CN114759853B - 一种改进后的脉振高频电压注入法的无传感器控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种改进后的脉振高频电压注入法并结合了基于锁相环的转子位置估计方法，其特征在于：基于脉振高频注入法原理，在估计的同步旋转d‑q坐标中的d轴上注入高频正弦电压信号，将d轴电压、q轴电压和高频注入电压信号结合，生成高频响应误差信号，经过反Park变换输出带有转子位置信息的信号uα、uβ,经过svpwm模块及clark与park变换后，同时对含有转子位置误差角θ的id与iq使用带通滤波器进行位置提取，并将q与d轴基频电流反馈信号用到的LPF省去，d、q轴基频电流反馈信号可以通过d、q轴电流与d、q轴高频响应电流做差得到。后使用PLL对转子位置进行估计。此方法使转子转速的估计值更加精确，转子位置估计误差更小，同时由于简化了传统系统中低通滤波器LPF的使用，使得转矩脉动得到减少。

Description

一种改进后的脉振高频电压注入法的无传感器控制方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机控制领域，具体涉及一种新型的脉振高频电压注入法的无传感器永磁同步电机控制方法。
技术背景
永磁同步电机相比其它电机具有较高的功率密度，同体型质量下输出转矩更高，启动转矩大，极限转速高和制动性能优秀，且转矩脉动小。并且它质量轻，体积较小，因此将PMSM被广泛的用于电动汽车与其他电器设备上。永磁同步电机矢量控制中离不开对转子位置和转子速度的检测，因而用到了磁编码器、光电编码器、旋转变压器及测速发电机等。机械传感器的存在使电机轴向空间尺寸加大，增加了驱动系统的体积，购买它们也将导致整体费用更高，传感器相应的连线和其精密的原件也使得可靠性大大降低这些传感器本身构造上比较脆弱，容易损坏，而且通常它们的工作环境也在不断变化，一旦位置传感器故障，电机无法准确获得转子位置信息，这将对电机乃至整个车体造成很大的损坏，当机械式传感器失效后，电机将无法正常运行，而采用无位置传感器技术可以有效解决上述问题，同时也有助于降低电控成本，因此研究永磁电机无位置传感器技术具有现实需求和实际意义。
在脉振高频电压注入法中，响应电流的提取过程复杂，需要用到不少BPF、HPF、LPF进行信号分离。而滤波器的使用不仅增加了控制系统的计算负担，也会导致信号出现衰减、延迟等现象。高频电压激励下的响应电流包含高频分量和基频分量。传统脉振高频电压注入法的设计中，常采用LPF将基波电流反馈信号提取出来。LPF优点明显，当滤波器的阶数设计的足够高时，可以基本滤除高频信号，但是缺点也很明显，使用LPF会造成电流信号相位上的延迟。因此如何简化滤波设计并且提高检测的精确性，是本发明研究的内容。
发明内容
本发明的目的是为解决传统脉振高频电压法中存在的问题，提出了一种新型的脉振高频电压注入法。
本发明提出同时选取d轴与q轴的高频电流响应共同作为解调信号，简化LPF滤波设计。具体包括以下步骤：
采用id＝0的矢量控制方式对永磁同步电机进行转速、电流双闭环控制，转速、电流环均采用比例积分调节器进行控制；同时使用svpwm对三相逆变器进行调节(该技术为本领域公知技术，参见文献(袁雷，胡冰新，魏克银，等.现代永磁同步电机控制原理及MATLAB仿真[M].北京：北京航空航天大学出版社，2016:70-74.))。
在估计的同步旋转d-q轴中d轴注入给定幅值和频率的脉振高频电压信号，该信号在静止坐标系中是一个脉振电压信号。
检测出永磁同步电机的三相电流ia、ib和ic，对永磁同步电机的三相电流进行Clark变换，得到永磁同步电机定子电流在α-β坐标系下电流iα、iβ，经过Park变换得到dq坐标系下的电流id、iq。
为了获取转子的位置信息和速度信息，同时对d-q轴高频电流进行幅值调节，并经过低通滤波器的输入信号f(θe)。
将θ作为转子位置观测器的输入信号，通过调节PI调节器的比例和积分参数，使得稳态误差趋向于零，则转子位置估计值收敛于实际值，从而得到转子位置及转速信息。
