CN109980998B - 一种永磁同步电机的控制方法、装置及电机系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机的控制方法、装置及电机系统，采集电机运行电流，通过FIR带通滤波器分析提取电机反电动势的5次谐波，并计算出5次谐波的幅值和相位，根据FIR带通滤波器的线性相位特性，通过最小二乘法准确计算出5次谐波经过FIR带通滤波器时产生的相位延时，得到补偿了相位延时的5次谐波，然后将幅值取反的5次谐波信号叠加注入到电机的矢量控制电压信号中，有效抵消电机反电动势的5次谐波，提高电机的功率密度，降低电机转矩脉动和噪音，同时由于FIR带通滤波器是递推型滤波器，运算效率高，减少MCU计算量，简化永磁同步电机控制器的设计难度和成本。

Description

一种永磁同步电机的控制方法、装置及电机系统

技术领域

本发明涉及电动汽车压缩机技术领域，尤其涉及一种永磁同步电机的控制方法、装置及电机系统。

背景技术

随着电动汽车的普及，汽车电动空调使用也越来越多，作为电动空调主要核心部件的压缩机显得尤为重要，除了高可靠性要求外，高功率密度，低噪音，易于生产，也是最重要的几点要求。尤其在对汽车运行噪音和振动性能要求越来越高的情况下，作为汽车噪音和振动主要来源的电机，要求也越来越高。目前很多汽车用电动空调压缩机多采用分布绕组和表贴式永磁同步电机，分布绕组生产能力要求高，生产成本高，而表贴式永磁同步电机因为凸极性不明显，很难利用磁阻转矩，电机功率密度不高，达到相同的功率输出，电机重量比较重，体积较大，很难适应汽车对零部件的轻量化的要求。而普通的内嵌式永磁同步电机虽然具有磁阻转矩，但是一般反电势存在不同阶次的谐波，普通的驱动器若只采用MTPA和弱磁控制，很难消除谐波的影响，造成振动和噪音比较大，同时控制器的设计复杂度也很大。因此，一种设计简单且能够有效降低噪音和振动的电机及控制装置是本领域技术人员要研究的问题。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供了一种能够有效降低电机振动和噪音的永磁同步电机的控制方法、装置及电机系统。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种永磁同步电机的控制方法，包括步骤：

步骤S1：采集电机的定子电流信号并与输入速度指令信号做数学计算，得到输出控制信号；

步骤S2：从所述定子电流信号中获得反向5次谐波电压信号；

步骤S3：将所述反向5次谐波电压信号与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制；

所述步骤S2，进一步包括：

步骤S21:将采集的所述定子电流信号通过FIR带通滤波器滤波和最小二乘法延时计算，得到5次谐波电流信号的幅值、相位以及由所述FIR带通滤波器滤波延时造成的相位延迟；

步骤S22：将所述5次谐波电流信号通过幅值取反、clark变换、比例运算得到两相静止坐标系下的所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th。

进一步，所述步骤S1，进一步包括：

步骤S11：采样功率电阻采集电机相线电流，经过运算放大器和低通滤波器进行信号放大和滤波，输出采样信号；

步骤S12：MCU采集所述步骤S11输出的所述采样信号得到电机定子运行电流I_a和I_b，将所述定子运行电流I_a和所述定子运行电流I_b通过clark变换、Park变换和速度位置估计，得到电机转子的估计转速估计位置/>以及电机定子在dq同步旋转坐标轴系下的d轴实际电流I_d和q轴实际电流I_q；

步骤S13：输入信号期望转速ω_ref与所述估计转速做减法运算并经过速度环PI调节器进行速度闭环控制，得到同步旋转坐标系下的q轴期望电流I_qref，根据所述期望转速ω_ref进行弱磁查表，查得d轴期望电流I_dref；将所述q轴期望电流I_qref和所述d轴期望电流I_dref分别与对应的所述q轴实际电流I_q和所述d轴实际电流I_d做减法运算，然后经过电流环PI调节器进行电流闭环控制，得到输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}；

