CN113489409B - 基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法 - Google Patents

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CN113489409B CN202110675485.4A CN202110675485A CN113489409B CN 113489409 B CN113489409 B CN 113489409B CN 202110675485 A CN202110675485 A CN 202110675485A CN 113489409 B CN113489409 B CN 113489409B
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Abstract

本发明公开了一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法，首先设置旋转电压矢量，在估计的d轴和q轴上注入该旋转电压矢量的分量，然后求取各自的零序电压并求和；对求和电压进行变换后输入至低通滤波器；最后将滤波结果输入至PI环节和积分环节，即可获得电机的估计位置；本发明通过在估计的d轴和q轴上注入高频信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；其次，高频信号产生的旋转矢量是长度固定的且相对d轴旋转频率为ωh，解决了逆二倍频坐标算法中存在的转矩脉动谐波多、存在三倍频转矩脉动、转速波动大的问题。同时提高了转子位置辨识的精度，减小了转速的波动。

Description

基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，主要涉及一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法。
背景技术
永磁同步电机驱动系统广泛应用于航空航天、交通运输、家用电器等领域。而采用无位置技术的永磁电机驱动系统可以减小系统的体积与成本。
经典的永磁同步电机的无位置传感器技术主要有滑模观测器法和高频注入法。滑模观测器法是通过构造一个滑模面，然后设计滑模控制律，进而得到扩展反电动势，实现位置信息的观测。滑模观测器设计的根本目标是得到扩展反电动势，从而得到位置信息。电机在零速情况下没有扩展反电动势，低速情况下反电动势谐波成分含量大，因此滑模等一系列通过反电动势来观测位置信息的方法，在零低速情况下，均无法准确观测出电机的位置信息。
高频信号注入法主要利用电机自身的非理想特性对电机的转速和位置信号进行估计。主要原理是在电机定子侧注入高频电压或者高频电流信号，注入的高频信号在电机内会形成高频磁场。由于电机具有非理想特性，例如转子结构凸极性、转子饱和凸极性等，这种非理想特性会对高频磁场产生调制作用，使得电机定子侧产生和电机位置和转速相关的高频电压或电流信号，通过提取有效信号和解调制等方式得到电机的转速和位置信息。由于没有用到反电动势等受到速度约束的物理量，因此在零低速情况下也有较好的性能。脉振高频注入法通过在同步旋转坐标系的直轴d轴中注入高频正弦电压信号，注入的信号会在静止坐标系中形成一个高频的脉振电压信号，通过对交轴高频电流信号进行幅值调制后，可以提取出其中与转子位置有关的信息，以此方式来获得转子的位置速度信息。
但是，对于脉振高频注入法，在计算转子位置的实际值和估计值的误差的过程中，会引入一个六倍频扰动量(该扰动量的频率为电机电角频率的六倍)，从而影响了转子位置的辨识精度。
为了解决六倍频扰动量的干扰问题，文献《P.L.Xu,and Z.Q.Zhu,Novel CarrierSignal Injection Method Using Zero-Sequence Voltage for Sensorless Control ofPMSM Drives,IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS,VOL.63,NO.4,APRIL,2016》提出了一种逆二倍频同步坐标的脉振高频注入法，该方法将高频信号注入在了逆二倍频同步坐标的q轴上，可以使得六倍频扰动量得到很好的抑制。然而，该方法逆二倍频同步坐标与电机实际的旋转坐标逆向旋转，导致注入的高频信号在电机中产生了两种不同频率的转矩脉动，给转矩脉动的抑制和转速控制器的设计带来了麻烦，增加了转矩脉动和转速波动。
发明内容
发明目的：本发明提供了一种综合矢量旋转式的脉振高频注入的永磁电机的位置估计方法，在抑制了六倍频扰动量的干扰问题的同时，减少了转矩脉动的频率数量，解决了现有逆二倍频同步坐标的脉振高频注入法中存在多种频率的转矩脉动、转矩脉动大、转速波动大的问题。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法，所述永磁电机的转速控制方法如下：
将给定电机电角频率ω*与估计电角频率
Figure GDA0004079035130000021
的差值/>
Figure GDA0004079035130000022
输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流/>
Figure GDA0004079035130000023
通过电流传感器获取电机的三相电流ia，ib和ic，对ia，ib和ic进行abc/dq变换，获得实际q轴电流iq和实际d轴电流id；将给定q轴电流/>
Figure GDA0004079035130000024
和实际q轴电流iq的差值/>
Figure GDA0004079035130000025
输入至第二PI环节，得到/>
