CN113489410B - 周期互补高频方波注入的无传感器控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，属于电机无位置传感器控制技术领域。本发明为解决现有电机无位置传感器控制中采用的高频信号注入法，由于电感交叉耦合因素影响导致转子估计位置存在偏置误差的问题。包括：分别向永磁同步电机同步观测轴系的d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号，获得d轴和q轴高频响应电流，进行PWM周期离散化处理，得到两个阶段的离散转子位置误差信号，并得到不含交叉耦合项的解耦后转子位置误差信号，再经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号，并进一步得到平滑连续的估计转子位置信号和转速信号作为反馈信号对永磁同步电机进行控制。本发明可获得较高的转子位置观测精度。

Description

周期互补高频方波注入的无传感器控制方法
技术领域
本发明涉及周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，属于电机无位置传感器控制技术领域。
背景技术
对于电磁同步电机的控制技术而言，应用最为广泛的是矢量控制技术。永磁同步电机的高性能控制需要精确的转子位置信息来实现磁场定向，通常在转子轴端安装位置检测装置，如光电编码器，增量式码盘等。然而，这些传感器使系统的成本增加，体积增大，并且降低了系统的可靠性和抗干扰能力。而通过检测电机电压和电流信号，结合电机模型估计转子位置及转速，可实现电机的无传感器控制。因此，永磁同步电机的无传感器控制(Sensorless Control)技术逐渐成为了电机控制技术领域的研究热点之一。
根据电动机运行在不同速度范围转子位置检测方法的估算效果，可以把无位置传感器控制方法分为两大类：适用于中高速的模型法和适用于零低速的高频信号注入法。在中高速范围，模型法具有计算简单，动态响应快且延迟较小的优势，但在零速或低速时的反电势过低，因此此种方法不适用于零低速。在零低速范围内主要应用高频信号注入法，这种方法对电机参数不敏感，鲁棒性好，其中包括：高频旋转正弦信号注入法、高频脉振信号注入法、高频脉冲信号注入法、高频方波信号注入法。高频信号注入法因其优良的性能被广泛应用于零低速无传感器控制系统中。
然而，受电感交叉耦合因素影响，采用高频信号注入法时，不同负载条件下，转子估计位置会产生不同的位置误差偏置。仅在理想空载条件下，二者是重合的。由于电机正常运行时不存在理想的空载条件，采用传统高频电压注入法时，实质观测的是电机磁场的凸极特性，而非电机几何凸极特性，二者之间存在着角度误差。所以，在转子位置观测过程中，应该考虑互感的存在，消除交叉耦合效应对位置估计的影响。位置误差偏置将导致矢量控制解耦不准确，电机转速和转矩产生偏差，严重时导致电机无传感器运行不稳定。因此，需要对同步电机运行在不同负载情况下的互感交叉耦合现象进行补偿。
在无传感器控制下，准确的转子估计位置是确保永磁同步电机(PMSM)高性能无传感器运行的重要前提。为了抑制高频信号注入法中由电感交叉耦合因素导致的转子估计位置偏置误差，需要提出一种新的注入永磁电机无位置传感器控制方法，以解决位置受交叉耦合影响的问题，并获得较高的位置观测精度。
发明内容
针对现有电机无位置传感器控制中采用的高频信号注入法，由于电感交叉耦合因素影响导致转子估计位置存在偏置误差的问题，本发明提供一种周期互补高频方波注入的无传感器控制方法。
本发明的一种周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，包括，
将每个注入脉冲周期均分为两个阶段，第一阶段向d轴注入方波电压信号，第二阶段向q轴注入方波电压信号；两个阶段的方波电压信号周期互补；
在注入脉冲周期内，分别向永磁同步电机同步观测轴系的d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号，在测量轴系分别获得d轴和q轴高频响应电流；对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第一阶段离散转子位置误差信号；对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第二阶段离散转子位置误差信号；将第二阶段离散转子位置误差信号与第一阶段离散转子位置误差信号相减，得到不含交叉耦合项的解耦后转子位置误差信号；
将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号；将最终转子位置误差信号反馈至位置观测器，得到平滑连续的估计转子位置信号；再对平滑连续的估计转子位置信号进行微分得到转速信号；
将平滑连续的估计转子位置信号和转速信号作为反馈信号对永磁同步电机进行控制，实现无传感器闭环矢量控制。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号后，在d轴和q轴上获得周期性三角波电流。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，所述测量轴系滞后于同步观测轴系45°。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理和对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到的离散化高频电流表达式为：
Figure BDA0003164640440000031
Figure BDA0003164640440000032
式中
Figure BDA0003164640440000033
为测量轴系下d轴离散化电流，