rp和ri分别为PI调节器的比例和积分增益；
将传统脉振高频电压注入法中提取q与d轴基频电流反馈信号用到的LPF省去，d、q轴基频电流反馈信号可以通过d、q轴电流与d、q轴高频响应电流做差得到。
与传统的脉振高频电压注入法相比，本发明的有益效果在于：
本发明提出了一种基于脉振高频电压注入法的转子位置检测方法，简化了系统中低通滤波器，并同时提取了d-q轴中高频电流响应信号作为调节信号，在器动态过程中能够更加准确提取转子位置信息，有效减小了转子位置动态估计误差，且结构简单，系统参数整定更加简单。
附图说明
图1为基于PMSM改进后的高频脉振电压注入法无传感器控制系统结构框图。
图2为传统的高频脉振电压注入法。
图3为估计转子与实际转子同步旋转坐标系之间的关系。
图4为电流PI调节器。
图5为基于PLL的转子位置估计框图。
图6为电机转速估计值与实际值的变化曲线(左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法)。
图7为电机转速估计误差值(左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法)。
图8为转子位置估计值与实际值变化曲线(左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法)。
图9为转子位置估计误差曲线(左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法)。
图10为电机转矩变化曲线(左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法)。
具体实施方式
为了更清晰的将本发明的技术方案进行叙述，下面将结合附图进一步说明。
如图1所示本发明是提供了一种基于PMSM改进后的高频脉振电压注入法无传感器控制系统。
如图2为传统的脉振高频电压注入法。
步骤1，如图1所示，采用id＝0的矢量控制方式对永磁同步电机进行转速、电流双闭环控制。
步骤2，如图2转速、电流环均采用比例积分PI调节器进行控制，电流环利用一阶低通滤波器降低高频响应电流信号对基波电流环的影响。
步骤3，如图1所示，在d轴叠加一个脉振高频电压信号udin＝uincos(wint)，uin为在d轴注入高频电压的幅值，win为在d轴注入高频电压的频率，t表示当前时刻。
步骤4，对d-q轴电流调节器输出的电压Park逆变换，得到两相静止α-β坐标系下的电压。
步骤5，再采用空间矢量脉宽调制策略(SVPWM)得到三相逆变器的六路开关信号，驱动永磁同步电机(PMSM)。
步骤6，检测出永磁同步电机的三相电流ia、ib和ic，对永磁同步电机的三相电流进行Clark变换，得到永磁同步电机定子电流在α-β坐标系下电流iα、iβ，经过Park变换得到d-q坐标系下的电流id、iq。
步骤7，如图3，建立估计转子同步旋转坐标系与实际同步旋转坐标系d-q的关系。
θe＝θ-Δθ
步骤8，求的估计转子同步旋转坐标系d、q轴的中高频电压与电流的关系。
其中以及/>分别为估计转子同步旋转坐标系中d、q轴的电压和电流高频分量。
步骤9，为了便于及计算，利用平均电感和半差电感来描述。可将方程改写为
步骤10，设脉振高频电压注入法在估计旋转同步坐标系中d轴注入高频正弦电压信号为
步骤11，将步骤9中电压信号方程带入步骤8电流高频分量方程，并对高频电流进行简化
步骤12，通过对高频电流的简化可以看出，在估计转子同步旋转坐标系，d轴和q轴高频电流分量的幅值都与转子位置估计误差角θe有关；
步骤13，传统的脉振电压注入法，仅考虑q轴高频电流作为调节对象，仅考虑q轴响应时的估算误差较大、动态性能差、鲁棒性弱。
步骤14，为了减弱估计误差及提高系统的稳定性，在改进后的高频电压注入法中，考虑将q轴与d轴的电流响应结合起来，将d、q轴电流同时作为调节信号；
步骤15，此时基于PLL转子位置的输入信号为
f(θ)＝[k1+k2cos(2θe)]*k2sin(2θe)
其中