Figure GDA0004079035130000026
设定给定d轴电流/>
Figure GDA0004079035130000027
将给定d轴电流/>
Figure GDA0004079035130000028
和实际d轴电流id的差值/>
Figure GDA0004079035130000029
输入至第二PI环节，得到/>
Figure GDA00040790351300000210
将/>
Figure GDA00040790351300000211
与高频电压Uhsinωht相加获得/>
Figure GDA00040790351300000212
将
Figure GDA00040790351300000213
与高频电压Uhcosωht相加得到/>
Figure GDA00040790351300000214
分别进行dq/abc变换，得到对应逆变器三相桥臂的占空比；其特征在于，采用基于旋转综合矢量的脉振高频注入法估计电机转子位置，具体步骤如下：
步骤S1、设置旋转电压矢量
Figure GDA00040790351300000215
其中Uh为旋转电压矢量的长度，
Figure GDA00040790351300000216
为旋转电压矢量的相位角，ωh为旋转电压矢量的角频率，/>
Figure GDA00040790351300000217
为估计的转子位置角；
步骤S2、电机的α轴为电机A相绕组的轴线方向，将估计的d轴记为
Figure GDA00040790351300000218
轴，且/>
Figure GDA00040790351300000219
轴与α轴的夹角为/>
Figure GDA00040790351300000220
将估计的q轴记为/>
Figure GDA00040790351300000221
轴，/>
Figure GDA00040790351300000222
轴与α轴的夹角为/>
Figure GDA00040790351300000223
所述旋转电压矢量/>
Figure GDA0004079035130000031
在/>
Figure GDA0004079035130000032
轴上的分量为Uhcosωht，在/>
Figure GDA0004079035130000033
轴上的分量为Uhsinωht；
步骤S3、将Uhcosωht注入到电机的
Figure GDA0004079035130000034
轴上，求取Uhcosωht产生的零序电压：
Figure GDA0004079035130000035
其中，L2为电机自感的二次谐波的幅值，L0为电机自感的平均值，M0为电机互感的平均值，Ld为电机d轴电感，Lq为电机q轴电感；
将Uhsinωht注入到电机的
Figure GDA0004079035130000036
轴上，求取Uhsinωht产生的零序电压：
Figure GDA0004079035130000037
其中
Figure GDA0004079035130000038
为/>
Figure GDA0004079035130000039
轴与电机的实际d轴夹角；
将Uhcosωht产生的零序电压和Uhsinωht产生的零序电压求和得到：
Figure GDA00040790351300000310
步骤S4、对求和电压进行变换如下：
Figure GDA00040790351300000311
/>
将变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：
Figure GDA00040790351300000312
其中k为滤波系数；
步骤S5、将步骤S4所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节即可获得电机的估计位置。
进一步地，所述步骤S3中Uhcosωht产生的零序电压求取过程如下：
步骤S3.1、记
Figure GDA00040790351300000313
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure GDA00040790351300000314
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure GDA00040790351300000315
Uhcosωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000041
步骤S3.2，分别计算Uh cosωht产生的三相电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000042
Figure GDA0004079035130000043
Figure GDA0004079035130000044
步骤S3.3，分别计算Uh cosωht产生的三相电压为：
Figure GDA0004079035130000045
Figure GDA0004079035130000046
Figure GDA0004079035130000047
步骤S3.4，计算Uh cosωht产生的零序电压如下：
Figure GDA0004079035130000048
/>
Uh sinωht产生的零序电压求取过程如下：
步骤L3.1、记
Figure GDA0004079035130000049
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure GDA00040790351300000410
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure GDA0004079035130000051
