CN113037166A - 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法 - Google Patents

基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113037166A
CN113037166A CN202110311469.7A CN202110311469A CN113037166A CN 113037166 A CN113037166 A CN 113037166A CN 202110311469 A CN202110311469 A CN 202110311469A CN 113037166 A CN113037166 A CN 113037166A
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplitude
frequency
signal
observer
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110311469.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113037166B (zh
Inventor
刘计龙
麦志勤
肖飞
付康壮
连传强
朱志超
张伟伟
李科峰
余锡文
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Naval University of Engineering PLA
Original Assignee
Naval University of Engineering PLA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Naval University of Engineering PLA filed Critical Naval University of Engineering PLA
Priority to CN202110311469.7A priority Critical patent/CN113037166B/zh
Publication of CN113037166A publication Critical patent/CN113037166A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113037166B publication Critical patent/CN113037166B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明采用的技术方案是：一种基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于包括以下步骤：幅值观测器令
Figure DDA0002989924370000011
轴电流
Figure DDA0002989924370000012
作为幅值观测器的输入信号，输入信号
Figure DDA0002989924370000013
减去反馈信号
Figure DDA0002989924370000014
得到误差信号ε，误差信号ε与同步信号sin(ωht)相乘得到同步调制信号e；然后，将同步调制信号e先输入至陷波器实现滤波，再输入至积分器进行积分；将积分器的输出信号与同步信号sin(ωht)相乘得到
Figure DDA0002989924370000015
并令
Figure DDA0002989924370000016
作为反馈信号反馈至幅值观测器的注入端实现闭环调节；最后，将积分器的输出信号作为幅值观测器的输出，该信号即为
Figure DDA0002989924370000017
轴高频响应电流幅值。本发明兼顾了幅值提取的滤波精度与快速性。

Description

基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法
技术领域
本发明属于永磁同步电机控制技术领域，具体涉及一种基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法。
背景技术
永磁同步电机的转子上利用稀土永磁磁体替代传统同步电动机的励磁绕组，从而无需安装励磁绕组以及电刷等，具有结构简单、维修方便、转矩密度大以及功率因素高等优点，目前在生活与工业生产中得到广泛应用。例如，家用电器领域的电冰箱、洗衣机以及空调机等；工业生产领域的风机、水泵等；交通运输领域的新能源电动汽车；航空航天领域的全电刹车以及电动舵机；机车牵引领域的永磁牵引地铁、高铁；舰船领域的永磁推进系统等。国际电工委员会的数据显示，如果将全世界工业用水泵、风机以及压缩机等传统异步电动机更换成永磁同步电动机，全球可节约7％的电能消耗。可见，永磁电动机调速系统具有光明的应用前景。
