CN112653360B - 一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法 - Google Patents

一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，该控制方法能够在降低传统高频注入法产生的噪音的同时提高高速永磁同步电机静止或运行于低速区的动态性能，并且能够保障电机在突加、减载等动态操作过程中稳定运行。

Description

一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法
技术领域
本发明属于电机控制领域，具体涉及一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法。
背景技术
高速交流电机作为高速传动技术的动力源，在航空航天、飞轮储能、高精度数控机床及分布式能源等领域应用广泛。永磁同步电机具有高效率、高功率密度等优点，广泛应用于高速系统当中。但是由于高速电机的额定频率普遍在500Hz以上，而逆变器受器件散热能力限制因此其开关频率不能过高。高速电机控制方法需要满足逆变器开关频率与电机基波运行频率之比较低，即低载波比的运行条件。同时由于高速电机自身结构复杂等原因不适宜安装机械式编码器，因此研究满足低载波比条件下的无位置传感器控制方法能够推动高速永磁同步电机的应用。
零、低速区无位置传感器控制方法主要包括I/F算法和信号注入法。其中I/F控制算法的原理是通过向静止的电机中注入一个已知的电流产生磁场，吸引转子旋转至转子永磁体产生的磁场与已知磁场同方向从而获取转子位置。这种方法相对简单并且易于实现，但是在获取转子位置过程中电机会转动甚至可能会发生反转，不满足应用的精度，且由于该方法为开环方法，导致稳定性较差，因此在高精度控制领域多采用辅助信号注入法。而辅助信号注入法多采用电压信号，常见的注入电压形式有旋转电压信号和高频电压信号，但是这两种实现方法都需要使用多个滤波器，而滤波器通常会限制控制系统带宽，且实现较为困难，从而影响系统的动态性能。
同时在电机零、低速区控制时，高频信号的使用会带来尖锐刺耳的噪音，对操作人员产生严重影响。并且逆变器的非线性效应会影响转子位置的估算精度。然而在实际控制系统中，通常要求高速永磁同步电机能够带动微型燃气轮机或电动机启动及低速运行，电机在进入中、高速区之后再转为发电模式运行。这就要求高速永磁同步电机静止和运行于低速区时能够具有良好的动态性能，能够在加、减载过程中迅速响应及稳定运行。
因此有必要设计一种满足高速永磁同步电机零、低速区带载能力的同时兼顾其噪声小以及可以在线调节注入幅值的无位置传感器控制策略。
发明内容
为了解决上述问题，本发明人进行了锐意研究，设计出一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，该控制方法能够在降低传统高频注入法产生的噪音的同时提高高速永磁同步电机静止或运行于低速区的动态性能，并且能够保障电机在加减负载等动态操作过程中稳定运行。
根据本发明的第一方面，提供一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤：
步骤(1)：注入高频随机方波，
步骤(2)：检测三相定子电流iA、iB、iC，
步骤(3)：进行载波分离运算，
步骤(4)：得到高频电流分量包络线，
步骤(5)：计算位置估计误差
Figure GDA0002535173730000021
步骤(6)：计算估计转子估计电角速度
Figure GDA0002535173730000031
和估计转子位置
Figure GDA0002535173730000032
步骤(7)：通过选取合适的电流环带宽获取基波电流idf、iqf，
步骤(8)：计算旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000033
步骤(9)：计算旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考值
Figure GDA0002535173730000034
Figure GDA0002535173730000035
步骤(10)：驱动逆变器。
本发明中，所述随机方波包含两组频率不同，幅值不同的方波信号，
其中，较高频率的信号的幅值是较低频率信号的两倍，同时较高频率信号的频率是较低频率信号的两倍。
本发明中，所述三相定子电流iA、iB、iC可通过电流传感器获取。
本发明中，所述载波分离运算需要首先将检测到的所述三相定子电流iA、iB、iC经过3/2变换得到两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ；对两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ进行载波分离运算，得到两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh，经过电流环滤波获取两相静止坐标系下的基波电流分量iαf、iβf。
进一步地，所述基波电流分量iαf、iβf可用于计算基波电流idf、iqf，
所述高频电流分量iαh、iβh可用于计算高频电流分量包络线。
所述高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh可通过将两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh，与解调信号相乘，并经过归一化处理后得到。
本发明中，所述位置估计误差
Figure GDA0002535173730000036
可通过将高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh，分别与估计转子位置
Figure GDA0002535173730000041
的正弦值和余弦值相乘，并将结果相减得到。
根据本发明，以转子位置误差值
Figure GDA0002535173730000042
作为输入，通过转子位置鲁棒观测器可得到估计转子电角速度
Figure GDA0002535173730000043
和估计转子位置
Figure GDA0002535173730000044
将电机转速的给定值
Figure GDA0002535173730000045
与步骤(6)中计算得到的估计电角速度
Figure GDA0002535173730000046
的差值经过PI调节器后，可得到旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000047
所述电压参考值
Figure GDA0002535173730000048
可通过旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000049
与定子d轴电流的给定值
Figure GDA00025351737300000410
分别与步骤(7)中计算得到的旋转坐标系下定子d、q轴基波电流idf、iqf相减，然后经过复矢量调节器求得，
将
Figure GDA00025351737300000411
以步骤(6)中计算得到的估计转子位置
Figure GDA00025351737300000412
为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的定子电压uα、uβ；并作为SVPWM的输入，产生驱动信号驱动逆变器。
本发明所具有的有益效果包括：
1)本发明通过将传统的高频注入法中使用的固定频率的方波替代为随机频率方波信号，有效的拓宽了电流的功率谱密度，降低了人耳可闻的噪音；
2)本发明通过提高注入电压的频率，从而利用简单的代数运算即可实现高频电流和基波电流的分离，避免了使用带通滤波器和低通滤波器带来的时间延迟和系统带宽限制，同时可以简化计算；
3)本发明能够实现随机方波幅值实时动态的调整，有效的降低了死区时间带来的逆变器非线性效应；
4)本发明通过将随机频率方波注入法与位置鲁棒观测器结合，避免了观测器在负载大动态范围内变化时发生的错误收敛的问题。
附图说明
图1示出了本发明控制方法的控制原理示意图；
图2示出了永磁同步电机坐标系示意图；
图3示出了随机方波发生器流程图；
图4示出了永磁同步电机坐标系示意图；
图5示出了本发明的随机方波注入法信号处理原理图；
图6示出了幅值实时调节的高频注入法原理图；
图7示出了采样电流、高频电流和基波电流的关系；
图8(a)示出了较高频率高频电流分量的分离方法；
图8(b)示出了较低频率高频电流分量的分离方法；
图9示出了鲁棒观测器结构图；
图10示出了固定频率电流信号；
图11示出了整周期切换的随机频率电流信号；
图12示出了注入的固定频率方波信号；
图13示出了注入的随机频率方波信号；
图14(a)示出了高频方波注入时电机频谱图；
图14(b)示出了随机方波注入时电机频谱图；
图15(a)示出了未考虑逆变器非线性高频电压注入电流响应；
图15(b)示出了虑逆变器非线性高频电压注入电流响应；
具体实施方式
下面通过附图和实施例对本发明进一步详细说明。通过这些说明，本发明的特点和优点将变得更为清楚明确。
在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。
根据本发明提供的一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤，如图1所示：
步骤(1)：注入高频随机方波。
与传统高频方波注入不同，随机频率方波发生器产生两组频率不同，幅值不同的方波信号，这两组信号存在以下关系，较高频率的信号的幅值是较低频率信号的两倍，同时较高频率信号的频率是较低频率信号的两倍，如图2所示。每个周期都随机生成一个随机频率方波，同时随机频率信号发生器还产生解调信号，该信号的相位与随机频率方波信号正交。
具体地，在步骤(1)中注入的随机方波的发生原理如下：生成一个0-1之间的数，与0.5进行比较。若生成的数大于0.5，则生成较高频率的方波信号和与之对应的解调信号，否则生成一个较低频率的方波信号和与之对应的解调信号，并判断是否完成一个方波周期，若完成了则进入下一周期生成新的方波，否则继续比较，其流程图如图3所示。
步骤(2)：检测三相定子电流iA、iB、iC
如图4所示的永磁同步电机坐标系中，估计两相旋转坐标系
Figure GDA0002535173730000061
与两相旋转坐标系d-q之间的夹角为转子位置估计误差
Figure GDA0002535173730000062
其中，θe为实际转子位置，
Figure GDA0002535173730000063
为估计转子位置；
进一步地，向估计两相旋转坐标系的
Figure GDA0002535173730000064
轴注入随机频率高频方波型电压
Figure GDA0002535173730000065
将理想d轴高频响应电流与实际高频响应电流采样值相比较，并根据实际高频响应电流的畸变情况调节注入电压幅值的大小，其幅值调节原理如图6所示；
通过不同的注入电压幅值抑制逆变器非线性引起的高频电流畸变，减小逆变器非线性对转子位置估计精度的影响。
通过电流传感器获取三相定子电流iA、iB、iC。