Uh sinωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000052
步骤L3.2、分别计算Uh sinωht产生的三相电流的变化率如下：
Figure GDA0004079035130000053
Figure GDA0004079035130000054
Figure GDA0004079035130000055
步骤L3.3、分别计算Uh sinωht产生的三相电压为：
Figure GDA0004079035130000056
Figure GDA0004079035130000057
Figure GDA0004079035130000058
步骤L3.4、计算Uh sinωht产生的零序电压为：
Figure GDA0004079035130000059
有益效果：
(1)、本发明提出的方案通过在估计的d轴和q轴上注入高频信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；
(2)、本发明提出的方案中，高频信号产生的旋转矢量是长度固定的且相对d轴旋转频率为ωh，有效地解决了逆二倍频坐标算法中存在的转矩脉动谐波多、存在三倍频转矩脉动、转速波动大的问题；
(3)、本发明提出的方案可以有效提高转子位置辨识的精度，减小了转子转速的波动。
附图说明
图1为本发明永磁同步电机的转速控制框图；
图2为传统的基于脉振高频注入的无位置方法控制框图；
图3为传统的基于脉振高频注入的无位置方法的关键波形之一——转子位置及误差；
图4为传统的基于脉振高频注入的无位置方法的关键波形之二——转子位置误差的频谱；
图5为传统的基于脉振高频注入的无位置方法的关键波形之三——转速；
图6为传统的基于脉振高频注入的无位置方法的关键波形之四——转速误差的频谱；
图7为文献“P.L.Xu and Z.Q.Zhu,Novel Carrier Signal Injection MethodUsing Zero-Sequence Voltage for Sensorless Control ofPMSM Drives,IEEETRANSACTIONS ON INDUSTRIALELECTRONICS,63(4),pp:2053-2061,2016.”提出的基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的控制框图；
图8为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之一——转子位置及误差；
图9为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之二——转子位置误差的频谱；
图10为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之三——转矩；
图11为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之四——转速；
图12为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之五——转速误差的频谱；
图13为基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的关键波形之六——高频信号所产生的转矩的频谱；
图14为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的控制框图；
图15为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之一——转子位置及误差；
图16为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之二——转子位置误差的频谱；
图17为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之三——转矩；
图18为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之四——转速；
图19为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之五——转速误差的频谱；
图20为本发明提出的基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法的关键波形之六——高频信号所产生的转矩的频谱。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示的永磁同步电机的转速控制方法，将给定电机电角频率ω*与估计电角频率
Figure GDA0004079035130000071
的差值/>
Figure GDA0004079035130000072
输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流/>
Figure GDA0004079035130000073
通过电流传感器获取电机的三相电流ia，ib和ic，对ia，ib和ic进行abc/dq变换，获得实际q轴电流iq和实际d轴电流id；将给定q轴电流/>
Figure GDA0004079035130000074
和实际q轴电流iq的差值/>
Figure GDA0004079035130000075
输入至第二PI环节，得到/>
Figure GDA0004079035130000076
设定给定d轴电流/>
Figure GDA0004079035130000077
将给定d轴电流/>
Figure GDA0004079035130000078