为了对永磁同步电机实现高性能矢量控制，需要转子速度信号形成速度闭环，一般使用与转子同轴安装的机械式传感器直接测量。然而，安装机械式位置传感器不仅增加电动机制造成本，并且机械式位置传感器的性能容易受到如温度、外界电磁环境、信号线传输长度等因素的影响，其一旦发生故障电机驱动系统将陷入瘫痪。从提高永磁同步电机调速系统可靠性的角度，开展无位置传感器控制研究尤为迫切。目前，永磁同步电机无位置传感器控制方法可分为基波模型法与凸极模型法两大类。基波模型法立足于电动机反电势，通过反电势求取转子磁链信息，然后利用反正切函数或者锁相环完成转子转速与位置的估计。通常，反电势可通过滑模观测器、卡尔曼滤波器等观测器获得。基波模型法实现简单，在中高速区具有较高的转子位置估计精度。然而，电动机反电势正比于转子转速，从而决定了基波模型法无法对零低速区的转子转速与位置实现估计。为了克服该困难，学者们提出将高频正弦电压注入到低速甚至静止的电动机绕组中，使绕组产生含有转子位置信息的高频响应电流，提高零低速区的信噪比，以便于实现转子转速与位置的估计。按照高频电压注入的形式，可分为高频旋转电压注入法以及高频脉振电压注入法两种。根据现有文献报道，相较于高频旋转电压注入法，高频脉振电压注入法具有位置估计精度高、受逆变器非理想因素影响小等优点。可以说，高频脉振电压注入法是目前永磁同步电机零低速区最为常用的位置估计算法。
传统高频脉振电压注入法的转子转速与位置估计过程包含3个步骤：1)在虚拟同步参考坐标系的
Figure BDA0002989924350000021
轴注入高频脉振电压
Figure BDA0002989924350000022
2)利用带通滤波器(band pass filter，BPF)与低通滤波器(low pass filter，LPF)结合(BPF+LPF)的策略提取轴高频响应电流的幅值3)利用锁相环将轴高频响应电流的幅值调节至零，完成转子转速与位置的估计。上述步骤中，高频电压注入以及转子位置估计的实现方式通常较为固定，对位置估计性能影响较弱，而轴高频响应电流的幅值包含真实转子位置信息θe，其提取策略的优劣将直接决定位置估计动态性能与稳态精度，是实现转子位置估计的关键步骤。
传统基于BPF+LPF的高频电流幅值提取策略首先对轴电流进行带通滤波器，从而获得高频响应电流
Figure BDA0002989924350000023
然后利用同步信号2sin(ωht)对
Figure BDA0002989924350000024
进行调制，最后利用LPF滤除二次注入高频谐波，从而获得轴高频响应电流幅值
Figure BDA0002989924350000025
经过分析发现，较低的滤波器截止频率
Figure BDA0002989924350000026
可获得良好的滤波性能，但轴高频响应电流幅值提取的快速性明显降低。相反，较高的滤波器截止频率可加快轴高频响应电流幅值的提取速度，但此时所提取的幅值将含有大量的二次注入高频谐波。可见，采用BPF+LPF结合的轴高频响应电流幅值提取策略时，其提取过程存在滤波精度与动态性能无法同时兼顾的问题。由于轴高频响应电流幅值提取处于位置观测闭环的前向通道，因此位置观测闭环与轴高频响应电流幅值提取过程具有相同的频率响应特性。换言之，当采用BPF+LPF结合的轴高频响应电流幅值提取策略时，高频脉振电压注入法位置观测闭环的转速滤波精度与位置估计动态性能也无法同时兼顾。
综上所述，由于传统轴高频响应电流幅值提取策略的滤波精度与动态性能存在矛盾，导致高频脉振电压注入法位置观测闭环的转速滤波精度与位置估计动态性能无法同时兼顾。不仅导致高频脉振电压注入法无法应用于高精度的控制场合，严重时甚至引起位置估计失效，不利于电机的长期稳定可靠运行。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述背景技术存在的不足，提供一种基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法。
本发明采用的技术方案是：一种基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于包括以下步骤：幅值观测器令轴电流作为幅值观测器的输入信号，输入信号减去反馈信号
得到误差信号ε，误差信号ε与同步信号相乘得到同步调制信号e；然后，将同步调制信号e先输入至陷波器实现滤波，再输入至积分器进行积分；将积分器的输出信号与同步信号相乘得到，并令作为反馈信号反馈至幅值观测器的注入端实现闭环调节；最后，将积分器的输出信号作为幅值观测器的输出，该信号即为轴高频响应电流幅值。
本发明还提供了一种永磁同步电机无位置传感器控制方法，其特征在于包括以下步骤：采用所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法提取轴高频响应电流幅值，再利用PI调节器将轴高频响应电流幅值调节至零，获得转子转速估计值
Figure BDA0002989924350000031
对转子转速估计值
Figure BDA0002989924350000032
积分得到转子位置估计值
Figure BDA0002989924350000033
获得估计转速与位置信息后，转子转速估计值用于转速闭环控制，转子位置估计值用于电流、电压的坐标变换
本发明还提供了一种永磁同步电机无位置传感器控制电路，其特征在于包括：电动机和逆变器；电动机的反馈电流输入至Clark变换单元；Clark变换单元的输出端与第一Park变换单元的输入端连接；第一Park变换单元的第一输出端经低通滤波器与第一比例积分调节器的反相输入端电连接；转速给定值经第二比例积分调节器输入至第一比例积分调节器的正相输入端；第一比列积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第一输入端连接；第一Park变换单元的第二输出端经低通滤波器与第三比例积分调节器的反相输入端连接；第三比例积分调节器的正相输入端接d轴给定电流值；第三比例积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第二输入端连接；第二Park变换单元的第二输入端还输入高频响应电压；第二Park变换单元的输出端经空间质量脉宽调制单元与逆变器的输入端连接；逆变器的输出端与电动机的控制信号输入端连接；第一Park变换单元的输出端与幅值提取单元的输入端连接；幅值提取单元的输出端经第四比例积分调节器和积分器与第一Park变换单元和第二Park变换单元的输入端连接；第四比例积分调节器的输出端与第二比例积分调节器的输入端连接；所述幅值提取单元执行所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法。