步骤S14：所述输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}经过Park逆变换得到两相静止坐标系下的电压U_{α_out}和U_{β_out}。

进一步，电机转速低于6000rpm时，所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制。

一种永磁同步电机的控制装置，包括：

MCU模块，用于接收上位机的指令并输出电机控制信号；功率驱动电路模块，用于接收所述MCU模块发出的所述电机控制信号并驱动电机转动；电流采样模块，用于采集电机定子的运行电流并将采样电流反馈输出至所述MCU模块用于控制计算；所述MCU模块包括有5次谐波提取模块，所述5次谐波提取模块包括FIR带通滤波器模块、幅值相位辨识估计模块和延时补偿模块，所述FIR带通滤波器模块从所述采样电流中提取反电动势的5次谐波信号，并且输出至所述幅值相位辨识估计模块计算出所述5次谐波信号的幅值和相位，所述延时补偿模块获取所述幅值相位辨识估计模块的信号输出，通过最小二乘法计算出所述5次谐波信号的拟合曲线函数并外推经过所述FIR带通滤波器模块后产生的相位延时，所述拟合曲线函数的各项系数采用正交函数法计算：

y＝a_kP_k(x)

其中f(x_i)为所述拟合曲线函数在x_i点实际测得数据，P_k(x_i)是首项系数为1的k次正交多项式，w(x_i)为权函数，表示不同点(x_i，f(x_i))处的数据权重，然后输出包含所述5次谐波信号的幅值、相位和相位延时的信号。

进一步，所述FIR带通滤波器模块设计为多组，每组所述FIR带通滤波器模块的通带截止频率依次连续等间隔递增且通带宽度相同；所述FIR带通滤波器模块采用汉宁窗函数设计。

进一步，所述5次谐波提取模块还包括有取反和clark变换模块及比例运算模块；所述取反和clark变换模块获取所述延时补偿模块的输出信号，将所述5次谐波信号的幅值取反并经过clark变换，获得两相静止坐标系下的所述5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th，所述比例运算模块将所述5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th转换为电压信号U_α5th和U_β5th。

进一步，所述电流采样模块包括有低通滤波器，所述低通滤波器的截止频率设计为所述采样电流经傅里叶分析得到的基波频率的10倍。

一种永磁同步电机系统，包括电动机和采用所述永磁同步电机的控制装置，所述电动机包括有定子和转子。

进一步，所述转子包括由若干冲片重叠组成的转子铁芯，所述冲片的外轮廓包括有若干段外凸曲线和若干段磁桥对应线，所述外凸曲线与所述磁桥对应线依次交替连接；所述外凸曲线包括有依次连接且相切过渡的第一弧线、第二弧线、第三弧线、第四弧线和第五弧线；所述磁桥对应线为直线段；所述冲片内沿周向上均匀设置有若干磁体槽，所述磁体槽与所述外凸曲线沿径向上一一对应。

进一步，所述定子跟所述转子之间的最小气隙是0.3mm。

本发明的有益效果是：本发明通过FIR带通滤波器分析提取电机转子采样电流里的反电动势的5次谐波，并计算出5次谐波的幅值和相位，根据FIR带通滤波器的线性相位特性，通过最小二乘法准确计算出5次谐波经过FIR带通滤波器时产生的相位延时，得到补偿了相位延时的5次谐波，然后将幅值取反的5次谐波信号叠加注入到电机的矢量控制电压信号中，有效抵消电机反电动势的5次谐波，提高电机的功率密度，降低电机转矩脉动和噪音，同时由于FIR带通滤波器是递推型滤波器，运算效率高，减少MCU计算量，简化永磁同步电机控制装置的设计难度和成本。