Figure BDA0003164640440000034
为测量轴系下q轴离散化电流，k为拍次，每两个拍次对应注入脉冲周期的一个阶段，为自然数；[k,k+1]为第n个注入脉冲周期的第一阶段对应的区间，[k+2,k+3]为第n个注入脉冲周期的第二阶段对应的区间，
Figure BDA0003164640440000035
为测量轴系下d轴高频响应电流，
Figure BDA0003164640440000036
为测量轴系下q轴高频响应电流，udinj为测量轴系下d轴注入的方波电压，Ldh为d轴电感值，Lqh为q轴电感值，Ldqh为dq轴之间的互感值，
Figure BDA0003164640440000037
表示第一阶段离散转子位置误差信号或第二阶段离散转子位置误差信号，uqinj为测量轴系下q轴注入的方波电压。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，当n＝k,k+1时，
Figure BDA0003164640440000038
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，当n＝k+2,k+3时，
Figure BDA0003164640440000039
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，第一阶段离散转子位置误差信号
Figure BDA00031646404400000310
为：
Figure BDA00031646404400000311
式中Lh为均值电感，ΣLh＝(Ldh+Lqh)/2，ΔLh为差值电感，ΔLh＝(Ldh-Lqh)/2，Udi为d轴注入方波电压udinj的幅值，Ti为方波电压的注入周期，为注入脉冲周期的四分之一；
Figure BDA0003164640440000041
为测量轴系下q轴电流幅值，
Figure BDA0003164640440000042
为测量轴系下d轴电流幅值，λ为信号处理过程系数，
Figure BDA0003164640440000043
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，第二阶段离散转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000044
为：
Figure BDA0003164640440000045
式中Uqi为q轴注入方波电压uqinj的幅值。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，解耦后转子位置误差信号E为：
Figure BDA0003164640440000046
式中
Figure BDA0003164640440000047
为q轴与d轴注入方波电压的幅值比。
根据本发明的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号的方法包括：
设置离散建模后的滑动平均滤波器为：
Figure BDA0003164640440000048
式中GMAF(s)为滑动平均滤波器的传递函数，Th为开关频率周期；
解耦后转子位置误差信号E经滑动平均滤波器滤波后得到最终转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000049
本发明的有益效果：本发明方法首先选取同步观测轴系注入周期互补的高频方波注入脉冲序列，并在测量轴系获得高频响应电流，对高频响应电流进行处理，得到离散的转子位置信号；d、q轴注入脉冲周期所对应得到的位置信息，需要相互解耦可以消除互感带来的影响，使电机电磁凸极位置与几何凸极位置重合。将所得到的平滑连续的估计转子位置信号与转速信息用作闭环控制即可实现无传感器闭环矢量控制。
本发明消除了电感交叉耦合因素影响导致的转子估计位置偏置误差，可获得较高的转子位置观测精度。
附图说明
图1是本发明所述周期互补高频方波注入的无传感器控制方法的流程图；
图2是本发明所述周期互补高频方波注入的无传感器控制方法的整体控制示意图；图2中，d-axis表示d轴，q-axis表示q轴，udh表示d轴注入的高频电压，uqh表示q轴注入的高频电压，td表示死区时间，ωe *表示转速参考信号，
Figure BDA0003164640440000051
表示得到离散化前整体的位置误差输出信号，kp表示表示锁相环比例增益；ki表示锁相环积分增益，Udc表示母线电压；
图3是向d轴和q轴注入的周期互补的方波电压信号以及获得周期性三角波电流的示意图；
图4是对d轴和q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理的示意图；ε[m]表示离散化过程后输出的位置误差输出信号；
图5是具体实施例中采用本发明方法获得的转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000052
与平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA0003164640440000053
的波形图；
图6是具体实施例中采用现有方法获得的转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000054
与平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA0003164640440000055
的波形图；
图7是本发明中参考坐标系示意图；包括α-β静止轴系、d-q旋转轴系、同步观测轴系和测量轴系的相位关系。其中，测量轴系dm-qm滞后于同步观测轴系
Figure BDA0003164640440000056