上述技术方案中，信号可以表示为；为q轴电流，其包含转矩电流成分，高频电流成分以及开关频率次谐波电流成分，即
(1)
式中，代表转矩电流，为直流成分；代表高频电流幅值，ωh代表注入的高频电压频率；、ωs及
Figure BDA0002989924350000041
代表开关频率次高频谐波的幅值、角频率及相位。
上述技术方案中，误差信号e可表示为
Figure BDA0002989924350000042
其中，
Figure BDA0002989924350000051
式中，
Figure BDA0002989924350000052
代表幅值偏差；误差信号e包括幅值偏差信号HF(ΔΙqh)，以及一次注入高频谐波项HF(ωht)和开关频率次谐波项HF(ωst)。
上述技术方案中，通过陷波器滤除一次注入高频谐波项HF(ωht)：将陷波器的中心频率设置为所注入的高频脉振电压的频率，实现对高频谐波项HF(ωht)的滤除。
上述技术方案中，通过积分器滤除开关频率次谐波项HF(ωst)：开关频率次谐波项HF(ωst)的频率约等于逆变器开关频率fs；积分器的积分系数μ表示为
Figure BDA0002989924350000053
Figure BDA0002989924350000054
为幅值观测器的截止频率。
上述技术方案中，低通滤波器截止频率
Figure BDA0002989924350000055
与幅值观测器截止频率
Figure BDA0002989924350000056
的关系为
Figure BDA0002989924350000057
其中，低通滤波器用于滤除二次注入高频谐波，其频率为2fh。
上述技术方案中，积分器的输入仅有幅值偏差信号HF(ΔΙqh)；同时，在积分器调节以及幅值观测器的闭环负反馈作用下，高频电流提取值
Figure BDA0002989924350000058
将自动收敛于真实值
Figure BDA0002989924350000059
当
Figure BDA00029899243500000510
时二次注入高频谐波等于零。
本发明的有益效果是：本发明针对传统高频脉振电压注入法中轴高频响应电流幅值提取策略存在的不足，提出一种新的高频响应电流幅值提取策略。该策略设计了一个幅值观测器(amplitude observer,AO)对轴高频响应电流的幅值进行提取，兼顾了幅值提取的滤波精度与快速性，不仅降低了谐波含量且提高了幅值提取速度。采用基于幅值观测器的轴高频响应电流幅值提取策略后，高频脉振电压注入法位置观测闭环同时具备强滤波与高带宽的特点，使其适用于高精度控制场合，具有重要的实际应用价值。
附图说明
图1为本发明的高频脉振电压注入位置估计原理框图
图2为本发明的高频电流幅值提取策略原理框图
图3为本发明的高频电流幅值提取策略下的位置观测等效环路
图4位置观测环闭环传递函数幅频特性曲线对比
图5高动态加减速工况下位置估计性能对比实验结果。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，便于清楚地了解本发明，但它们不对本发明构成限定。
如图1所示，一种永磁同步电机无位置传感器控制原理框图，包括：电动机和逆变器；电动机的反馈电流输入至Clark变换单元；Clark变换单元的输出端与第一Park变换单元的输入端连接；第一Park变换单元的第一输出端经低通滤波器向第一比例积分调节器的反相输入端输出q轴反馈电流。转速给定值经第二比例积分调节器输入至第一比例积分调节器的正相输入端；第一比列积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第一输入端连接。
第一Park变换单元的第二输出端经低通滤波器向第三比例积分调节器的反相输入端输出d轴反馈电流；第三比例积分调节器的正相输入端接d轴给定电流值；第三比例积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第二输入端电连接；第二Park变换单元的第二输入端还输入高频响应电压。
第二Park变换单元的输出端经SVPWM空间质量脉宽调制单元与逆变器的输入端连接；逆变器的输出端与电动机的控制信号输入端连接。
第一Park变换单元的输出端与幅值提取单元的输入端连接；幅值提取单元的输出端经第四比例积分调节器和积分器向第一Park变换单元和第二Park变换单元的输入端发送估计转子位置。第四比例积分调节器的输出端与第二比例积分调节器的输入端连接，以发送转速反馈信号；所述幅值提取单元执行所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法。
如图2所示，基于幅值观测器AO的高频电流幅值提取策略，可见其具有闭环结构。利用幅值观测器提取
Figure BDA0002989924350000071