附图说明

下面附图是对本发明的进一步说明。

图1为本发明中一种永磁同步电机的控制装置的模块流程示意图；

图2为本发明中一种永磁同步电机的控制装置的总控流程示意图；

图3为本发明所述5次谐波提取模块的流程示意图；

图4为本发明中一种永磁同步电机的控制装置的硬件电路结构示意图；

图5为现有技术中电机的反电动势波形图；

图6为现有技术中电机的反电动势谐波占比柱状图；

图7为本发明中电机的反电动势波形图；

图8为本发明中电机的反电动势谐波占比柱状图；

图9为本发明中所述转子冲片的结构示意图；

图10为本发明中所述外凸曲线的结构示意图。

具体实施方式

本部分将详细描述本发明的具体实施例，本发明之较佳实施例在附图中示出，附图的作用在于用图形补充说明书文字部分的描述，使人能够直观地、形象地理解本发明的每个技术特征和整体技术方案，但其不能理解为对本发明保护范围的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、后、左、右等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。

本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。

实施例一：

本发明提供一种永磁同步电机的控制方法，包括：

步骤S1：采集电机的定子电流信号并与输入速度指令信号做数学

计算，得到输出控制信号；

步骤S2：从所述定子电流信号中获得反向5次谐波电压信号；

步骤S3：将所述反向5次谐波电压信号与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制；

所述步骤S2，包括：

步骤S21:将采集的所述定子电流信号通过FIR带通滤波器滤波和最小二乘法延时计算，得到5次谐波电流信号的幅值、相位以及由所述FIR带通滤波器滤波延时造成的相位延迟；

步骤S22：将所述5次谐波电流信号通过幅值取反、clark变换、比例运算得到两相静止坐标系下的所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th。

进一步，所述步骤S1，包括：

步骤S11：采样功率电阻采集电机相线电流，经过运算放大器和低通滤波器进行信号放大和滤波，输出采样信号；

步骤S12：MCU采集所述步骤S11输出的所述采样信号得到电机定子运行电流I_a和I_b，将所述定子运行电流I_a和所述定子运行电流I_b通过clark变换、Park变换和速度位置估计，得到电机转子的估计转速估计位置/>以及电机定子在dq同步旋转坐标轴系下的d轴实际电流I_d和q轴实际电流I_q；

步骤S13：输入信号期望转速ω_ref与所述估计转速做减法运算并经过速度环PI调节器进行速度闭环控制，得到同步旋转坐标系下的q轴期望电流I_qref，根据所述期望转速ω_ref进行弱磁查表，查得d轴期望电流I_dref；将所述q轴期望电流I_qref和所述d轴期望电流I_dref分别与对应的所述q轴实际电流I_q和所述d轴实际电流I_d做减法运算，然后经过电流环PI调节器进行电流闭环控制，得到输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}；

步骤S14：所述输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}经过Park逆变换得到两相静止坐标系下的电压U_{α_out}和U_{β_out}。

进一步，电机转速低于6000rpm时，所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制；当电机转速高于6000rpm时，采用弱磁控制驱动，不进行反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th与所述输出控制信号叠加。

由于电机存在频繁大备压情况下的启动工况，利用电机的高凸极率，采用高频注入的方式，可以保证电机在静止重载情况下的启动可靠性和低速带重载的启动能力；在额定转速下，采用MTPA驱动，充分利用磁阻转矩，保证最高效率。

实施例二：

参照图1-4，一种永磁同步电机的控制装置，包括MCU模块1，用于接收上位机5的指令并输出电机控制信号；功率驱动电路模块3，用于接收所述MCU模块1发出的所述电机控制信号并驱动电机转动；电流采样模块2，用于采集电机定子的运行电流并将采样电流反馈输出至所述MCU模块1用于控制计算；所述MCU模块1包括有5次谐波提取模块8，所述5次谐波提取模块8包括FIR带通滤波器模块15、幅值相位辨识估计模块16和延时补偿模块17，所述FIR带通滤波器模块15从所述采样电流中提取反电动势的5次谐波信号，为适应适应不同的电机转速，具体的，所述FIR带通滤波器模块15设计为多组，每组所述FIR带通滤波器模块15的通带截止频率依次连续等间隔递增且通带宽度相同，每组所述FIR带通滤波器模块15的通带宽度为500rpm；因为汉宁窗主瓣和旁瓣的阶差大，可以有效减小泄露，使得所述5次谐波信号的频率充分集中在主瓣滤波范围内，因此，所述FIR带通滤波器模块15采用汉宁窗函数设计并且为32阶，汉宁窗函数的表达式为：

