CN116191964B - 基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，该方法包括利用矢量谐振控制器替换传统方法中的不连续符号函数和低通滤波器来构建基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器，利用构建得到的该基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器能够很好地解决传统滑模无位置传感器控制方法存在的抖振大、相位延迟和幅值衰减问题，从而具有良好的转子位置和速度估计性能，对正弦型电励磁双凸极电机的控制效果较好，且结构简单，易于实现。
Description
技术领域
本申请涉及正弦型电励磁双凸极电机领域，尤其是一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法。
背景技术
正弦型电励磁双凸极电机(SDSEM)的转子由硅钢片叠压而成，励磁绕组和电枢绕组均置于定子，具有结构紧凑、成本低、励磁可调等优点，在航空起动发电系统、新能源汽车电驱动系统以及风力发电系统等领域拥有良好的应用前景。
正弦型电励磁双凸极电机的空载反电动势呈现较好的正弦特性，因此其闭环方案宜采用经典的矢量控制。然而，矢量控制的实现需要实时地精确获得转子位置信息。常规的做法是使用机械式位置传感器实时检测转子位置信号。但是，机械式位置传感器的使用增加了系统的成本和体积，降低了系统的可靠性，甚至在某些恶劣环境下无法使用。
为了克服上述缺点，无位置传感器控制技术是一种有效的解决方法，近年来得到了众多学者的广泛关注。目前无位置传感器控制技术主要包括：(1)袁雷等授权的“内置式永磁同步电机无传感器控制方法”(中国，授权日：2022年07月08日，授权号：113078865B)专利中公开了一种用于内置式永磁同步电机的滑模无位置传感器控制方法，其设计了一种具有复合功能的滑模面函数，且使用该函数设计了反电动势观测器，但是该函数抑制滑模抖振的效果有限。(2)彭思齐等授权的“一种新型双滑模观测器SPMSM无传感器复合控制方法”(中国，授权日：2022年05月27日，公开号：112448632A)专利中公开了一种表贴式永磁同步电机的滑模无位置传感器控制方法，通过提出一种新型指数型分段滑模函数对反电动势进行观测，虽然该函数可以有效降低滑模抖振，但是其过于复杂，实现较为困难。(3)陈勇等授权的“用于电动汽车电动机的无传感器滑模观测器设计方法”(中国，授权日：2017年08月25日，授权号：104601076B)专利中公开了一种用于电动汽车电动机的滑模无位置传感器控制方法，其通过采用低通滤波器对滑模抖振进行滤波，虽然具有较好效果，但是会不可避免的引起相位延迟和幅值衰减，影响位置估计性能。上述这些滑模无位置传感器控制方法也可用于正弦型电励磁双凸极电机的控制，但是由于各自存在的一些缺点，实际控制效果都不太理想。
发明内容
本申请人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，本申请的技术方案如下：
一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，该正弦型电励磁双凸极电机控制方法包括：
设计随正弦型电励磁双凸极电机的转子电气角速度变化的矢量谐振控制器；
确定滑模面，利用矢量谐振控制器替换滑模观测器中的不连续符号函数和低通滤波器，根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程，构建得到基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器；
利用基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器估算得到转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>
通过外环速度环和内环电流环根据转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>控制正弦型电励磁双凸极电机。
其进一步的技术方案为，构建得到的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器为：
其中，是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流估算值，/>是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流估算值，Ls是电枢电感，Rs是电枢电阻，uα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压，uβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电压；函数GVRC()表示矢量谐振控制器，滑模面iα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流，iβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流。
其进一步的技术方案为，设计得到的矢量谐振控制器的表达式为：
其中，λ1和λ2是两个可调参数，ωf是谐振点的带宽，ωe是转子电气角速度，s是s平面的参数。
其进一步的技术方案为，在设计的矢量谐振控制器中，两个可调参数的取值满足以使得矢量谐振控制器具有高增益特性。
其进一步的技术方案为，利用反电动势滑模观测器估算得到转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>包括：
利用反电动势滑模观测器，根据正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压uα、β轴电压uβ、α轴电流iα和β轴电流iβ，得到正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值以及β轴反电动势估算值/>分别为/>
估算得到Lpf是正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组与任意一相电枢绕组之间的互感，if是通入正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的直流电流。
其进一步的技术方案为，得到正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值以及β轴反电动势估算值/>的方法包括：
将基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器减去正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程得到正弦型电励磁双凸极电机的电流估算值与电流实际值之间的误差方程为：
其中，eα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势，eβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴反电动势，且θe是转子电气位置角，ωe是转子电气角速度；
根据滑模控制原理基于电流估算值与电流实际值之间的误差方程得到
