频响应电流i_αh和i_βh直接乘以两倍的补偿过相位的调制信号后得到：

再经过低通滤波器LPF得到相位补偿后的滤波后的低频信号i_αl和i_βl：

通过锁相环即可得到角度θ，将滤波后的低频信号i_αl和i_βl乘以估计转子位置的正余弦函数，相减得到输入误差值ε：

输入误差经过PI调节后，得到估计转速

再经过微分即可得到估计角度

当系统达到稳态时，输入误差为零，此时估计转速和估计转子位置与实际值相同，即得到实际转子位置θ。

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