窗谱幅度函数为：

其中：

为矩形序列，其傅里叶变换为/>

然后将所述5次谐波信号输出至所述幅值相位辨识估计模块16计算出所述5次谐波信号的幅值和相位，由于所述5次谐波信号经过所述FIR带通滤波器模块15后会产生延时，所述延时补偿模块17获取所述幅值相位辨识估计模块16的信号输出，通过最小二乘法计算出所述5次谐波信号的拟合曲线函数并外推所述5次谐波信号经过所述FIR带通滤波器模块15后产生的相位延时，所述拟合曲线函数的各项系数采用正交函数法计算：

y＝a_kP_k(x)

其中f(x_i)为所述拟合曲线函数在x_i点实际测得数据，P_k(x_i)是首项系数为1的k次正交多项式，w(x_i)为权函数，表示不同点(x_i，f(x_i))处的数据权重，在本实施例中权重值设计为固定值。

利用所述拟合曲线函数外推出第k+i(i＝1,2,…)点的数据值，然后输出包含所述5次谐波信号的幅值、相位和相位延时的信号。

所述电流采样模块2包括有采样功率电阻13，对电机转子的运行电流进行采样，所述采样功率电阻13设置于电机母线和两个相线上；运算放大电路12，所述运算放大电路12将所述采样功率电阻13采样的电流转换成电压信号并放大至合适幅值；低通滤波器14，对所述运算放大电路12输出的放大信号进行滤波，为避免滤除掉5次谐波，同时也保证滤波带宽不要过于宽泛，减小采样信号中更高次谐波的干扰，以免造成过大的延时，因此，根据奈奎斯特采样定理，所述低通滤波器14的截止频率设计为所述采样电流经傅里叶分析得到的基波频率的10倍，即2倍于5次谐波的频率，所述低通滤波器14的带宽可以初步滤出高频次谐波，同时保留5次谐波分量，延迟较小，减少所述MCU模块1提取所述5次谐波信号时的干扰；如图4所示，OP1和OP2对应相电流，OP3对应母线电流；LPF1、LPF2和LPF3分别为所述低通滤波器14；所述MCU模块1还包括有转速控制模块4，用于接收所述上位机5输入的变速指令并输出变速控制电压，进一步，所述转速控制模块4包括有速度位置计算模块6，用于从所述低通滤波器14输出的信号中采样并计算电机转子的估计转速估计位置/>以及电机定子在dq同步旋转坐标轴系下的d轴实际电流I_d和q轴实际电流I_q；控制信号计算模块7，从所述上位机5获取输入信号期望转速ω_ref，将所述期望转速ω_ref与所述估计转速/>做减法运算并经过速度环PI调节器进行速度闭环控制，得到同步旋转坐标系下的q轴期望电流I_qref，根据所述期望转速ω_ref进行弱磁查表，查得d轴期望电流I_dref；将所述q轴期望电流I_qref和所述d轴期望电流I_dref分别与对应的所述q轴实际电流I_q和所述d轴实际电流I_d做减法运算，然后经过电流环PI调节器进行电流闭环控制，得到输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}，所述输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}再经过Park逆变换得到两相静止坐标系下的电压U_{α_out}和U_{β_out}。