其进一步的技术方案为，通过外环速度环和内环电流环根据转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>控制正弦型电励磁双凸极电机的方法包括：
将转子电气角速度给定值与转子电气角速度估计值/>的差值作为第一PI控制器的输入；
将第一PI控制器输出的q轴电流给定值与正弦型电励磁双凸极电机的q轴电流iq的差值作为第二PI控制器的输入；
以d轴电流给定值与正弦型电励磁双凸极电机的d轴电流id的差值作为第三PI控制器的输入；
基于第二PI控制器输出的q轴电压uq和第三PI控制器输出的d轴电压ud利用SVPWM调制算法控制电压源逆变器中的开关管。
本申请的有益技术效果是：
本申请公开了一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，该方法利用矢量谐振控制器替换不连续符号函数和低通滤波器来构建反电动势滑模观测器，从而能够很好地解决传统滑模无位置传感器控制方法存在的抖振大、相位延迟和幅值衰减问题，从而具有良好的转子位置和速度估计性能，对正弦型电励磁双凸极电机的控制效果较好，且结构简单，易于实现。
本申请提出的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器中，反电动势滑模观测器仅包含λ1、λ2和ωf三个可调节的参数，且参数调节有据可循，有利于工程实践。
附图说明
图1是本申请一个实施例的正弦型电励磁双凸极电机控制方法的控制框图。
图2是本申请一个实施例中的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器的原理框图。
图3是现有常用的不连续符号函数结合低通滤波器构建的反电动势滑模观测器的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请的具体实施方式做进一步说明。
本申请公开了一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，请参考图1所示的控制框图，该控制方法的核心在于设计基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器，请参考图2所示的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器的原理框图，方法包括：
设计矢量谐振控制器。然后确定滑模面，利用设计得到的矢量谐振控制器替换滑模观测器中的不连续符号函数和低通滤波器，并根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程，构建得到基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器。
在一个实施例中，设计得到随转子电气角速度ωe变化的矢量谐振控制器的表达式为：
其中，λ1和λ2是两个可调参数，ωf是谐振点的带宽，ωe是转子电气角速度，s是s平面的参数。对于该矢量谐振控制器来说，其包含三个可调节的参数，分别为λ1、λ2和ωf，这三个参数的取值原则如下：
(1)对于可调参数λ1和λ2：按照矢量谐振控制器的性能分析，当两个可调参数的取值满足时，矢量谐振控制器具有良好的高增益特性。Ls是正弦型电励磁双凸极电机的电枢电感，Rs是正弦型电励磁双凸极电机的电枢电阻。
(2)对于谐振点的带宽ωf：随着ωf的增大，谐振点处的带宽逐渐增加，反之带宽逐渐减小。根据经验公式，谐振点的带宽ωf的一般取值为5rad/s～15rad/s。
在按照上述方法设计得到矢量谐振控制器后，可以构建基于该矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器，在构建反电动势滑模观测器时：
首先确定正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程为iα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流，iβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流。uα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压，uβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电压。eα是正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势，eβ是正弦型电励磁双凸极电机的β轴反电动势，且/>θe是转子电气位置角，ωe是转子电气角速度，Lpf是正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组与任意一相电枢绕组之间的互感，if是通入正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的直流电流。
按照滑模控制理论一般原则，选取滑模面是正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流估算值，/>是正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流估算值。
则在常规方法中，根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程结合滑模控制理论一般将反电动势滑模观测器设计为：
在常规方法中，请参考图3所示的原理框图，由于不连续符号函数的不连续切换属性会导致/>和/>中含有大量的高频抖振，从而恶化转子位置和速度估计性能，因此通常还会使用低通滤波器LPF进行滤波，从而得到常规技术中的正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值/>以及β轴反电动势估算值/>分别为但是低通滤波器LPF的加入会带来相位延迟和幅值衰减问题。
与上述常规方法不同的是，本申请利用上述设计得到的矢量谐振控制器替换常规方法中的不连续符号函数sgn(s)和低通滤波器LPF，由此构建得到的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器为：
其中，函数GVRC()即表示本申请设计的矢量谐振控制器。
基于该设计得到的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器，将基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器减去正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程，可以得到正弦型电励磁双凸极电机的电流估算值与电流实际值之间的误差方程为：
根据滑模控制原理，当系统状态变量到达滑模面并沿着滑模面到达原点或其预定范围内的很小的邻域内后，认为电流估算值与电流之间不存在误差，此时基于电流估算值与电流实际值之间的误差方程得到，因此在本申请中，根据正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压uα、β轴电压uβ、α轴电流iα和β轴电流iβ可以估算得到正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值以及β轴反电动势估算值/>分别为/>继而可以进一步估算得到