轴高频电流幅值的具体实现方式分为：首先，令
Figure BDA0002989924350000072
轴电流
Figure BDA0002989924350000073
作为幅值观测器的输入信号，输入信号
Figure BDA0002989924350000074
减去反馈信号
Figure BDA0002989924350000075
得到误差信号ε，误差信号ε与同步信号sin(ωht)相乘得到同步调制信号e；然后，将同步调制信号e先输入至陷波器实现滤波，再输入至积分器进行积分。进而，将积分器的输出信号与同步信号sin(ωht)相乘得到
Figure BDA0002989924350000076
并令
Figure BDA0002989924350000077
作为反馈信号反馈至幅值观测器的注入端实现闭环调节。最后，将积分器的输出信号作为幅值观测器的输出，该信号即为
Figure BDA0002989924350000078
轴高频响应电流幅值。
其中，
Figure BDA0002989924350000079
代表幅值观测器的输入信号；ε代表误差信号；e代表同步调制信号；μ代表积分系数；
Figure BDA00029899243500000710
代表q轴高频电流幅值的观测值；NF代表陷波器(notch，filter，NF)；信号
Figure BDA00029899243500000711
可以表示为
Figure BDA00029899243500000712
此外，
Figure BDA00029899243500000713
为q轴电流，其包含转矩电流成分
Figure BDA00029899243500000714
高频电流成分
Figure BDA00029899243500000715
以及开关频率次谐波电流成分，即
Figure BDA00029899243500000716
式中，
Figure BDA00029899243500000717
代表转矩电流，为直流成分；
Figure BDA00029899243500000718
代表高频电流幅值，ωh代表注入的高频电压频率；
Figure BDA00029899243500000719
ωs及
Figure BDA00029899243500000720
代表开关频率次高频谐波的幅值、角频率及相位。
图2中，误差信号e可表示为
Figure BDA0002989924350000081
其中，
Figure BDA0002989924350000082
式中，
Figure BDA0002989924350000083
代表幅值偏差。由式(2b)可知，误差信号e包括幅值偏差信号HF(ΔΙqh)，以及两种频率不同的高频成分。
(1)利用陷波器滤除一次注入高频谐波项HF(ωht)。在工程应用中，将陷波器的中心频率设置为所注入的高频脉振电压的频率，便可实现对高频谐波项HF(ωht)的滤除。
(2)利用积分器滤除开关频率次谐波项HF(ωst)。在式(2b)中，开关频率次谐波项HF(ωst)的频率约等于逆变器开关频率fs。考虑到积分器具有低通滤波特性，因此可利用积分器滤除开关频率次谐波项HF(ωst)。积分器的积分系数μ可进一步表示为
Figure BDA0002989924350000084
Figure BDA0002989924350000085
可视为幅值观测器的截止频率。在传统带通滤波器结合低通滤波器的高频响应电流幅值提取策略中，低通滤波器用于滤除二次注入高频谐波，其频率为2fh。在工程应用中，低通滤波器的截止频率推荐设置为谐波频率的1/20。此外，根据工程经验，注入高频电压的最大频率不能超过逆变器开关频率的1/16。因此，低通滤波器截止频率
Figure BDA0002989924350000086
与幅值观测器截止频率
Figure BDA0002989924350000087
的关系可表示为
Figure BDA0002989924350000088
由式(3)可知，幅值观测器截止频率
Figure BDA0002989924350000089
是低通滤波器截止频率
Figure BDA00029899243500000810
的8倍。换言之，采用幅值观测器后，高频响应电流幅值提取过程中由低通滤波器相移引起延迟可大大缩小。
(3)利用幅值观测器的闭环负反馈效应滤除二次注入高频谐波并提取高频响应电流幅值。在前文(1)和(2)的滤波效应下，积分器的输入可认为仅有幅值偏差信号HF(ΔΙqh)。同时，在积分器调节以及幅值观测器的闭环负反馈作用下，高频电流提取值
Figure BDA0002989924350000091
将自动收敛于真实值
Figure BDA0002989924350000092
由式(2b)可知，当
Figure BDA0002989924350000093
时二次注入高频谐波等于零，从而实现谐波自动滤除。
如图3所示，本发明还提供了一种永磁同步电机无位置传感器控制方法，其特征在于包括以下步骤：采用所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法提取轴高频响应电流幅值，再利用PI调节器将轴高频响应电流幅值调节至零，获得转子转速估计值
Figure BDA0002989924350000094
对转子转速估计值
Figure BDA0002989924350000095
积分得到转子位置估计值
Figure BDA0002989924350000096
获得估计转速与位置信息后，转子转速估计值用于转速闭环控制，转子位置估计值用于电流、电压的坐标变换