所述5次谐波提取模块8还包括有取反和clark变换模块18及比例运算模块19；所述取反和clark变换模块18获取所述延时补偿模块17的输出信号，将所述5次谐波信号的幅值取反并经过clark变换，获得两相静止坐标系下的反向5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th，所述比例运算模块19将所述反向5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th转换为反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th；由于电机运行时的谐波阶次在电机设计中已固定，所以控制装置不需要对采集到的电流进行频谱分析来取得高次谐波的具体阶次。在本实施例中，只需要用滤波器采集相电流，即可得到五次谐波分量的幅值和相位；采用所述FIR带通滤波器模块15，从所述低通滤波器14输出的信号中滤波并提取所述5次谐波电流分量；所述FIR带通滤波器模块15根据所述速度位置计算模块6观测到的电机所述估计转速不断选择对应截止频率的所述FIR带通滤波器模块15。由于所述FIR带通滤波器模块15为线性相位，基于此特性，可根据所述5次谐波信号的频率，推算出5次谐波电流经过所述FIR带通滤波器模块15后的相位延迟，具体的，通过最小二乘法外推计算延时，即可得到所述5次谐波信号经过所述FIR带通滤波器模块15时产生的相位延迟，因此，所述5次谐波信号的幅值、相位和相位延迟均已知，转子所在的扇区即为已知，将所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制。

所述功率驱动电路模块3进一步包括：驱动电路10，用于接收所述MCU模块1输出的电机控制信号并进行功率放大，使得驱动电压功率足够驱动电机运行；IGBT模块11，接收所述驱动电路10输出的驱动电压以实现导通或断开，实现对电机的控制，图6所示中，V1-V6为6个IGBT晶体管。

所述MCU模块1还包括有死区补偿模块9，用于补偿所述IGBT模块11的通断延时。

本发明通过所述FIR带通滤波器模块15分析提取电机转子采样电流里的反电动势的5次谐波，并计算出5次谐波的幅值和相位，根据FIR带通滤波器模块15的线性相位特性，通过最小二乘法准确计算出5次谐波经过FIR带通滤波器模块15时产生的相位延时，得到补偿了相位延时的5次谐波，然后将幅值取反的5次谐波信号叠加注入到电机的矢量控制电压信号中，有效抵消电机反电动势的5次谐波，提高电机的功率密度，降低电机转矩脉动和噪音，同时由于FIR带通滤波器模块15是递推型滤波器，运算效率高，减少MCU计算量，简化永磁同步电机控制装置的设计难度和成本。

实施例三：

如图9-10，一种永磁同步电机系统，包括电动机和采用所述永磁同步电机的控制装置，所述电动机包括有定子和转子。所述转子包括由若干冲片20重叠组成的转子铁芯，所述冲片20的外轮廓包括有若干段外凸曲线21和若干段磁桥对应线22，所述外凸曲线21与所述磁桥对应线22依次交替连接，每两段所述外凸曲线21之间通过一条所述磁桥对应线22连接，所述磁桥对应线22的位置对应于所述隔磁槽24；所述外凸曲线21包括有依次连接且相切过渡的第一弧线211、第二弧线212、第三弧线213、第四弧线214和第五弧线215；所述磁桥对应线22为直线段；所述冲片20内沿周向上均匀设置有若干磁体槽23，所述磁体槽23与所述外凸曲线21沿径向上一一对应。所述定子跟所述转子之间的最小气隙是0.3mm。所述磁体槽23包括有设置于两端的隔磁槽24，所述隔磁槽24与所述磁桥对应线22的最小距离在0.5-1mm之间。

根据永磁电机中永磁体的空间几何分布，永磁电机可分为表贴式永磁电机和内嵌式永磁电机。表贴式永磁电机的永磁体在高转速下容易发生碎断故障，机械强度较差，内嵌式永磁电机转子可对力学性能相对较低的永磁体进行保护，并可根据需要增大永磁体的尺寸，因此，具体的，本设计方案设计为内嵌式永磁同步电机，电机设计为8极12槽。此种5段相切圆弧的所述冲片20的结构加工工艺比较简单易生产，通过仿真模拟和实测数据，所述磁桥对应线22设计为直线段且与所述隔磁槽24的最小距离在0.5-1mm之间，当所述磁桥对应线22与所述隔磁槽24的最小距离小于0.5mm时，所述冲片20的强度较弱，在电机高速转动时容易产生断裂，当所述磁桥对应线22与所述隔磁槽24的最小距离大于1mm时，会产生较大漏磁问题，因此，0.5-1mm的距离设计保证了所述冲片20有较好的机械强度且避免漏磁，所述磁桥对应线22设计为直线段也增强了磁桥的机械强度。所述冲片20内沿周向上设置有若干减重槽25和减重孔26，并且沿径向上由轴心向外依次的设置顺序为所述减重槽25、所述减重孔26和所述磁体槽23，若干所述减重槽25、若干所述减重孔26和若干所述磁体槽23分别中心对称，所述减重槽25和所述减重孔26为减重和配平衡的作用，避免因不平衡而产生的震动和噪音。所述减重槽25需要设计在所述减重孔26沿径向上的内侧，否则会产生漏磁问题。所述定子跟所述转子之间的最小气隙是0.3mm，保证所述转子在转动时不会与所述定子发生撞击或摩擦。

