CN115765563A - 一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，在估计d‑q轴坐标系中注入一个幅值恒定的脉振高频方波电压信号；将估计d‑q轴坐标系通过坐标变换到两相静止α‑β坐标系中，利用傅里叶分解将静止α‑β坐标系的高频电流响应分解为不同频率的正弦信号之和；利用与注入信号相同频率的余弦调制波与高频电流信号相乘，并经过一个级联的二阶广义积分器，简化了信号处理；将调制出的高频电流响应进行归一化处理，通过由PI控制器构成的正交锁相环提取转子位置及转速信息。与其他传统方法相比，本发明所提出的方法无需使用滤波器与差分运算，有效降低了转子位置辨识系统中的数字延时和对采样误差的敏感性。

Description

一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机控制领域，具体涉及一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法。

背景技术

永磁同步电机因其卓越的性能、小体积、重量轻、高功率密度、良好的可靠性以及快速的动态性能等优点，它不仅被广泛地应用于电器、汽车、机器人等方面，还在船舶、航空航天、高铁列车等大功耗领域发挥着自己的重要作用。为了实现PMSM高效率的精准控制，必须准确地获取PMSM的转子位置信息。传统的方式则是在电机的转轴末端加装传感器，如霍尔传感器，光电编码器等，导致电机体积增大，成本增加，安装不便，以及在特殊场合下可靠性低等问题。因此，研究PMSM无位置传感器控制更具有意义。

永磁同步电机运行在零速及低速范围内，由于转子反电势可获得的信噪比极低，基于反电势获取转子位置及转速信息的方法很难实现。因此，利用永磁同步电机的凸极特性，通过对电机电子绕组注入高频激励信号，从反馈的高频信号中提取转子位置信息，实现转子初始位置检测及低速范围运行。传统的高频信号注入法，包括旋转高频电压信号注入和脉振高频电压信号注入法，都是采用高频正弦波电压信号的形式注入，需要在转速环的信号处理与提取模块、位置与速度跟踪观测模块中使用低通滤波器和带通滤波器，以及电流环中基波电流信号是通过低通滤波器分离的，这些滤波器的使用会带来不同程度的幅值衰减和相位滞后，已经大大影响系统带宽，进而影响系统动态响应性能。此外，传统的旋转高频电压信号注入法是在两相静止轴系中注入高频正弦波电压信号，虽然具有良好的稳定性，但是对于高频信号解调过程较为麻烦；传统的脉振高频电压信号注入法是在估计直轴注入，在估计交轴提取有效转子位置信息，因此电流纹波和转矩脉动更小，但是此方法存在收敛失败的风险，而且损耗更大，且上述两种永磁同步电机低速范围无位置传感器控制方法仅适用于凸极率更高的内置式永磁同步电机。刘兵等人在论文“基于广义二阶积分器的SPMSM无位置传感器控制逆变器非线性补偿策略”(中国电机工程学报，2018,38(11):3365-3374)中提出一种基于广义二阶积分器实现高频电流提取和谐波误差消除的策略；避免了转子位置信号解调过程中滤波器的使用，但该方法使用高频正弦波信号注入，注入的频率不能太高，锁相环有所限制。刘国海等人在公开号为CN110429886B的中国专利“一种永磁同步电机低速域转子位置辨识方法”中提出在两相静止坐标轴系上注入高频方波信号，使用广义二阶积分器对β轴中的电流进行信号分离及幅值解调，整个信号解调过程中不使用任何滤波器，有效提高了系统的动态控制性能。但该方法在位置解调过程中仍包含较多的谐波信号未进行处理，对位置估计精度仍有一些影响。

因此，为提高表贴式永磁同步电机低速范围无位置传感器控制性能，亟须研究出一种具有良好的稳定性、鲁棒性、高动态响应、估计精度高的控制策略。

发明内容

本发明针对以上问题，提出了一种基于脉振高频方波信号注入的表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法。将脉振高频方波电压信号注入估计直轴的控制方法，电流纹波和转矩脉动更小，在两相静止轴系中提取转子位置信息，不仅适用于内置式永磁同步电机，对于表贴式永磁同步电机也同样有效。注入的方波频率可提高至PWM开关频率的一半，在电流环的处理过程中，由于注入方波电压频率远大于电机运行频率，在一个开关周期内相邻两次电流采样基频电流不变，运用简单的数学计算，即可求出基频反馈电流，有效地提高了电流环带宽。在提取高频响应电流，获取转子位置信息的信号处理及解调过程中，采用一种级联SOGI的方法，减少了多个滤波器的使用，有效地避免了由于滤波器使用造成信号幅值衰减、相位滞后等问题，增加了估计转子位置精度。