和实际d轴电流id的差值/>
Figure GDA0004079035130000079
输入至第二PI环节，得到/>
Figure GDA00040790351300000710
将/>
Figure GDA00040790351300000711
与高频电压Uhsinωht相加获得/>
Figure GDA00040790351300000712
将/>
Figure GDA00040790351300000713
与高频电压Uhcosωht相加得到/>
Figure GDA00040790351300000714
分别进行dq/abc变换，得到对应逆变器三相桥臂的占空比。
传统基于脉振高频注入的无位置方法如图2所示，它的核心思想是在估计的d轴上注入Uh cosωht注入到电机的
Figure GDA0004079035130000081
轴上，Uh cosωht产生的零序电压求取过程如下：记/>
Figure GDA0004079035130000082
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure GDA0004079035130000083
Figure GDA0004079035130000084
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，那么Uh cosωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000085
分别计算Uh cosωht产生的三相电流的变化率如下：
Figure GDA0004079035130000086
Figure GDA0004079035130000087
Figure GDA0004079035130000088
分别计算Uh cosωht产生的三相电压如下：
Figure GDA0004079035130000089
Figure GDA00040790351300000810
Figure GDA00040790351300000811
/>
Uh cosωht产生的零序电压为：
Figure GDA0004079035130000091
将
Figure GDA0004079035130000092
作如下变换：
Figure GDA0004079035130000093
将
Figure GDA0004079035130000094
经过低通滤波器得到
Figure GDA0004079035130000095
其中k为滤波系数；
将上述滤波结果经过积化和差，得到：
Figure GDA0004079035130000096
将
Figure GDA0004079035130000097
依次通过PI调节器和积分环节得到转子的辨识位置。
从以上推导可以看出，对于传统的基于脉振高频注入的无位置方法，它的核心思想是在估计的d轴上注入高频信号，该信号在估计的d轴上是一个脉振信号，它对应的综合矢量不是一个旋转量。在这样的注入方式下，
Figure GDA0004079035130000098
会伴随着/>
Figure GDA0004079035130000099
一同进入PI调节器，稳态运行时，/>
Figure GDA00040790351300000910
那么/>
Figure GDA00040790351300000911
所以在辨识的转子位置中会有一个六倍频的干扰信号(该干扰信号的频率为电机转角频率的六倍)，如图3所示。图4为转子位置误差的频谱分析，可以看出，六次谐波的含量较高。转速的脉动的峰峰值达到了5rpm，如图5所示。
文献“P.L.Xu and Z.Q.Zhu,Novel Carrier Signal Injection Method UsingZero-Sequence Voltage for Sensorless Control ofPMSM Drives,IEEE TRANSACTIONSON INDUSTRIALELECTRONICS,63(4),pp:2053-2061,2016.”提出的基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法的控制框图如7所示，它的主要步骤如下：
设置一个旋转的
Figure GDA0004079035130000101
坐标，该坐标中，/>
Figure GDA0004079035130000102
轴超前/>
Figure GDA0004079035130000103
轴90°，/>
Figure GDA0004079035130000104
轴的旋转频率为/>
Figure GDA0004079035130000105
轴旋转频率的2倍，且旋转方向相反，在/>
Figure GDA0004079035130000106
轴上注入信号Uhcosωht，Uhcosωht产生的零序电压求取过程如下：记/>
Figure GDA0004079035130000107
轴与电机α轴的夹角为/>
Figure GDA0004079035130000108
那么/>
Figure GDA0004079035130000109
轴与电机α轴的夹角为/>
Figure GDA00040790351300001010
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，那么Uhcosωht产生的dq轴电流的变化率为：/>
Figure GDA00040790351300001011
计算Uhcosωht产生的三相电流的变化率为：
Figure GDA00040790351300001012
Figure GDA00040790351300001013
Figure GDA00040790351300001014