步骤16，将传统脉振高频电压注入法中提取q与d轴基频电流反馈信号用到的LPF省去，d、q轴基频电流反馈信号可以通过d、q轴电流与d、q轴高频响应电流做差得到。
步骤17，如图5采用PI调节器构成的PLL系统，将转子误差角函数f(θ)作为转子位置观测器的输入信号，通过调节PI调节器的比例和积分参数，使得稳态误差趋向于零，则转子位置估计值收敛于实际值，最后获取较为精确的转子位置信息。
仿真分析：
在MATLAB/Simulink环境下搭建仿真模型，采用id＝0的矢量控制策略，如图3所示。
其中，仿真中电机参数为：极对数Pn＝2，定子电感Ld＝5.2m H,Lq＝17.4mH，定子电阻R＝0.33Ω，磁链ψf＝0.646Wb，转动惯量J＝0.007kg·m2，阻尼系数B＝0.008N·m·s。
脉振高频电压信号的幅值uin＝15v，频率fin＝1000Hz，低通滤波器LPF，阶数为1，通带边缘频率设置为150Hz。高通滤波器阶数为2，低通带边缘滤波器设置为987Hz，高通带边缘滤波器设置1018Hz。
为验证本发明所出提转子估计转速与转子位置的动态跟踪性能，对电机空载运行，给定转速突变时，电机的运行情况进行了仿真验证。电机由给定转速100r/min到0.3s时将转速提为300r/min。如图6为电机所示左为传统脉振高频电压注入法，右为改进后的脉振高频电压注入法。可以明显的观察到，本发明中的电机转速与估计转速波动与超调明显减小。而如图7所示转速估计误差值明显减少，由转速的最大误差-0.022r/min～0.1r/min降为-0.04r/min～0.018r/min。如图8转子位置估计值与实际值的变化曲线，由于变化误差极小，图9对其误差进行放大可以看出最大转子误差由0.006rad降为0.001rad。此外由于本发明中对滤波器进行了简化，使得转矩波动也得到了明显的改善如图10。

Claims (1)

1.一种简化滤波器的脉振高频电压注入法，其结合了基于锁相环转子位置估计方法，使永磁同步电机在低速域实现无位置传感器的控制，包括以下步骤：
(1)采用id＝0的矢量控制方式对永磁同步电机进行控制；
(2)在估计的同步旋转d-q坐标中的d轴上注入高频正弦电压信号udin＝uincos(wint)，通过反Park变化得到带有转子位置信息的高频电压信号；
(3)检测出永磁同步电机的三相电流ia、ib和ic，对永磁同步电机的三相电流进行Clark变换，得到永磁同步电机定子电流在α-β坐标系下电流iα、iβ，经过Park变换得到d-q坐标系下的电流id、iq；
(4)求的估计转子同步旋转坐标系d、q轴的中高频电压与电流的关系：
其中以及/>分别为估计转子同步旋转坐标系中d、q轴的电压和电流高频分量；为了便于及计算，利用平均电感和半差电感来描述，可将方程改写为：
(5)脉振高频电压注入法在估计旋转同步坐标系中d轴注入高频正弦电压信号为：
(6)将高频正弦电压带入电流高频分量方程，并对高频电流进行简化：
(7)通过对高频电流的简化可以看出，在估计转子同步旋转坐标系，d轴和q轴高频电流分量的幅值都与转子位置估计误差角θe有关；传统的脉振电压注入法，仅考虑q轴高频电流作为调节对象，优化后的脉振电压将d、q轴电流同时作为调节信号；
(8)为了减弱估计误差及提高系统的稳定性，在优化后的高频电压注入法中，考虑将q轴与d轴的电流响应结合起来，再利用PLL技术对转子误差角函数f(θ)进行调节，保证转子位置角的跟踪性能，最后获取较为精确的转子位置信息:
f(θ)＝[k1+k2cos(2θe)]*k2sin(2θe)
其中
(9)将传统脉振高频电压注入法中提取q与d轴基频电流反馈信号用到的LPF省去，d、q轴基频电流反馈信号可以通过d、q轴电流与d、q轴高频响应电流做差得到：
(10)采用pi调节器构成的PLL系统，将θ作为转子位置观测器的输入信号，通过调节PI调节器的比例和积分参数，使得稳态误差趋向于零，则转子位置估计值收敛于实际值，从而得到转子位置及转速信息。
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