本发明的目的是：针对传统的高频信号注入法在估计转子位置解调过程中需要用到大量的滤波器，且传统的方法并不适合凸极率极低的表贴式永磁同步电机等问题，提出新的估计转子位置解调方案，从而提高表贴式永磁同步电机低速范围无位置传感器控制性能及估计位置精度。

本发明的技术方案为：

一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，包括以下步骤：

步骤1：在与实际d-q轴相差Δθ_e误差角的估计d-q轴坐标系中注入一个幅值恒定的脉振高频方波电压信号，得到高频电流响应；

步骤2：将得到的高频电流响应从估计d-q轴坐标系通过坐标变换到两相静止α-β坐标系中，利用傅里叶分解将静止α-β坐标系的高频电流响应分解为不同频率的正弦信号之和；

步骤3：将不同频率正弦信号之和的两相静止坐标系高频电流i_αh、i_βh经过级联的二阶广义积分器(SOGI)前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号，再利用与注入信号相同频率的余弦调制波与高频电流信号相乘并经过一个级联SOGI的后级，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响；

步骤4：将调制出的高频电流响应进行归一化处理，通过有PI控制器构成的正交锁相环提取转子位置及转速信息。

进一步，所述步骤1中向估计的d-q轴坐标系中注入的脉振高频方波电压信号具体为：

式中，u_dh为向d轴注入的电压信号，u_qh为向q轴注入的电压信号，U_inj为注入的方波电压幅值，k为控制序列，且k＝1,2,3…；注入高频信号的频率为PWM载波频率的二分之一；

进一步，所述步骤2中具体过程为：

步骤2.1：在电机运行中，通过电流采样模块采集永磁同步电机任意两相电流，将得到的三相电流i_a、i_b、i_c经过Clark变换得到两相静止坐标电流i_α、i_β，其中包含有基频电流i_αf、i_βf、高频电流i_αh、i_βh，以及逆变器功率器件产生的高次谐波电流i_αx、i_βx三种成分；

其中高频响应电流i_αh、i_βh的微分方程可表示为：

式中，L_dh、L_qh为永磁同步电机d、q轴高频电感，θ_e为实际转子位置，Δθ_e是实际转子位置与估算转子位置的估算误差，P为微分算子；

当Δθ_e足够小接近于零时，上式可写成：

步骤2.2：利用傅里叶分解将静止α-β坐标系下的脉振高频方波电压信号分解为不同频率的正弦信号之和：

式中，ω_h为注入高频方波电压信号的频率，t为时间，

表示奇次正弦波。

将方波电压信号经过傅里叶分解后的正弦信号之和代入到两相静止α-β坐标系下的高频响应电流方程中

通过积分解算后得到静止轴系下的高频响应电流方程。

进一步，所述步骤3具体过程为：

步骤3.1：设置级联SOGI的前级中心频率为ω_h1，将两相静止坐标系电流i_α、i_β经过级联SOGI的前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号i_αh、i_βh，抑制其他次谐波的干扰，实现带通滤波器的功能。

进一步，级联SOGI的前级传递函数为：

其中，输入信号x为高频电流信号i_α、i_β，输出信号y₁为所提取中心频率为ω_h的高频响应电流i_αh、i_βh，k₁为阻尼系数。

步骤3.2：利用与注入信号相同频率的余弦调制波cosω_ht与步骤3.1所述的高频电流信号相乘可得

上式中含有与注入频率相同的信号以及其高次频率信号，因此只要能够获取到与注入频率相同的信号那一项就能计算出估计的转子位置信息。

步骤3.3：乘以解调制信号cosω_ht后，由上式可知，解调出的信号中第二项为高次谐波分量，第一项为含有位置信息的直通分量，因此考虑采用级联SOGI的后级对成分含量较高的二次谐波进行滤除，在转子位置观测中达到和低通滤波一样的效果，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响。

进一步，级联SOGI的后级传递函数为：

其中，输入信号x为经过cosω_ht解调后高频响应电流信号i_αh1、i_βh1，输出信号y₂为所提取含有位置信息的直通分量i_αh2、i_βh2，k₂为阻尼系数。