由于电机反电动势谐波中，3次谐波比较靠近基波，在电机控制器设计时，滤波器提取3次谐波的难度和精度相对于5次谐波较大，因此，在本发明中，所述外凸曲线21的轮廓由正弦的基波和5次谐波拟合，通过有限元仿真并优化对应系数，得到由5段依次连接且相切过渡的圆弧组成的所述外凸曲线21，此种设计的所述外凸曲线21的轮廓可以显著降低电机运行时反电动势的各谐波分量，仅保留已降低的5次谐波。参考图5-6，为现有技术中圆形转子外轮廓的电机的反电动势波形和各次谐波占比，可以很明显的看出，现有技术的电机中明显含有幅值较大的5次和7次谐波，反电动势的波形正弦度较差；参考图7-8，为本发明中采用所述转子的电机的反电动势波形和各次谐波占比，可以看出谐波中仅含有少量5次谐波，其他次谐波明显被削弱，反电动势波形的正弦度也相对较好，使得电机控制器在设计时仅需考虑5次谐波的消除，无需考虑其他次谐波的问题，同时由于5次谐波相较3次谐波更容易提取且不影响基波，使得设计和制造更加简化且成本更低，同时有效降低电机的转矩脉动，所述转子的外轮廓合理的设计，使电机具有不均匀气隙，综合实现了降低高次谐波和扭矩波动、保持较大的输出转矩、较好的所述冲片20机械强度和较低的控制器设计难度。

以上所述只是本发明的较佳实施方式，但本发明并不限于上述实施例，只要其以任何相同或相似手段达到本发明的技术效果，都应落入本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种永磁同步电机的控制方法，其特征在于，包括步骤：

步骤S1：采集电机的定子电流信号并与输入速度指令信号做数学计算，得到输出控制信号；

步骤S2：从所述定子电流信号中获得反向5次谐波电压信号；

步骤S3：将所述反向5次谐波电压信号与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制；

所述步骤S2，进一步包括：

步骤S21:将采集的所述定子电流信号通过FIR带通滤波器滤波和最小二乘法延时计算，得到5次谐波电流信号的幅值、相位以及由所述FIR带通滤波器滤波延时造成的相位延迟；

步骤S22：将所述5次谐波电流信号通过幅值取反、clark变换、比例运算得到两相静止坐标系下的所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th；

所述步骤S1，进一步包括：

步骤S11：采样功率电阻采集电机相线电流，经过运算放大器和低通滤波器进行信号放大和滤波，输出采样信号；

步骤S12：MCU采集所述步骤S11输出的所述采样信号得到电机定子运行电流I_a和I_b，将所述定子运行电流I_a和所述定子运行电流I_b通过clark变换、Park变换和速度位置估计，得到电机转子的估计转速估计位置/>以及电机定子在dq同步旋转坐标轴系下的d轴实际电流I_d和q轴实际电流I_q；

步骤S13：输入信号期望转速ω_ref与所述估计转速做减法运算并经过速度环PI调节器进行速度闭环控制，得到同步旋转坐标系下的q轴期望电流I_qref，根据所述期望转速ω_ref进行弱磁查表，查得d轴期望电流I_dref；将所述q轴期望电流I_qref和所述d轴期望电流I_dref分别与对应的所述q轴实际电流I_q和所述d轴实际电流I_d做减法运算，然后经过电流环PI调节器进行电流闭环控制，得到输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}；