幅值观测相当于一个兼有幅值观测功能的等效低通滤波器，相较于传统高频响应电流幅值提取策略的真实低通滤波器，等效低通滤波器的截止频率显著提高。较高的滤波器截止频率有助于加快幅值观测的收敛速度，即相当于提高高频响应电流幅值提取的快速性。图4代表不同高频电流幅值提取策略下位置观测环闭环传递函数幅频特性曲线对比，传统与改进高频电流幅值提取策略的位置观测等效环路的带宽分别为18Hz与282Hz，可见采用基于幅值观测器的高频电流幅值提取策略有助于提高位置观测动态性能。
另一方面，幅值观测器在完成高频响应电流幅值提取的同时同步实现了二次注入高频谐波的滤除，意味着幅值观测器具有二次注入高频谐波自动过滤功能。值得注意的是，二次注入高频谐波是通过幅值观测器的幅值收敛特性自动消除，因此幅值观测器的滤波精度与其等效低通滤波器截止频率无关，即实现了滤波精度与动态性能解耦。从而，采用基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取策略后，高频脉振电压注入法位置观测闭环将同时具备强滤波与高带宽的特点。图5代表高动态加减速工况下位置估计性能对比实验结果。采用传统BPF+LPF高频电流幅值提取策略时，动态减速与动态加速的位置估计误差平均值分别为-13.4°与13.1°，采用AO高频电流幅值提取策略时，动态减速与动态加速的位置估计误差平均值分别为-3.6°与3.5°。可见，采用AO高频电流幅值提取策略后，位置估计动态性能显著改善。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (9)

1.一种基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于包括以下步骤：幅值观测器令
Figure FDA0002989924340000011
轴电流
Figure FDA0002989924340000012
作为幅值观测器的输入信号，输入信号
Figure FDA0002989924340000013
减去反馈信号
Figure FDA0002989924340000014
得到误差信号ε，误差信号ε与同步信号sin(ωht)相乘得到同步调制信号e；然后，将同步调制信号e先输入至陷波器实现滤波，再输入至积分器进行积分；将积分器的输出信号与同步信号sin(ωht)相乘得到
Figure FDA0002989924340000015
并令
Figure FDA0002989924340000016
作为反馈信号反馈至幅值观测器的注入端实现闭环调节；最后，将积分器的输出信号作为幅值观测器的输出，该信号即为
Figure FDA0002989924340000017
轴高频响应电流幅值。
2.一种永磁同步电机无位置传感器控制方法，其特征在于包括以下步骤：采用权利要求1所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法提取
Figure FDA0002989924340000018
轴高频响应电流幅值，再利用PI调节器将
Figure FDA0002989924340000019
轴高频响应电流幅值调节至零，获得转子转速估计值
Figure FDA00029899243400000110
对转子转速估计值
Figure FDA00029899243400000111
积分得到转子位置估计值
Figure FDA00029899243400000112
获得估计转速与位置信息后，转子转速估计值用于转速闭环控制，转子位置估计值用于电流、电压的坐标变换。
3.一种永磁同步电机无位置传感器控制电路，其特征在于包括：电动机和逆变器；电动机的反馈电流输入至Clark变换单元；Clark变换单元的输出端与第一Park变换单元的输入端连接；第一Park变换单元的第一输出端经低通滤波器与第一比例积分调节器的反相输入端电连接；转速给定值经第二比例积分调节器输入至第一比例积分调节器的正相输入端；第一比列积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第一输入端连接；第一Park变换单元的第二输出端经低通滤波器与第三比例积分调节器的反相输入端连接；第三比例积分调节器的正相输入端接d轴给定电流值；第三比例积分调节器的输出端与第二Park变换单元的第二输入端连接；第二Park变换单元的第二输入端还输入高频响应电压；第二Park变换单元的输出端经空间质量脉宽调制单元与逆变器的输入端连接；逆变器的输出端与电动机的控制信号输入端连接；第一Park变换单元的输出端与幅值提取单元的输入端连接；幅值提取单元的输出端经第四比例积分调节器和积分器与第一Park变换单元和第二Park变换单元的输入端连接；第四比例积分调节器的输出端与第二比例积分调节器的输入端连接；所述幅值提取单元执行所述的基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法。
4.根据权利要求1所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于反馈信号
Figure FDA0002989924340000021
表示为
Figure FDA0002989924340000022
Figure FDA0002989924340000023
为q轴电流，其包含转矩电流成分
Figure FDA0002989924340000024
高频电流成分