进一步，所述步骤4具体过程为：

步骤4.1经过级联SOGI后的高频信号幅值与注入电压的频率、幅值以及电机本身的电感参数有关，因此通过标幺化处理，改善对注入信号幅值和电感值的鲁棒性：

式中，i_α-pu、i_β-pu表示标幺化后静止轴系α-β轴的电流。

步骤4.2根据外差法，将高频电流响应分别乘以

和

再相减，即可得到位置跟踪误差信号：

步骤4.3将得到的位置跟踪误差信号采用正交锁相环的形式，通过调节PI调节器控制ε收敛至零，从而获取转速和转子位置信息。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

1)本发明采用在估计直轴注入高频电压信号，在两相静止轴系提取高频电流响应的方案，相比于传统脉振高频电压信号注入法在估计交轴提取高频电流响应，该方法能够降低获取转子位置信息对电机电感参数的敏感性，避免了位置估计错误收敛的风险，更适用于表贴式永磁同步电机。

2)本发明采用方波电压信号注入，相比于传统脉振高频电压信号注入法的正弦波电压信号注入，注入的频率可提高至PWM开关频率的一半，甚至可提高至PWM开关频率，在电流环的处理过程中，由于注入方波电压频率远大于电机运行频率，在一个开关周期内相邻两次电流采样基频电流不变，运用简单的数学计算，即可求出基频反馈电流，有效地提高了电流环带宽。

3)本发明将离散的高频方波傅里叶分解成不同频率的正弦波之和，从而用连续信号的解调方法提取转子位置信号，无需对电流进行离散差分运算，与传统方法相比，能够有效地减少处理器运算及资源占用。

4)本发明在提取高频响应电流，获取转子位置信息的信号处理及解调过程中，采用一种级联SOGI的方法，减少了多个滤波器的使用，有效地避免了由于滤波器使用造成信号幅值衰减、相位滞后等问题，增加了估计转子位置精度。

5)经过级联SOGI后的高频信号幅值与注入电压的频率、幅值以及电机本身的电感参数有关，本发明通过标幺化处理，改善了对注入信号幅值和电感值的鲁棒性，正交锁相环PI调节器的参数整定更为简单。

附图说明

图1为一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法原理框图；

图2为各坐标系之间的关系图；

图3为注入高频方波信号与PWM载波信号关系图；

图4为二阶广义积分器(SOGI)结构框图；

图5为估计转速及转子位置提取方法原理框图；

图6为电机空载运行在50rpm时，采用本发明控制方法所得转子实际位置、转子估计位置及位置估计误差仿真波形图；

图7为电机空载运行在50rpm时，采用传统的脉振正弦波电压信号注入控制方法所得转子实际位置、转子估计位置及位置估计误差仿真波形图；

图8为电机空载运行状态下，转速由50rpm阶跃至100rpm，采用本发明控制方法所得实际转子位置、转子估计位置及估计位置误差仿真波形图；

图9为电机空载运行状态下，转速由50rpm突变至-50rpm，采用本发明控制方法所得实际转子位置、转子估计位置及估计位置误差仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做详细说明。

如图1所示，本发明提供一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，图1中

为给定的角速度值，

为转子位置观测器估计出的角速度值，

为d轴电流的给定值，

为速度调节器输出的q轴电流给定值，u_d、u_q分别为经d、q轴电流调节器输出的电压给定值，i_d、i_q分别为d、q轴反馈电流，i_α、i_β分别为α、β轴反馈电流，u_α、u_β分别为α、β轴电压给定值，SVPWM为空间电压矢量调制模块，i_a、i_b分别为a、b相采样的定子电流，U_dc为逆变器的直流母线电压，PMSM为永磁同步电机，得到i_α、i_β的高频电流响应及方波信号处理部分为步骤2中的内容实现，信号解调部分为步骤3中的内容实现，转速及转子位置观测部分为步骤3中的内容实现。具体实施步骤如下：

步骤1，在与实际d-q轴相差Δθ_e误差角的估计d-q轴坐标系中注入一个幅值恒定的脉振高频方波电压信号，得到高频电流响应。

步骤1中，向估计d-q轴坐标系中注入的脉振高频方波电压信号具体为：

式中，u_dh为向d轴注入的电压信号，u_qh为向q轴注入的电压信号，U_inj为注入的方波电压幅值，k为控制序列，且k＝1,2,3…。

图3为注入的高频方波信号与载波信号关系，注入高频信号的频率为PWM载波频率的二分之一。

采用i_d＝0的电流环、速度环双闭环控制的永磁同步电机矢量控制策略，如图2，其坐标变换为：两相静止坐标系为自然坐标系ABC轴经Clark变换得到，其中α轴与自然坐标系的A轴重合，β轴垂直于α轴且与逆时针旋转90°的α轴重合，旋转坐标系为两相静止坐标系αβ轴经过Park转子位置角度变换得到，其中d轴沿转子旋转方向与α轴相差θ_e角度，q轴垂直于d轴且与逆时针旋转90°的d轴重合。