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1和图2所示，本发明提供了一种周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，包括，
将每个注入脉冲周期均分为两个阶段，第一阶段向d轴注入方波电压信号，第二阶段向q轴注入方波电压信号；两个阶段的方波电压信号周期互补；
在注入脉冲周期内，分别向永磁同步电机同步观测轴系的d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号，在测量轴系分别获得d轴和q轴高频响应电流；对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第一阶段离散转子位置误差信号；对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第二阶段离散转子位置误差信号；将第二阶段离散转子位置误差信号与第一阶段离散转子位置误差信号相减，得到不含交叉耦合项的解耦后转子位置误差信号；
将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号；将最终转子位置误差信号反馈至位置观测器，得到平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA0003164640440000061
再对平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA0003164640440000062
进行微分得到转速信号
Figure BDA0003164640440000063
将平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA0003164640440000064
和转速信号
Figure BDA0003164640440000065
作为反馈信号对永磁同步电机进行控制，实现无传感器闭环矢量控制。
本实施方式中，通过对d、q轴系分别注入周期性方波电压信号，在一个注入脉冲周期内分别向d、q轴系下注入1/2注入脉冲周期的互补方波电压。因此可以分别得到d、q轴系的高频电流位置信息，分别针对dq轴系下的高频电流位置信息相互解耦可以得到不含互感交叉耦合影响的位置误差。
将所述周期互补高频方波电压信号周期间断性的注入同步观测轴系d、q轴系，利用离散化位置误差解调方法得到的位置信息不受互感影响。解耦后转子位置误差信号可以消除互感带来的影响，使电机电磁凸极位置与几何凸极位置重合。
进一步，结合图3所示，d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号后，在d轴和q轴上获得周期性三角波电流。
本实施方式中，d轴和q轴注入的方波电压幅值比值需满足一定的区间范围。因此，根据双轴注入的在有效注入电压范围内快速傅里叶分析离散谱占基波比值(TDSFR)的幅值整体要小于高频注入方波的TDSFR幅值的要求，并且由上述分析高频转矩脉动可以发现在q轴注入电压较小时，会产生较小的TDSFR，但是过小又导致交叉耦合提取的信噪比不能满足要求；因此需在满足q轴注入电压信噪比的同时，使得注入的电压尽可能的小，即降低注入电压幅值比；同理为了降低整体谐波总量，同样不可过多的增大d轴的注入电压。通过反复实验，在有效注入电压范围内进行选择，比值在[1/20,7/20]范围内，比较合适。
再进一步，结合图7所示，所述测量轴系滞后于同步观测轴系45°。
图4所示，将离散转子位置误差信号相互解耦。
图4主要是对注入脉冲后得到的离散化位置信息处理过程，即注入脉冲轴系不同，得到的转子位置误差信号也不相同。
当永磁电机运行于低速区间时，静止坐标系内电机模型可以表示为：
Figure BDA0003164640440000071
式中Δiα为静止坐标系内α轴电流变化量，Δiβ为静止坐标系内β轴电流变化量，uα为静止坐标系内的α轴电压，uβ为静止坐标系内的β轴电压。Ts为注入脉冲周期，θe为转子真实位置。
再进一步，对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理和对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到的离散化高频电流表达式为：
Figure BDA0003164640440000072
Figure BDA0003164640440000073
式中
Figure BDA0003164640440000074
为测量轴系下d轴离散化电流，
Figure BDA0003164640440000075
为测量轴系下q轴离散化电流，k为拍次，每两个拍次对应注入脉冲周期的一个阶段，为自然数；[k,k+1]为第n个注入脉冲周期的第一阶段对应的区间，[k+2,k+3]为第n个注入脉冲周期的第二阶段对应的区间，
Figure BDA0003164640440000076
为测量轴系下d轴高频响应电流，
Figure BDA0003164640440000077
为测量轴系下q轴高频响应电流，udinj为测量轴系下d轴注入的方波电压，Ldh为d轴电感值，Lqh为q轴电感值，Ldqh为dq轴之间的互感值，Ldqh＝Lqdh，Lqdh为qd轴之间的互感值，
Figure BDA0003164640440000081
表示第一阶段离散转子位置误差信号或第二阶段离散转子位置误差信号，uqinj为测量轴系下q轴注入的方波电压。
再进一步，当n＝k,k+1时(第一阶段)，dm-qm坐标系得到的高频电流信号为：
Figure BDA0003164640440000082
再进一步，当n＝k+2,k+3时(第二阶段)，dm-qm坐标系得到的高频电流信号为：