在构建得到基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器，并根据正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压uα、β轴电压uβ、α轴电流iα和β轴电流iβ，利用基于该矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器估算得到转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>后，如图1所示，可以通过外环速度环和内环电流环根据转子电气位置角估计值/>和转子电气角速度估计值/>控制正弦型电励磁双凸极电机。包括：
将转子电气角速度给定值与估算得到的转子电气角速度估计值/>的差值作为第一PI控制器的输入，第一PI控制器输出q轴电流给定值/>
将第一PI控制器输出的q轴电流给定值与正弦型电励磁双凸极电机的q轴电流iq的差值作为第二PI控制器的输入，第二PI控制器输出q轴电压uq。给定d轴电流给定值以d轴电流给定值/>与正弦型电励磁双凸极电机的d轴电流id的差值作为第三PI控制器的输入，第三PI控制器输出d轴电压ud。其中，采集正弦型电励磁双凸极电机的三相电枢绕组的相电流ia、ib和ic后，将其转换到αβ坐标系下即可得到iα和iβ，进一步转换到dq坐标系下即可得到id和iq。
基于第二PI控制器输出的q轴电压uq和第三PI控制器输出的d轴电压ud利用SVPWM调制算法控制电压源逆变器(VSI)中的开关管，包括首先将dq坐标系下的uq和ud转换到αβ坐标系下，得到α轴电压uα和β轴电压uβ，基于uα和uβ利用SVPWM调制算法产生开关管控制信号，按照该开关管控制信号控制电压源逆变器中的开关管。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本申请不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本申请的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种基于矢量谐振控制器的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述正弦型电励磁双凸极电机控制方法包括：
设计随正弦型电励磁双凸极电机的转子电气角速度变化的矢量谐振控制器；
确定滑模面，利用所述矢量谐振控制器替换滑模观测器中的不连续符号函数和低通滤波器，根据正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程，构建得到基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器；
利用所述基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器估算得到转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>
通过外环速度环和内环电流环根据转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>控制所述正弦型电励磁双凸极电机。
2.根据权利要求1所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，构建得到的基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器为：
其中，是所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流估算值，/>是所述正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流估算值，Ls是电枢电感，Rs是电枢电阻，uα是所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压，uβ是所述正弦型电励磁双凸极电机的β轴电压；函数GVRC()表示矢量谐振控制器，滑模面/>iα是所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴电流，iβ是所述正弦型电励磁双凸极电机的β轴电流。
3.根据权利要求2所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，设计得到的所述矢量谐振控制器的表达式为：
其中，λ1和λ2是两个可调参数，ωf是谐振点的带宽，ωe是转子电气角速度，s是s平面的参数。
4.根据权利要求3所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，在设计的所述矢量谐振控制器中，两个可调参数的取值满足以使得所述矢量谐振控制器具有高增益特性。
5.根据权利要求2所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，所述利用所述反电动势滑模观测器估算得到转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>包括：
利用所述反电动势滑模观测器，根据所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴电压uα、β轴电压uβ、α轴电流iα和β轴电流iβ，得到所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值以及β轴反电动势估算值/>分别为/>
估算得到Lpf是所述正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组与任意一相电枢绕组之间的互感，if是通入所述正弦型电励磁双凸极电机的励磁绕组的直流电流。
6.根据权利要求5所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，得到所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势估算值以及β轴反电动势估算值/>的方法包括：
将基于矢量谐振控制器的反电动势滑模观测器减去所述正弦型电励磁双凸极电机在αβ坐标系下的电压方程得到所述正弦型电励磁双凸极电机的电流估算值与电流实际值之间的误差方程为：
其中，eα是所述正弦型电励磁双凸极电机的α轴反电动势，eβ是所述正弦型电励磁双凸极电机的β轴反电动势，且θe是转子电气位置角，ωe是转子电气角速度；
根据滑模控制原理基于电流估算值与电流实际值之间的误差方程得到
7.根据权利要求5所述的正弦型电励磁双凸极电机控制方法，其特征在于，通过外环速度环和内环电流环根据转子电气位置角估计值和转子电气角速度估计值/>控制所述正弦型电励磁双凸极电机的方法包括：
将转子电气角速度给定值与转子电气角速度估计值/>的差值作为第一PI控制器的输入；
将所述第一PI控制器输出的q轴电流给定值与所述正弦型电励磁双凸极电机的q轴电流iq的差值作为第二PI控制器的输入；
以d轴电流给定值与所述正弦型电励磁双凸极电机的d轴电流id的差值作为第三PI控制器的输入；
基于所述第二PI控制器输出的q轴电压uq和第三PI控制器输出的d轴电压ud利用SVPWM调制算法控制电压源逆变器中的开关管。
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