u_d为维持PMSM正常工作的电压与注入的高频电压之和；再采用空间矢量脉宽调制SVPWM得到三相逆变器的六路开关信号，从而驱动SPMSM。

步骤2，根据图2的坐标系关系图，将得到的高频电流响应从估计d-q轴坐标系通过坐标变换到两相静止α-β坐标系中，利用傅里叶分解将静止α-β坐标系的高频方波电流响应分解为不同频率的正弦信号之和。

步骤2中具体过程为：

步骤2.1，在电机运行中，通过电流采样模块采集永磁同步电机任意两相电流，将得到的三相电流i_a、i_b、i_c经过Clark变换得到两相静止坐标电流i_α、i_β，其中包含有基频电流i_αf、i_βf、高频电流i_αh、i_βh，以及逆变器功率器件产生的高次谐波电流i_αx、i_βx三种成分；

其中高频响应电流i_αh、i_βh的微分方程可表示为：

式中，L_dh、L_qh为永磁同步电机d、q轴高频电感，θ_e为实际转子位置，Δθ_e是实际转子位置与估算转子位置的估算误差，P为微分算子；

当Δθ_e足够小接近于零时，上式可写成：

步骤2.2，利用傅里叶分解将静止α-β坐标系下的脉振高频方波电压信号分解为不同频率的正弦信号之和：

式中，ω_h为注入高频方波电压信号的频率，t为时间，

表示奇次正弦波。

将方波电压信号经过傅里叶分解后的正弦信号之和代入到两相静止α-β坐标系下的高频响应电流方程中：

对方程两边进行积分可得：

图4为二阶广义积分器(SOGI)的结构框图，其中x为输入信号，y₁，y₂为输出信号，ω为中心频率。

图5为α轴高频信号提取及解调的级联SOGI的结构框图，β轴与α轴结构一致。

步骤3，将不同频率正弦信号之和的两相静止坐标系高频电流i_aβh经过级联的二阶广义积分器(SOGI)前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号，再利用与注入信号相同频率的余弦调制波与高频电流信号相乘并经过一个级联SOGI的后级，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响。

步骤3具体过程为：

步骤3.1，设置级联SOGI的前级中心频率为ω_h1，将两相静止坐标系电流i_α、i_β经过级联SOGI的前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号，抑制其他次谐波的干扰，实现带通滤波器的功能。

级联SOGI的前级传递函数为：

其中，输入信号x₁为高频电流信号i_αh1、i_βh1，输出信号y₁为所提取中心频率为ω_h1的高频响应电流，k₁为阻尼系数。

步骤3.2，利用与注入信号相同频率的余弦调制波cosω_ht与步骤3.1所述的高频电流信号相乘可得

上式中含有与注入频率相同的信号以及其高次频率信号，因此只要能够获取到与注入频率相同的信号那一项就能计算出估计的转子位置信息。

步骤3.3，乘以解调制信号cosω_ht后，由上式可知，解调出的信号中第二项为高次谐波分量，第一项为含有位置信息的直通分量，因此考虑采用级联SOGI的后级对成分含量较高的二次谐波进行滤除，在转子位置观测中达到和低通滤波一样的效果，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响。

级联SOGI的后级传递函数为：

其中，输入信号x₂为经过cosω_ht解调后高频响应电流信号i_αh1、i_βh1，输出信号y₂为所提取含有位置信息的直通分量i_αh2、i_βh2，k₂为阻尼系数。

图6为本发明提出的高频信号提取、解调及获取转子位置信息的结构框图。

步骤4，将调制出的α、β轴高频电流响应进行归一化处理，通过由PI控制器构成的正交锁相环提取转子位置及转速信息，用于SPMSM的无位置传感器控制。

步骤4具体过程为：

步骤4.1，经过级联SOGI后的高频信号幅值与注入电压的频率、幅值以及电机本身的电感参数有关，因此通过标幺化处理，改善对注入信号幅值和电感值的鲁棒性：

步骤4.2，根据外差法，将高频电流响应分别乘以

和

再相减，即可得到位置跟踪误差信号：

步骤4.3，将得到的位置跟踪误差信号采用正交锁相环的形式，通过调节PI调节器控制ε收敛至零，则转子位置估计值收敛于实际值，从而获取转速和转子位置信息，用于转速、电流的双闭环控制。