Figure BDA0003164640440000083
再进一步，第一阶段离散转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000084
为：
Figure BDA0003164640440000085
式中Lh为均值电感，ΣLh＝(Ldh+Lqh)/2，ΔLh为差值电感，ΔLh＝(Ldh-Lqh)/2，Udi为d轴注入方波电压udinj的幅值，Ti为方波电压的注入周期，为注入脉冲周期的四分之一；
Figure BDA0003164640440000086
为测量轴系下q轴电流幅值，
Figure BDA0003164640440000087
为测量轴系下d轴电流幅值，λ为信号处理过程系数，
Figure BDA0003164640440000088
再进一步，第二阶段离散转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000089
为：
Figure BDA00031646404400000810
式中Uqi为q轴注入方波电压uqinj的幅值。
再进一步，解耦后转子位置误差信号E为：
Figure BDA00031646404400000811
式中
Figure BDA0003164640440000091
为q轴与d轴注入方波电压的幅值比。
在得到四个离散的含有位置的高频离散电流信号后，经本步骤的运算处理获得转子位置的解调信号，即解耦后转子位置误差信号。
为了实现较好的电机无传感器控制性能，需要对离散的转子位置信号进行线性拟合，以得到平滑连续的估计转子位置信息。
再进一步，将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号的方法包括：
滑动平均滤波器(MAF)利用高频信号的周期性和半波对称性来消除谐波，当信号频率为1/Th的整数倍N时，经过MAF的输出幅值均为零，说明MAF可以有效滤除信号中的高频成分，使得离散位置误差连续，获得基频成分。当用Pade公式去近似算法中的纯滞后环节时，设置离散建模后的滑动平均滤波器为：
Figure BDA0003164640440000092
式中GMAF(s)为滑动平均滤波器的传递函数，Th为开关频率周期；
利用滑动平均滤波的方法，由离散高频方波注入所对应的转子位置
Figure BDA0003164640440000093
Figure BDA0003164640440000094
得到最终转子位置误差信号
Figure BDA0003164640440000095
根据
Figure BDA0003164640440000096
输入位置观测器，实现无传感器控制过程。
结合图2，图2中主要包括高频信号注入、转子位置误差提取与离散化位置误差处理。当系统运行于矢量控制周期时，反馈回路保持连通，将d轴和q轴参考电流信号
Figure BDA0003164640440000097
Figure BDA0003164640440000098
与反馈电流信号id，iq作比较后通过电流调节器得到电机控制所需要的d轴和q轴电压信号
Figure BDA0003164640440000099
Figure BDA00031646404400000910
随后结合观测得到的平滑连续的估计转子位置信号
Figure BDA00031646404400000911
进行坐标变换得到静止坐标系内的电机的d轴和q轴控制电压信号
Figure BDA00031646404400000912
Figure BDA00031646404400000913
将其输入变频器SVPWM进行调制得到三相SVPWM电压信号对电机进行控制。并对其进行信号处理(包括位置解调信号的提取，处理，以及为了避免参数影响进行归一化)，得到离散的位置信号，最后再对离散的位置信号进行线性拟合最终获得连续的转子位置信号
Figure BDA00031646404400000914
再对其进行微分得到连续的转速信号
Figure BDA00031646404400000915
图2中，采集电机的三相电流得出ia、ib和ic，经Clarke变换后，得到αβ电流iα和iβ。通过本发明的解耦方式得到αβ下的电流表达式iαf和iβf，再将高频电流通过反Park变换得到d-q轴系的电流id、iq参与反馈。具体的解位置的方式是通过将iαh和iβh两者的高频电流变换到测量轴系上，得到
Figure BDA0003164640440000101
和
Figure BDA0003164640440000102
两者通过取绝对值低通的方式得到测量轴系下的高频电流幅值大小
Figure BDA0003164640440000103
和
Figure BDA0003164640440000104
最后通过标幺化可以得出最初的转子位置误差。将该位置误差进行离散化处理得到不含有交叉耦合项的位置误差信号，输入锁相环可以估计出平滑的转子估计位置和估计转速大小，将估计的转子位置参与坐标变换和反馈。
本实施方式中，脉冲信号的注入位置不可以重合，必须保证d-q轴相互注入的信号互补独立，高频方波发生的过程如图3所示。
具体实施例：为了进一步验证本发明的有益效果，下面以一具体实施例进行说明：
在永磁同步电机对拖实验平台上进行验证：将两台电机通过联轴器同轴联接，其中一台为永磁电机，作为控制电机，运行于无位置传感器控制模式。另一台为异步电机，作为加载电机，运行于转矩控制模式。所使用的永磁同步电机的主要参数为：额定功率2.2kW，额定转矩20N·m，额定转速1500r/min，直轴电感Ld＝22.38mH，交轴电感Lq＝51.75mH，电机极对数P＝3，转子磁链ψf＝0.56Wb，电机定子电阻R＝2.53Ω。