计算Uhcosωht产生的三相电压为：
Figure GDA0004079035130000111
Figure GDA0004079035130000112
Figure GDA0004079035130000113
计算Uh cosωht产生的零序电压为：
Figure GDA0004079035130000114
将
Figure GDA0004079035130000115
乘以cosωht得到/>
Figure GDA0004079035130000116
将
Figure GDA0004079035130000117
经过低通滤波器得到/>
Figure GDA0004079035130000118
其中k为滤波系数；
将
Figure GDA0004079035130000119
依次通过PI调节器和积分环节得到转子的辨识位置。/>
可以看出，对于文献提出的算法，进入PI调节器的只有
Figure GDA00040790351300001110
没有六倍频的干扰，如图8所示。图9为图8中转子位置误差的频谱，可以看出，与图4相比，六次谐波的含量大大减小。
因此与图2中的传统方法相比，基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法提高了转子辨识精度。
但是，在该算法中，高频信号注入的轴的旋转速度与电机的d轴旋转不同步，所以注入的高频信号在电机q轴产生的电流如下所示：
Figure GDA00040790351300001111
该iq产生的转矩脉动如下所示：
Figure GDA0004079035130000121
其中，Pr为电机的转子极对数，ψpm为电机的永磁磁链。
从式中可以看出，转矩脉动中既包含了角频率为ωh的高频脉动转矩，也包含了角频率为
Figure GDA0004079035130000122
的低频脉动转矩，如图10所示，转矩波形为包络线性质，脉动频率的数量较多，且频率数值相差较大，导致转速调节器难以优化设计，使得转速波动较大，如图11所示，转速波动的峰峰值为3rpm。角频率/>
Figure GDA0004079035130000123
为电机同步角频率的3倍，所以转速误差和高频信号产生的转矩都包含了较高的3次谐波分量，如图12与13所示。
本发明提出了一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法，如图14所示，具体步骤如下：
步骤S1、设置旋转电压矢量
Figure GDA0004079035130000124
其中Uh为旋转电压矢量的长度，
Figure GDA0004079035130000125
为旋转电压矢量的相位角，ωh为旋转电压矢量的角频率，/>
Figure GDA0004079035130000126
为估计的转子位置角；
步骤S2、电机的α轴为电机A相绕组的轴线方向，将估计的d轴记为
Figure GDA0004079035130000127
轴，且/>
Figure GDA0004079035130000128
轴与α轴的夹角为/>
Figure GDA0004079035130000129
将估计的q轴记为/>
Figure GDA00040790351300001210
轴，/>
Figure GDA00040790351300001211
轴与α轴的夹角为/>
Figure GDA00040790351300001212
所述旋转电压矢量/>
Figure GDA00040790351300001213
在/>
Figure GDA00040790351300001214
轴上的分量为Uhcosωht，在/>
Figure GDA00040790351300001215
轴上的分量为Uhsinωht；
步骤S3、将Uhcosωht注入到电机的
Figure GDA00040790351300001216
轴上，求取Uhcosωht产生的零序电压。具体地，
步骤S3.1、记
Figure GDA00040790351300001217
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure GDA00040790351300001218
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure GDA00040790351300001219
Uhcosωht产生的dq轴电流的变化率为：/>
Figure GDA00040790351300001220
步骤S3.2，分别计算Uhcosωht产生的三相电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000131
Figure GDA0004079035130000132
Figure GDA0004079035130000133
步骤S3.3，分别计算Uhcosωht产生的三相电压为：
Figure GDA0004079035130000134
Figure GDA0004079035130000135
Figure GDA0004079035130000136
步骤S3.4，计算Uhcosωht产生的零序电压如下：
Figure GDA0004079035130000137
将Uhsinωht注入到电机的
Figure GDA0004079035130000138
轴上，求取Uhsinωht产生的零序电压。具体如下：
步骤L3.1、记
Figure GDA0004079035130000139
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure GDA00040790351300001310
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure GDA00040790351300001311
Uhsinωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure GDA0004079035130000141
步骤L3.2、分别计算Uhsinωht产生的三相电流的变化率如下：
Figure GDA0004079035130000142
Figure GDA0004079035130000143
Figure GDA0004079035130000144
步骤L3.3、分别计算Uhsinωht产生的三相电压为：
Figure GDA0004079035130000145
Figure GDA0004079035130000146
Figure GDA0004079035130000147
步骤L3.4、计算Uhsinωht产生的零序电压为：
Figure GDA0004079035130000148
其中
Figure GDA0004079035130000149
为/>
Figure GDA00040790351300001410
轴与电机的实际d轴夹角；
将Uhcosωht产生的零序电压和Uhsinωht产生的零序电压求和得到：
Figure GDA0004079035130000151
步骤S4、对求和电压进行变换如下：
Figure GDA0004079035130000152
将变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得：
Figure GDA0004079035130000153
其中k为滤波系数；
步骤S5、将步骤S4所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节即可获得电机的估计位置。
可以看出，对于本发明的算法，进入PI调节器的只有
Figure GDA0004079035130000154
没有六倍频的干扰，如图15所示，因此与图2中的传统方法相比，本发明提出的方案提高了转子辨识精度。图16为本发明提出的方案的转子位置误差的频谱，可以看出，六次谐波的含量大大降低。
同时，本发明提出的方案中，高频信号注入在
Figure GDA0004079035130000155
轴和/>
Figure GDA0004079035130000156
轴上，且在/>
Figure GDA0004079035130000157
轴和/>
Figure GDA0004079035130000158
轴上的两个高频信号相差90°，注入的高频信号形成的综合矢量相对于d轴是一个稳定的旋转矢量，该旋转矢量相对于d轴的旋转角频率为ωh，该旋转矢量在q轴上产生的电流如下所示：
Figure GDA0004079035130000159
该电流产生的转矩脉动如下所示：
Figure GDA00040790351300001510
可以看出，式中只有频率为ωh的一个脉动转矩，如图17所示，相对于基于逆二倍频坐标的脉振高频注入的无位置方法，本发明产生的转速波动减小，转速波动的峰峰值只有1.4rpm，如图18所示。
同时可以看出，现有文献和本发明提出的方案都解决了六倍频的干扰问题。但是文献注入的信号还引入了3倍频的转矩脉动，体现为图12和图13中的3次谐波的含量相对较高，而本发明不存在这样的问题，体现为图中19和图20中3次谐波的含量减小。
综上所述，首先，本发明提出的方案通过在估计的d轴和q轴上注入高频信号，使得进入PI调节器的信号中不存在六倍频干扰信号，解决了传统高频注入方法中存在的六倍频干扰问题；其次，本发明提出的方案中，高频信号产生的旋转矢量是长度固定的且相对d轴旋转频率为ωh，有效地解决了逆二倍频坐标算法中存在的转矩脉动谐波多、存在三倍频转矩脉动、转速波动大的问题。本发明同时提高了转子位置辨识的精度和减小了转速的波动。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法，所述永磁电机的转速控制方法如下：
将给定电机电角频率ω*与估计电角频率
Figure FDA0004121317880000011
的差值/>
Figure FDA0004121317880000012
输入至第一PI环节，获得电机的给定q轴电流/>
Figure FDA0004121317880000013
通过电流传感器获取电机的三相电流ia，ib和ic，对ia，ib和ic进行abc/dq变换，获得实际q轴电流iq和实际d轴电流id；将给定q轴电流/>
Figure FDA0004121317880000014
和实际q轴电流iq的差值/>
Figure FDA0004121317880000015
输入至第二PI环节，得到/>
Figure FDA0004121317880000016
设定给定d轴电流/>
Figure FDA0004121317880000017
将给定d轴电流/>
Figure FDA0004121317880000018
和实际d轴电流id的差值
Figure FDA0004121317880000019
输入至第二PI环节，得到/>
Figure FDA00041213178800000110
将/>
Figure FDA00041213178800000111
与高频电压Uhsinωht相加获得/>
Figure FDA00041213178800000112
将/>
Figure FDA00041213178800000113
与高频电压Uhcosωht相加得到/>
Figure FDA00041213178800000114