为验证所提方案的正确性和有效性，在Matlab/Simulink仿真平台搭建了基于高频方波信号注入的SPMSM无位置传感器控制模型，仿真采用的电机为一台400W低压伺服电机，电机参数见表1。仿真条件设置为：PWM开关频率为10kHz，注入方波频率为5kHz，幅值为6V。

表1-SPMSM参数表

图6、图8和图9为采用本专利所提出的转子位置观测方法的仿真结果，从仿真结果可知，估计转子位置能很好地跟随实际转子位置角，无零点漂移现象。从图6中可知，最大电角度误差为0.025rad。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (5)

1.一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，在估计d-q轴坐标系中注入一个幅值恒定的脉振高频方波电压信号，得到高频电流响应；

步骤2，将得到的高频电流响应从估计d-q轴坐标系通过坐标变换到两相静止α-β坐标系中，利用傅里叶分解将静止α-β坐标系的高频方波电流成分分解为不同频率的正弦信号之和；

步骤3，将不同频率正弦信号之和的两相静止坐标系高频电流i_αh、i_βh经过级联的二阶广义积分器SOGI前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号，再利用与注入信号相同频率的余弦调制波与高频电流信号相乘并经过一个级联二阶广义积分器SOGI的后级，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响；

步骤4，将调制出的高频电流响应进行归一化处理，通过由PI控制器构成的正交锁相环，提取转子位置及转速信息。

2.根据权利要求1所述的一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，其特征在于，所述步骤1中向估计d-q轴坐标系中注入的脉振高频方波电压信号具体为：

式中，u_dh为向d轴注入的电压信号，u_qh为向q轴注入的电压信号，U_inj为注入的方波电压幅值，k为控制序列；注入高频信号的频率为PWM载波频率的二分之一。

3.根据权利要求1所述的一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，其特征在于，所述步骤2中具体过程包括：

步骤2.1，在电机运行中，通过电流采样模块采集永磁同步电机任意两相电流，将得到的三相电流i_a、i_b、i_c经过Clark变换得到两相静止坐标电流i_α、i_β，其中包含有基频电流i_αf、i_βf、高频响应电流i_αh、i_βh，以及逆变器功率器件产生的高次谐波电流i_αx、i_βx三种成分；

其中高频响应电流i_αh、i_βh的微分方程表示为：

式中，L_dh、L_qh为永磁同步电机d、q轴高频电感，θ_e为实际转子位置，Δθ_e是实际转子位置与估算转子位置的估算误差，P为微分算子；

当Δθ_e足够小接近于零时，上式可写成：

步骤2.2，利用傅里叶分解将脉振高频方波电压信号分解为不同频率的正弦信号之和：

式中，ω_h为注入高频方波电压信号的频率，t为时间，

表示奇次正弦波；

将方波电压信号经过傅里叶分解后的正弦信号之和代入到两相静止α-β坐标系下的高频响应电流微分方程中：

通过积分解算后得到静止轴系下的高频响应电流i_αh、i_βh方程。

4.根据权利要求1所述的一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，其特征在于，所述步骤3具体过程包括：

步骤3.1，设置级联二阶广义积分器SOGI的前级中心频率为ω_h1，将两相静止坐标系电流i_α、i_β经过级联二阶广义积分器SOGI的前级，提取出与注入频率相同的高频电流信号，抑制其他次谐波的干扰，实现带通滤波器的功能；

步骤3.2，利用与注入信号相同频率的余弦调制波cosω_ht与步骤3.1所述的高频电流信号相乘可得：

步骤3.3，采用级联二阶广义积分器SOGI的后级对二次谐波进行滤除，抑制解调后含有的高次谐波对估计转子位置的影响。

5.根据权利要求1所述的一种表贴式永磁同步电机转子位置及转速信息检测方法，其特征在于，所述步骤4具体过程包括：

步骤4.1，通过标幺化处理，改善对注入信号幅值和电感值的鲁棒性：

步骤4.2，根据外差法，将高频电流响应分别乘以

和

再相减，即可得到位置跟踪误差信号ε：

式中，i_α-pu、i_β-pu表示标幺化后的静止轴系α-β轴的电流，θ_e为实际转子位置；

步骤4.3，将得到的位置跟踪误差信号i_αh、i_βh采用正交锁相环的形式，通过调节PI控制器控制ε收敛至零，从而获取转速和转子位置信息。

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