步骤S14：所述输出控制信号U_{q_out}和U_{d_out}经过Park逆变换得到两相静止坐标系下的电压U_{α_out}和U_{β_out}。

2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机的控制方法，其特征在于，电机转速低于6000rpm时，所述反向5次谐波电压信号U_α5th和U_β5th与所述输出控制信号叠加，对电机进行转动控制。

3.一种基于权利要求1所述的控制方法的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，包括：MCU模块(1)，用于接收上位机(5)的指令并输出电机控制信号；功率驱动电路模块(3)，用于接收所述MCU模块(1)发出的所述电机控制信号并驱动电机转动；电流采样模块(2)，用于采集电机定子的运行电流并将采样电流反馈输出至所述MCU模块(1)用于控制计算；所述MCU模块(1)包括有5次谐波提取模块(8)，所述5次谐波提取模块(8)包括FIR带通滤波器模块(15)、幅值相位辨识估计模块(16)和延时补偿模块(17)，所述FIR带通滤波器模块(15)从所述采样电流中提取反电动势的5次谐波信号，并且输出至所述幅值相位辨识估计模块(16)计算出所述5次谐波信号的幅值和相位，所述延时补偿模块(17)获取所述幅值相位辨识估计模块(16)的信号输出，通过最小二乘法计算出所述5次谐波信号的拟合曲线函数并外推经过所述FIR带通滤波器模块(15)后产生的相位延时，所述拟合曲线函数的各项系数采用正交函数法计算：

y＝a_kP_k(x)

其中f(x_i)为所述拟合曲线函数在x_i点实际测得数据，P_k(x_i)是首项系数为1的k次正交多项式，w(x_i)为权函数，表示不同点(x_i，f(x_i))处的数据权重，然后输出包含所述5次谐波信号的幅值、相位和相位延时的信号。

4.根据权利要求3所述的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述FIR带通滤波器模块(15)设计为多组，每组所述FIR带通滤波器模块(15)的通带截止频率依次连续等间隔递增且通带宽度相同；所述FIR带通滤波器模块(15)采用汉宁窗函数设计。

5.根据权利要求3所述的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述5次谐波提取模块(8)还包括有取反和clark变换模块(18)及比例运算模块(19)；所述取反和clark变换模块(18)获取所述延时补偿模块(17)的输出信号，将所述5次谐波信号的幅值取反并经过clark变换，获得两相静止坐标系下的所述5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th，所述比例运算模块(19)将所述5次谐波电流信号I_α5th和I_β5th转换为电压信号U_α5th和U_β5th。

6.根据权利要求3所述的永磁同步电机的控制装置，其特征在于，所述电流采样模块(2)包括有低通滤波器(14)，所述低通滤波器(14)的截止频率设计为所述采样电流经傅里叶分析得到的基波频率的10倍。

7.一种永磁同步电机系统，包括电动机和采用权利要求3-6中任一所述的永磁同步电机的控制装置，所述电动机包括有定子和转子。

8.根据权利要求7所述的一种永磁同步电机系统，其特征在于，所述转子包括由若干冲片(20)重叠组成的转子铁芯，所述冲片(20)的外轮廓包括有若干段外凸曲线(21)和若干段磁桥对应线(22)，所述外凸曲线(21)与所述磁桥对应线(22)依次交替连接；所述外凸曲线(21)包括有依次连接且相切过渡的第一弧线(211)、第二弧线(212)、第三弧线(213)、第四弧线(214)和第五弧线(215)；所述磁桥对应线(22)为直线段；所述冲片(20)内沿周向上均匀设置有若干磁体槽(23)，所述磁体槽(23)与所述外凸曲线(21)沿径向上一一对应。

9.根据权利要求7所述的一种永磁同步电机系统，其特征在于，所述定子跟所述转子之间的最小气隙是0.3mm。