Figure FDA0002989924340000025
以及开关频率次谐波电流成分，即
Figure FDA0002989924340000026
式中，
Figure FDA0002989924340000027
代表转矩电流，为直流成分；
Figure FDA0002989924340000028
代表高频电流幅值，代表高频电流提取值，ωh代表注入的高频电压频率；
Figure FDA0002989924340000029
ωs及
Figure FDA00029899243400000210
代表开关频率次高频谐波的幅值、角频率及相位，t代表时刻。
5.根据权利要求4所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于误差信号e可表示为
Figure FDA00029899243400000211
其中，
Figure FDA00029899243400000212
式中，
Figure FDA00029899243400000213
代表幅值偏差；误差信号e包括幅值偏差信号HF(ΔΙqh)，以及一次注入高频谐波项HF(ωht)和开关频率次谐波项HF(ωst)，
Figure FDA00029899243400000214
代表高频响应电流提取值。
6.根据权利要求5所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于通过陷波器滤除一次注入高频谐波项HF(ωht)：将陷波器的中心频率设置为所注入的高频脉振电压的频率，实现对高频谐波项HF(ωht)的滤除。
7.根据权利要求6所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于通过积分器滤除开关频率次谐波项HF(ωst)：开关频率次谐波项HF(ωst)的频率约等于逆变器开关频率fs；积分器的积分系数μ表示为
Figure FDA0002989924340000031
Figure FDA0002989924340000032
为幅值观测器的截止频率。
8.根据权利要求7所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于低通滤波器截止频率
Figure FDA0002989924340000033
与幅值观测器截止频率
Figure FDA0002989924340000034
的关系为
Figure FDA0002989924340000035
其中，低通滤波器用于滤除二次注入高频谐波，其频率为2fh。
9.根据权利要求8所述基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法，其特征在于积分器的输入仅有幅值偏差信号HF(ΔΙqh)；同时，在积分器调节以及幅值观测器的闭环负反馈作用下，高频电流提取值
Figure FDA0002989924340000036
将自动收敛于真实值
Figure FDA0002989924340000037
当
Figure FDA0002989924340000038
时二次注入高频谐波等于零。
CN202110311469.7A 2021-03-24 2021-03-24 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法 Active CN113037166B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110311469.7A CN113037166B (zh) 2021-03-24 2021-03-24 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110311469.7A CN113037166B (zh) 2021-03-24 2021-03-24 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113037166A true CN113037166A (zh) 2021-06-25
CN113037166B CN113037166B (zh) 2022-09-27

Family

ID=76473078

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110311469.7A Active CN113037166B (zh) 2021-03-24 2021-03-24 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113037166B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113381663A (zh) * 2021-07-08 2021-09-10 珠海格力电器股份有限公司 电机的位置确定方法、装置、电机、存储介质及处理器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130069572A1 (en) * 2011-09-15 2013-03-21 Kabushiki Kaisha Toshiba Motor control device
CN109245647A (zh) * 2018-09-05 2019-01-18 合肥工业大学 基于脉振高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法