步骤(3)：进行载波分离运算。
将步骤(2)采样得到的三相定子电流iA、iB、iC经过3/2变换得到两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ；对两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ进行载波分离运算，分别得到两相静止坐标系下的基波电流分量iαf、iβf和两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh；
具体来说，如图7为采样、高频与基波电流的关系示意图；
所述基波电流分量iαf、iβf通过电流环滤波获得，可用于计算计算基波电流idf、iqf。
图8(a)和图8(b)为随机频率包含的两个频率不同的方波信号的分离方法。
具体地，所述高频电流分量iαh、iβh可通过下式求得，较高频率信号分离原理如(1)(2)所示，较低频率信号分离过程如(3)(4)所示。
Figure GDA0002535173730000071
Figure GDA0002535173730000072
Figure GDA0002535173730000073
Figure GDA0002535173730000074
其中，iαh表示α轴系下高频电流分量，iαs(n)表示当前采样时刻的α轴系下的定子电流，iαs(n-1)表示上一采样时刻的α轴系下的定子电流，iαs(n-2)表示上上一采样时刻的α轴系下的定子电流，iαf(n)表示当前采样时刻的α轴系下基波电流分量，iαf(n-1)表示上一采样时刻的α轴系下基波电流分量，iαf(n-2)表示上上一采样时刻的α轴系下基波电流分量。
高频电流分量iβh可通过下式求得，
Figure GDA0002535173730000081
Figure GDA0002535173730000082
Figure GDA0002535173730000083
Figure GDA0002535173730000084
式中，iβh表示β轴系下高频电流分量，iβs(n)当前采样时刻的α轴系下的定子电流，iβs(n-1)与上一采样时刻的β轴系下的定子电流，iβs(n-2)上上采样时刻的β轴系下的定子电流；iβf(n)表示当前采样时刻的β轴系下基波电流分量，iβf(n-1)表示上一采样时刻的轴系下基波电流分量，iβf(n-2)表示上上一采样时刻的β轴系下基波电流分量。
所述高频电流分量iαh、iβh可用于计算高频电流分量包络线，进一步地计算位置估计误差
Figure GDA0002535173730000085
步骤(4)：得到高频电流分量包络线
将步骤(3)中计算得到两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh，与解调信号相乘，经过归一化处理后得到两相静止坐标系下的高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh，两相静止坐标系下的高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh分别包含实际转子位置θe的余弦和正弦量。避免了滤波器的使用，提高了系统性能；
其中电流分量包络线Δiαh、Δiβh可分别通过下式求得：
Figure GDA0002535173730000086
Figure GDA0002535173730000091
式中，Ld表示电机直轴电感，ud表示d轴注入的高频电压。
步骤(5)：计算位置估计误差
Figure GDA0002535173730000092
将步骤(4)中计算得到的两相静止坐标系中的高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh，将高频电流分量包络线分别与估计转子位置
Figure GDA0002535173730000093
的正弦值和余弦值相乘，并将结果相减得到位置估计误差
Figure GDA0002535173730000094
优选地，根据提取出包含转子位置信息的高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh与估计转子位置角度
Figure GDA0002535173730000095
近似得到位置估计误差如下式所示：
Figure GDA0002535173730000096
步骤(6)：计算估计转子估计电角速度
Figure GDA0002535173730000097
和估计转子位置
Figure GDA0002535173730000098
将步骤(5)中得到转子位置误差值
Figure GDA0002535173730000099
作为输入，通过转子位置鲁棒观测器得到估计转子估计电角速度
Figure GDA00025351737300000910
和估计转子位置
Figure GDA00025351737300000911
鲁棒观测器结构图如图9所示；
步骤(7)：通过选取合适的电流环带宽获取基波电流idf、iqf
将步骤(3)中计算得到的两相静止坐标系下的基波电流分量iαf、iβf以步骤(5)中计算得到的估计转子位置
Figure GDA00025351737300000912
为变换角进行Park变换，得到旋转坐标系下的基波电流idf、iqf；步骤(6)中计算得到的估计转子位置
Figure GDA00025351737300000913
可用于步骤(5)求取估计转子位置
Figure GDA00025351737300000914
的正弦值和余弦值，便可以通过三角函数的和差公式提取转子位置误差；