图5中波形已进行拟合化处理。使永磁电机位于额定负载条件下转速为100r/min稳态运行，注入脉冲频率为2500Hz。由图5与图6的结果对比可知，当系统位于无位置传感器控制模式时，位置偏差在8度以内，因此可以证明，本发明方法具有较好的稳态性能，位置观测准确，系统能够稳定运行,并且与传统高频注入相比，能够较为良好地抑制由交叉耦合效应导致的位置偏差误差。
综上所述，本发明方法相对于传统高频注入的无位置传感器控制系统，对交叉耦合效应位置偏置误差的抑制效果显著。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例中。

Claims (5)

1.一种周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，其特征在于包括，
将每个注入脉冲周期均分为两个阶段，第一阶段向d轴注入方波电压信号，第二阶段向q轴注入方波电压信号；两个阶段的方波电压信号周期互补；
在注入脉冲周期内，分别向永磁同步电机同步观测轴系的d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号，在测量轴系分别获得d轴和q轴高频响应电流；对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第一阶段离散转子位置误差信号；对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到第二阶段离散转子位置误差信号；将第二阶段离散转子位置误差信号与第一阶段离散转子位置误差信号相减，得到不含交叉耦合项的解耦后转子位置误差信号；
将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号；将最终转子位置误差信号反馈至位置观测器，得到平滑连续的估计转子位置信号；再对平滑连续的估计转子位置信号进行微分得到转速信号；
将平滑连续的估计转子位置信号和转速信号作为反馈信号对永磁同步电机进行控制，实现无传感器闭环矢量控制；
对d轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理和对q轴高频响应电流进行PWM周期离散化处理，得到的离散化高频电流表达式为：
Figure FDA0003563341870000011
式中
Figure FDA0003563341870000012
为测量轴系下d轴离散化电流，
Figure FDA0003563341870000013
为测量轴系下q轴离散化电流，k为拍次，每两个拍次对应注入脉冲周期的一个阶段，为自然数；[k,k+1]为第n个注入脉冲周期的第一阶段对应的区间，[k+2,k+3]为第n个注入脉冲周期的第二阶段对应的区间，
Figure FDA0003563341870000014
为测量轴系下d轴高频响应电流，
Figure FDA0003563341870000015
为测量轴系下q轴高频响应电流，udinj为测量轴系下d轴注入的方波电压，Ldh为d轴电感值，Lqh为q轴电感值，Ldqh为dq轴之间的互感值，
Figure FDA0003563341870000016
表示第一阶段离散转子位置误差信号或第二阶段离散转子位置误差信号，uqinj为测量轴系下q轴注入的方波电压；
当n＝k,k+1时，
Figure FDA0003563341870000021
当n＝k+2,k+3时，
Figure FDA0003563341870000022
第一阶段离散转子位置误差信号
Figure FDA0003563341870000023
为：
Figure FDA0003563341870000024
式中Lh为均值电感，ΣLh＝(Ldh+Lqh)/2，ΔLh为差值电感，ΔLh＝(Ldh-Lqh)/2，Udi为d轴注入方波电压udinj的幅值，Ti为方波电压的注入周期，为注入脉冲周期的四分之一；
Figure FDA0003563341870000025
为测量轴系下q轴电流幅值，
Figure FDA0003563341870000026
为测量轴系下d轴电流幅值，λ为信号处理过程系数，
Figure FDA0003563341870000027
第二阶段离散转子位置误差信号
Figure FDA0003563341870000028
为：
Figure FDA0003563341870000029
式中Uqi为q轴注入方波电压uqinj的幅值。
2.根据权利要求1所述的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，其特征在于，
解耦后转子位置误差信号E为：
Figure FDA0003563341870000031
式中
Figure FDA0003563341870000032
为q轴与d轴注入方波电压的幅值比。
3.根据权利要求2所述的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，其特征在于，将解耦后转子位置误差信号经滑动平均滤波得到最终转子位置误差信号的方法包括：设置离散建模后的滑动平均滤波器为：
Figure FDA0003563341870000033
式中GMAF(s)为滑动平均滤波器的传递函数，Th为开关频率周期；
解耦后转子位置误差信号E经滑动平均滤波器滤波后得到最终转子位置误差信号
Figure FDA0003563341870000034
4.根据权利要求1所述的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，其特征在于，d轴和q轴注入周期互补的方波电压信号后，在d轴和q轴上获得周期性三角波电流。
5.根据权利要求1所述的周期互补高频方波注入的无传感器控制方法，其特征在于，所述测量轴系滞后于同步观测轴系45°。
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