分别进行dq/abc变换，得到对应逆变器三相桥臂的占空比；其特征在于，采用基于旋转综合矢量的脉振高频注入法估计电机转子位置，具体步骤如下：
步骤S1、设置旋转电压矢量
Figure FDA00041213178800000115
其中Uh为旋转电压矢量的长度，/>
Figure FDA00041213178800000116
为旋转电压矢量的相位角，ωh为旋转电压矢量的角频率，/>
Figure FDA00041213178800000117
为估计的转子位置角；
步骤S2、电机的α轴为电机A相绕组的轴线方向，将估计的d轴记为
Figure FDA00041213178800000118
轴，且/>
Figure FDA00041213178800000119
轴与α轴的夹角为/>
Figure FDA00041213178800000120
将估计的q轴记为/>
Figure FDA00041213178800000121
轴，/>
Figure FDA00041213178800000122
轴与α轴的夹角为/>
Figure FDA00041213178800000123
所述旋转电压矢量/>
Figure FDA00041213178800000124
在/>
Figure FDA00041213178800000125
轴上的分量为Uhcosωht，在/>
Figure FDA00041213178800000126
轴上的分量为Uhsinωht；
步骤S3、将Uhcosωht注入到电机的
Figure FDA00041213178800000127
轴上，求取Uhcosωht产生的零序电压：
Figure FDA00041213178800000128
其中，L2为电机自感的二次谐波的幅值，L0为电机自感的平均值，M0为电机互感的平均值，Ld为电机d轴电感，Lq为电机q轴电感；θ为电机的实际d轴与α轴的夹角；
将Uhsinωht注入到电机的
Figure FDA00041213178800000129
轴上，求取Uhsinωht产生的零序电压：
Figure FDA00041213178800000130
其中
Figure FDA00041213178800000131
为/>
Figure FDA00041213178800000132
轴与电机的实际d轴夹角，/>
Figure FDA00041213178800000133
将Uhcosωht产生的零序电压和Uhsinωht产生的零序电压求和得到：
Figure FDA0004121317880000021
步骤S4、对求和电压进行变换如下：
Figure FDA0004121317880000022
将变换结果输入至低通滤波器进行滤波可得低通滤波结果：
Figure FDA0004121317880000023
/>
其中k为滤波系数；
步骤S5、将步骤S4所述低通滤波结果输入至PI环节，获得电机的估计电角频率，将所述估计电角频率输入至积分环节即可获得电机的估计位置。
2.根据权利要求1所述的一种基于旋转综合矢量的永磁电机高频注入位置估计方法，其特征在于，所述步骤S3中Uhcosωht产生的零序电压求取过程如下：
步骤S3.1、记
Figure FDA0004121317880000024
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure FDA0004121317880000025
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure FDA0004121317880000026
Uhcosωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure FDA0004121317880000027
步骤S3.2，分别计算Uhcosωht产生的三相电流的变化率为：
Figure FDA0004121317880000028
Figure FDA0004121317880000029
Figure FDA0004121317880000031
步骤S3.3，分别计算Uhcosωht产生的三相电压为：
Figure FDA0004121317880000032
Figure FDA0004121317880000033
Figure FDA0004121317880000034
步骤S3.4，计算Uhcosωht产生的零序电压如下：
Figure FDA0004121317880000035
Uhsinωht产生的零序电压求取过程如下：
步骤L3.1、记
Figure FDA0004121317880000036
轴与电机的实际d轴夹角为/>
Figure FDA0004121317880000037
电机的实际d轴与α轴的夹角为θ，则
Figure FDA0004121317880000038
Uhsinωht产生的dq轴电流的变化率为：
Figure FDA0004121317880000039
步骤L3.2、分别计算Uhsinωht产生的三相电流的变化率如下：
Figure FDA00041213178800000310
Figure FDA0004121317880000041
Figure FDA0004121317880000042
步骤L3.3、分别计算Uhsinωht产生的三相电压为：
Figure FDA0004121317880000043
Figure FDA0004121317880000044
Figure FDA0004121317880000045
步骤L3.4、计算Uhsinωht产生的零序电压为：
Figure FDA0004121317880000046
/>
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