步骤(8)：计算旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA00025351737300000915
电机转速的给定值
Figure GDA0002535173730000101
与步骤(6)中计算得到的估计电角速度
Figure GDA0002535173730000102
的差值经过PI调节器后，得到旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000103
步骤(9)：计算旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考值
Figure GDA0002535173730000104
Figure GDA0002535173730000105
将步骤(8)中计算得到的旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000106
与定子d轴电流的给定值
Figure GDA0002535173730000107
分别与步骤(7)中计算得到的旋转坐标系下定子d、q轴基波电流idf、iqf相减，然后经过复矢量调节器，得到旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考值
Figure GDA0002535173730000108
步骤(10)：驱动逆变器
将步骤(9)中计算得到的旋转坐标系下的定子电压参考值
Figure GDA0002535173730000109
以步骤(6)中计算得到的估计转子位置
Figure GDA00025351737300001010
为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的定子电压uα、uβ；将其作为SVPWM的输入，产生驱动信号驱动逆变器。
根据本发明提供的一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，该控制方法所带来的有益效果具体如下：
(一)随机方波注入法可以降低电机的噪音。
功率谱密度函数用于计算信号的平均功率，可用于永磁同步电机的噪音分析。进一步地，当某一点处的功率密度大时，便会产生噪音。固定频率方波注入和本发明所述的随机方波注入法对永磁同步电机的功率密度谱分别如下：
1)固定频率方波注入
注入如图10所示的固定频率方波信号，其一个周期的电流傅里叶变换可以用下式表示
Figure GDA00025351737300001011
根据欧拉公式有ejωt＝cosωt+jsinωt；ω＝2πf；j表示虚数符号。
根据式傅里叶变换公式(12)有
Figure GDA0002535173730000111
式中，T1＝T2＝T/2，其中T为方波周期，
f为方波频率；n为非负整数(0，1，2...)。
将f＝n/T带入到上式中，可以得到以下结论：
Figure GDA0002535173730000112
Figure GDA0002535173730000113
式中，T表示方波周期，n为非负整数(0，1，2...)
由式(15)可以得到以下结论，离散谱会出现在注入固定频率信号的奇数倍次谐波上。
2)随机频率方波注入
注入如图11所示的随机方波信号，所述随机方波信号同时包含较高频率的信号和较低频率的信号，其功率密度可用下式表示：
当E[ej2πfT]≠1
Figure GDA0002535173730000114
式(16)为连续谱；
当E[ej2πfT]＝1
Figure GDA0002535173730000115
式(17)为离散谱；
其中S(f)是电流功率密度，E[]为期望算子，I(f)是电流信号一周期内的傅里叶变换。
当f满足下式(18)的条件时，且E[I(f)]≠0时，则会产生离散谱，此时会产生噪音：
Figure GDA0002535173730000121
[p1,p2]是两种随机信号产生的概率矩阵；式中，p1为较高频率信号的概率，p2为较低频率信号的概率，T3为较高频率信号周期，T4为较低频率信号周期。
优选地，令p1＝p2＝0.5；
优选地，T3＝0.5T4。
由于两注入频率之间存在2倍的关系，因此同样，f34为较高频率信号的频率f3与较低频率信号的频率f4的最小公倍数。同时存在以下关系
Figure GDA0002535173730000122
n为正整数。
根据
当n为偶数时，
Figure GDA0002535173730000123
此时有
Figure GDA0002535173730000124
f34为f3和f4的最小公倍数，其中f3表示较高频率信号的频率，f4表示较低频率信号的频率。
式中，E[I(nf34)]表示电流傅立叶变换I(nf34)一周期的加权平均。具体推算过程如式(17)(18)所示。
此时由于E[I(nf34)]等于零，故不存在离散谱。
当n为奇数时，
Figure GDA0002535173730000125
此时有
Figure GDA0002535173730000131
f34为f3和f4的最小公倍数，其中f3表示较高频率信号的频率，f4表示较低频率信号的频率。
式中，E[I(nf34)]表示电流I(nf34)傅立叶变换一周期的加权平均。由于E[I(nf34)]不等于零，此时存在离散谱。
由上式(19)、(20)可知，整周期切换随机频率方波感应出的电流信号中会同时包含离散谱和连续谱，且离散谱均在较高注入频率的奇数倍的频点上。
(二)逆变器非线性效应补偿原理分析
逆变器非线性效应补偿原理分析。由于逆变器非线性的存在，实际的高频电压信号发生畸变，在d轴出现大小为δudh的电压误差，在q轴产生大小为δuqh的电压误差。使注入电压
Figure GDA0002535173730000132
呈阶梯状，导致感应电流
Figure GDA0002535173730000133
产生非线性效应。
由于随机高频电压注入在估计d轴上，考虑逆变器非线性带来的误差，此时有
Figure GDA0002535173730000134
Figure GDA0002535173730000135
表示估计旋转坐标系；Vinj为前文注入的随机频率电压幅值
将其变换至实际旋转坐标系可得，
Figure GDA0002535173730000136
r表示实际旋转坐标系。
根据电机电压方程，有
Figure GDA0002535173730000141
通过坐标变换
Figure GDA0002535173730000142
由于d轴高频注入法电压电流存在以下关系
Figure GDA0002535173730000143
由上式可得
Figure GDA0002535173730000144
将(26)代入(24)可得
Figure GDA0002535173730000145
由于误差电压与误差电流存在以下关系
Figure GDA0002535173730000146
将(27)代入(28)
Figure GDA0002535173730000147
式中，
Figure GDA0002535173730000151
表示实际角度与估计角度误差；Δiqh表示q轴电流变化值；Δidh表示d轴电流变化值；Lq表示电机交轴电感；Ld表示电机直轴电感；δiqh表示q轴电流量误差。
构建如图6所示的PI调节器，其中消除(29)包含的后一项Lqδiqh/Δidh(Lq-Ld)便可以消除逆变器非线性效应，达到实时补偿的目的。
实施例1
在本发明中，采用的随机方波信号注入相较于固定频率频率信号注入对降低永磁同步电机噪音具有更为显著的效果，具体如下：
1)固定频率方波信号注入的电机电流频谱图
注入如图12所示固定频率方波信号，方波幅值为60V，频率为2.5kHz，周期T为0.004s的方波信号。
根据式(15)可得到离散谱密度，
Figure GDA0002535173730000152
由上式计算得到电机电流频谱图如图14(a)所示，电机电流频谱图出现较为明显的尖峰，其幅值分别为：7.2dB、-0.1dB、-6.2dB；电机电流频谱图的尖峰代表了噪声。尖峰的幅值越大，噪声就相应的越大。
2)随机频率方波信号注入的电机电流频谱图
注入如图13所示固定频率方波信号，其幅值分别为Vinj1＝60V和Vinj2＝30V，频率分别对应f3＝2.5kHz和f4＝1.25kHz。T3＝0.004s为较高频率信号周期，T4＝0.008为较低频率信号周期。
根据式(20)可得到电机离散谱密度：
Figure GDA0002535173730000161
式中，E[I(nf34)]表示电流I(nf34)傅立叶变换一周期的加权平均。此时E[I(nf34)]不等于零，故存在离散谱。
f34为f3和f4的最小公倍数，其中f3表示较高频率信号的频率，f4表示较低频率信号的频率。
由上式(20)计算得到电机电流频谱图如图14(b)所示，电机电流频谱图出现较为明显的尖峰，其幅值分别为：3.8dB、-4.2dB、-10.3dB，与图14(a)对比可发现，电机电流频谱图上每一离散点的值都比图14(a)的各尖峰幅值均有所下降，因此本发明所提供的控制方法，达到了降噪的目的。
实施例2
在本发明另一优选的实施方式中，由于逆变器非线性的存在，实际的高频电压信号发生畸变，以d轴为例，在d轴分别出现分别为δudh的电压误差，使注入电压
Figure GDA0002535173730000162
呈阶梯状，导致感应电流
Figure GDA0002535173730000163
产生非线性效应，如图15(a)所示。
因此，基于图6所示的幅值实时调节的高频注入法原理，图中Kph为PI调节器的比例系数；Kih为积分系数；Tsamp为采样时间；z为离散化算子；通过构建调节器消除误差，如下式(29)所示：
Figure GDA0002535173730000164
式中，
Figure GDA0002535173730000165
表示实际角度与估计角度误差；Δiqh表示q轴电流变化值；Δidh表示d轴电流变化值；Lq表示电机交轴电感；Ld表示电机直轴电感；δiqh表示q轴电流量误差。
构建调节器消除(29)包含的后一项Lqδiqh/Δidh(Lq-Ld)便可以消除逆变器非线性效应。
通过调节消除，可将图15(a)通过动态调节至图15(b)，避免电压
Figure GDA0002535173730000171
的阶梯现象和感应电流
Figure GDA0002535173730000172
非线性，以此来提高转子位置角度估计精度。
因此，本发明注入幅值自适应的调整的可抑制逆变器非线性，通过改变不同时刻的注入电压幅值来抑制逆变器非线性造成的信号畸变。
以上结合了优选的实施方式对本发明进行了说明，不过这些实施方式仅是范例性的，仅起到说明性的作用。在此基础上，可以对本发明进行多种替换和改进，这些均落入本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种高速永磁同步电机无位置传感器控制方法，该控制方法包括以下步骤：
步骤(1)：注入高频随机方波，
步骤(2)：检测三相定子电流iA、iB、iC，
步骤(3)：进行载波分离运算，
步骤(4)：得到高频电流分量包络线，
步骤(5)：计算位置估计误差
Figure FDA0003578125390000011
步骤(6)：计算估计转子电角速度
Figure FDA0003578125390000012
和估计转子位置
Figure FDA0003578125390000013
步骤(7)：通过选取合适的电流环带宽获取基波电流idf、iqf，
步骤(8)：计算旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure FDA0003578125390000014
步骤(9)：计算旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考值
Figure FDA0003578125390000015
Figure FDA0003578125390000016
步骤(10)：驱动逆变器；
所述随机方波包含两组频率不同，幅值不同的方波信号，其中，较高频率的信号的幅值是较低频率信号的两倍，同时较高频率信号的频率是较低频率信号的两倍；
向估计两相旋转坐标系的
Figure FDA0003578125390000017
轴注入随机频率高频方波型电压
Figure FDA0003578125390000018
将理想d轴高频响应电流与实际高频响应电流采样值相比较，并根据实际高频响应电流的畸变情况调节注入电压幅值的大小；
所述三相定子电流iA、iB、iC可通过电流传感器获取；
所述载波分离运算需要首先将检测到的所述三相定子电流iA、iB、iC经过3/2变换得到两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ；对两相静止坐标系下的定子电流iα、iβ进行载波分离运算，得到两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh，经过电流环滤波获取两相静止坐标系下的基波电流分量iαf、iβf；
高频电流分量iβh可通过下式求得，
Figure FDA0003578125390000021
Figure FDA0003578125390000022
Figure FDA0003578125390000023
Figure FDA0003578125390000024
式中，iβh表示β轴系下高频电流分量，iβs(n)表示当前采样时刻的β轴系下的定子电流，iβs(n-1)表示上一采样时刻的β轴系下的定子电流，iβs(n-2)表示上上采样时刻的β轴系下的定子电流；iβf(n)表示当前采样时刻的β轴系下基波电流分量，iβf(n-1)表示上一采样时刻的β轴系下基波电流分量，iβf(n-2)表示上上采样时刻的β轴系下基波电流分量。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述基波电流分量iαf、iβf可用于计算基波电流idf、iqf，
所述高频电流分量iαh、iβh可用于计算高频电流分量包络线。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，
所述高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh可通过将两相静止坐标系下的高频电流分量iαh、iβh，与解调信号相乘后，再进行归一化处理后得到。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述位置估计误差
Figure FDA0003578125390000025
可通过将高频电流分量包络线Δiαh、Δiβh，分别与估计转子位置
Figure FDA0003578125390000026
的正弦值和余弦值相乘，并将结果相减得到。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
以位置估计误差
Figure FDA0003578125390000031
作为输入，通过转子位置鲁棒观测器可得到估计转子电角速度
Figure FDA0003578125390000032
和估计转子位置
Figure FDA0003578125390000033
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
将电机转速的给定值
Figure FDA0003578125390000034
与步骤(6)中计算得到的估计转子电角速度
Figure FDA0003578125390000035
的差值经过PI调节器后，可得到旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure FDA0003578125390000036
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述电压参考值
Figure FDA0003578125390000037
可通过旋转坐标系下定子q轴电流的给定值
Figure FDA0003578125390000038
与定子d轴电流的给定值
Figure FDA0003578125390000039
分别与步骤(7)中计算得到的旋转坐标系下定子d、q轴基波电流idf、iqf相减，然后经过复矢量调节器求得，
将
Figure FDA00035781253900000310
以步骤(6)中计算得到的估计转子位置
Figure FDA00035781253900000311
为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的定子电压uα、uβ；并作为SVPWM的输入，产生驱动信号驱动逆变器。
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