CN109951117A (zh) * 2019-03-27 2019-06-28 江苏大学 一种无位置传感器永磁同步电机控制系统

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130069572A1 (en) * 2011-09-15 2013-03-21 Kabushiki Kaisha Toshiba Motor control device
CN109245647A (zh) * 2018-09-05 2019-01-18 合肥工业大学 基于脉振高频注入的永磁同步电机无传感器控制方法
CN109951117A (zh) * 2019-03-27 2019-06-28 江苏大学 一种无位置传感器永磁同步电机控制系统

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113381663A (zh) * 2021-07-08 2021-09-10 珠海格力电器股份有限公司 电机的位置确定方法、装置、电机、存储介质及处理器
CN113381663B (zh) * 2021-07-08 2024-01-19 珠海格力电器股份有限公司 电机的位置确定方法、装置、电机、存储介质及处理器

Also Published As

Publication number Publication date
CN113037166B (zh) 2022-09-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109889117B (zh) 基于旋转高频注入法的ipmsm位置观测方法、系统及驱动系统
CN109167543B (zh) 一种永磁同步电机可正反转调速的无位置传感器控制方法
CN109039193B (zh) 一种基于I/f启动策略抑制电机转速波动的方法及系统
CN110071674B (zh) 一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法
CN110022106B (zh) 一种基于高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制方法
CN110518852A (zh) 基于谐波注入的永磁同步电机电流谐波抑制方法
CN112886880A (zh) 三电平永磁同步电机无位置传感器模型预测电流控制方法
CN110995095A (zh) 无位置传感器的永磁同步电机控制方法及汽车动力系统
CN111682813A (zh) 一种基于扰动观测器的永磁同步电机滑模控制方法
Zhang et al. An improved sensorless control strategy of ship IPMSM at full speed range
CN112003524A (zh) 一种减少永磁同步电机无速度传感器滑模控制抖振的方法
Liu et al. Active-flux-based super-twisting sliding mode observer for sensorless vector control of synchronous reluctance motor drives
CN113037166B (zh) 基于幅值观测器的高频响应电流幅值提取方法
Dong et al. A sensorless control strategy of injecting HF voltage into d-axis for IPMSM in full speed range
CN108418485B (zh) 一种隐极式混合励磁电机恒功率损耗模型预测控制方法
CN113098335A (zh) 基于模糊qpr控制和电压补偿的永磁同步电机谐波抑制方法
CN103986381A (zh) 海浪发电系统的微网构建最优化功率因数复合控制方法
CN116191964B (zh) 基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法
Zhang et al. Rotor position estimation based on low-frequency signal injection and estimated main field current for wound-field synchronous starter/generator in the low-speed region
CN110784147A (zh) 一种基于死区补偿的电机无位置矢量控制系统及电机系统
CN115603628A (zh) 一种永磁同步电机单电流调节的无传感器动态性提升策略
CN115149866A (zh) 一种永磁同步电机全速域无位置传感器矢量控制方法
CN114465538A (zh) 电动汽车爬坡用永磁同步电机无位置传感器自抗扰策略
CN114696695A (zh) 永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法
Zhang et al. Research on PMSM Position Sensorless Control Based on Improved Sliding Mode Observer

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant