CN111431450B - 一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统及控制方法，实现对磁通切换电机的控制；所述控制方法步骤是：测量磁通切换电机的转子位置角θm，计算得到转速ωr；根据转速ωr以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure DDA0002419425730000014
观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure DDA0002419425730000011
根据q轴电流的给定值
Figure DDA0002419425730000013
干扰值
Figure DDA0002419425730000012
以及d轴、q轴电流实际值，计算得到电压矢量值ucd和ucq；将电压矢量值ucd和ucq由dq‑αβ坐标变换到α‑β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ；基于电压矢量ucα和ucβ得到三相的PWM信号，并据此生成三相电压值，驱动磁通切换电机运转。此种技术方案仅需了解定位力矩的频率信息，无需了解其幅值相位，定位力矩幅值发生变化时，能够及时修正补偿值，保证控制效果。

Description

一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统及控制方法
技术领域
本发明属于电机驱动技术领域，特别涉及一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统及控制方法。
背景技术
永磁电机因其功率密度高，体积小，电磁性能好等特点，在工业生产中得到了非常广泛的应用，目前常用的永磁电机一般将永磁体安置在转子上，因此永磁体难以散热，失磁风险大，此外，表贴式永磁电机还需要额外的紧固装置防止永磁体在高速运转中脱落，提高了电机成本。
为解决以上问题，研究人员提出了定子永磁型电机，磁通切换电机(Flux-Switching Permanent Magnet,FSPM)作为一类定子永磁型无刷电机，具有转子结构简单，适合高速运行，冷却方便等优点，在新能源电动汽车和工业伺服等领域具有良好的应用前景。但是由于其转矩脉动相对较大，限制了FSPM电机的进一步推广应用。常见的抑制转矩脉动的策略有结构优化和补偿两种，结构优化从电机本体设计出发，选取合理的尺寸参数，极槽配合，常用斜极、削角、辅助槽等方法，该类方法能够从源头解决转矩脉动过大的问题，但是通常会牺牲一部分电机性能，此外，非标准型电机加工周期长，生产成本高，且受加工精度制约，实际效果较理论计算可能有较大偏差。补偿控制方法无需进行电机结构的再设计，近年来逐渐受到重视。基于定位力矩模型的电流谐波注入方法及模型预测控制策略是两种典型的补偿控制策略，都取得了良好的控制效果，但是前者需要有限元分析电机的定位力矩，在实际电机运行系统中，定位力矩可能因为装配工艺及负载状况的变化发生变化，谐波注入无法精确补偿，使得该方案在实验中效果不明显。后者基于模型预测控制算法及补偿转矩模型进行设计，但是一方面补偿转矩模型也是通过离线的有限元分析得出，另一方面模型预测控制结构与传统双闭环矢量控制结构有区别，需要设计相应的控制器结构，模型预测控制算法参数较多，调参也较为复杂。
发明内容
本发明的目的，在于提供一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统及控制方法，仅需了解定位力矩的频率信息，无需了解其幅值相位，定位力矩幅值发生变化时，能够及时修正补偿值，保证控制效果。
为了达成上述目的，本发明的解决方案是：
一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统，实现对磁通切换电机的控制；所述控制系统包括：
光电编码器，安装于磁通切换电机的转子轴上，测量磁通切换电机的转子位置角θm，并分别送入角度计算模块和角速度计算模块；
角速度计算模块，用于根据光电编码器测量的转子位置角θm，计算得到转速ωr；
角度计算模块，用于根据光电编码器测量的转子位置角θm，以及转子极数pr相乘得到电角度θe；
转速PI控制器，用于根据角速度计算模块计算的转速ωr，以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure BDA0002419425710000021
改进的干扰观测器，用于观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure BDA0002419425710000022
电流PI控制器，用于根据前述q轴电流的给定值
Figure BDA0002419425710000023
干扰值
Figure BDA0002419425710000024
以及d轴、q轴电流实际值，计算得到电压矢量值ucd和ucq；
2r/2s变换器，用于基于电角度θe，将电压矢量值ucd和ucq由dq-αβ坐标变换到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ；
SVPWM模块，用于基于电压矢量ucα和ucβ得到三相的PWM信号，并送入智能功率模块；以及，
智能功率模块，连接与直流电压源与磁通切换电机之间，用于根据前述三相PWM信号生成三相电压值，驱动磁通切换电机运转。
上述改进的干扰观测器包括逆模型、两个相同的低通滤波器、电机转矩系数模块、倒数模块和做差模块，其中，逆模型的输入端连接角速度计算模块的输出端，逆模型的输出端经第一个低通滤波器连接做差模块的一个输入端；电机转矩系数模块的输入端用于输入q轴电流给定值，电机转矩系数模块的输出端经第二个低通滤波器连接做差模块的另一个输入端；做差模块的输出端连接倒数模块的输入端，倒数模块的输出端输出干扰值
Figure BDA0002419425710000031
一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，实现对磁通切换电机的控制；所述控制方法包括如下步骤：
步骤1，测量磁通切换电机的转子位置角θm，计算得到转速ωr，其表达式为：
Figure BDA0002419425710000032
步骤2，根据转速ωr以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure BDA0002419425710000033
其表达式为：
Figure BDA0002419425710000034
其中，Gvpi为转速PI控制器的传递函数；
步骤3，观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure BDA0002419425710000035
其表达式为
Figure BDA0002419425710000036
其中，Kt为电机转矩系数，R1，R2是改进的干扰观测器内部的共振器的传递函数，iqref是含有抑制谐波分量的转矩电流给定值，g是滤波器带宽；
步骤4，根据前述q轴电流的给定值
Figure BDA0002419425710000037
干扰值
Figure BDA0002419425710000038
以及d轴、q轴电流实际值id，iq，计算得到电压矢量值ucd和ucq，其表达式为：
ucd＝(idref-id)×Gdpi
Figure BDA0002419425710000039
其中，Gdpi，Gqpi分别为d轴和q轴电流PI控制器的传递函数；
步骤5，将电压矢量值ucd和ucq由dq-αβ坐标变换到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ，其表达式为：
Figure BDA0002419425710000041
其中，θe为电机转子的电角度，θe＝pr×θm，pr为转子极数；
步骤6，基于电压矢量ucα和ucβ得到三相的PWM信号，并据此生成三相电压值，驱动磁通切换电机运转。
上述步骤3的具体内容是：首先对ωr进行逆运算，然后进行低通滤波，得到Te1；对q轴电流给定值与电机转矩系数相乘，然后进行低通滤波，得到的结果与Te1做差，然后求倒数，得到干扰值
Figure BDA0002419425710000042
上述q轴电流给定值的计算方法是：将步骤2得到的q轴电流的给定值
Figure BDA0002419425710000043
与干扰值
Figure BDA0002419425710000044
做差，即得到q轴电流给定值iqref。
采用上述方案后，本发明为改善磁通切换电机转矩脉动过大的问题，针对磁通切换电机转矩脉动主要构成部分为齿槽转矩的一次及二次谐波的特性，提出了一种基于干扰观测器的控制系统。控制系统中干扰观测器结构简单、拓展性强，在无需改变磁通切换电机结构的情况下，能够结合磁通切换电机的转矩脉动特性，可以实现更平滑的转矩输出，更低的转速波动，具有良好的系统拓展性能，能够有效扩大磁通切换电机的应用范围。
本发明的有益效果是：
(1)本发明提供的控制系统在无需改变磁通切换电机结构的情况下，能够显著降低磁通切换电机的转矩脉动，实现更平滑的转矩输出，更低的转速波动；
(2)本发明所述的改进的干扰观测器，无需齿槽转矩数据，根据电机机械转速即可观测齿槽转矩基波及二次谐波特性，可推广至任意定转子结构的磁通切换电机；
(3)本发明所述方法，可以与现有的矢量控制策略结合，不改变矢量控制结构，具有良好的适配性，可作为现有结构的补丁使用；
(4)本发明所述的改进的干扰观测器，可推广到任意定子永磁型电机驱动系统。
附图说明
图1是本发明提供的基于干扰观测器的磁通切换电机控制系统结构示意图；
图2是本发明所述的干扰观测器结构框图；
图3是本发明所述的干扰观测器闭环传递函数幅频特性图；
图4中，(a)是未使用本发明所述控制方法的输出转矩波形仿真图(负载转矩3N·m)，(b)是使用本发明所述控制方法的输出转矩波形仿真图(负载转矩3N·m)；
图5中，(a)是未使用本发明所述方法的转速波形仿真图(目标转速1000转/分)，(b)是使用本发明所述方法的转速波形仿真图(目标转速1000转/分)。
具体实施方式
由于FSPM电机具有较高的气隙磁密，定转子为双凸极结构，其齿槽转矩相对较大。过大的齿槽转矩会导致电机运行时产生转矩脉动，机械振动及噪声，降低了FSPM电机的性能及效率，限制了其应用。目前大部分转矩脉动优化方法都选择对磁通切换电机的结构进行重新设计，这类方法对抑制磁通切换电机转矩脉动有相当好的效果，但是非标电机生产成本高，生产周期长，抑制转矩脉动的同时可能会使得平均转矩下降，因此该类方法有一定的局限性。从控制角度出发，利用补偿控制对定位力矩进行补偿，可以在电机加工完成后对电机的输出特性进行优化，无需重新设计电机结构，大大降低生产成本，缩短生产周期，因此具有良好的前景。
基于干扰观测器的磁通切换电机转矩脉动抑制控制研究，可以在无需获得磁通切换电机齿槽转矩精确数据的情况下，通过观测的方法将齿槽转矩扰动估计出来，并进行补偿，这使得该方法能够被广泛推广到各尺寸，各结构的磁通切换电机上，具有非常好的拓展性和普适性，对推动磁通切换电机在电动汽车，工业伺服等领域的应用具有重大的理论意义和应用价值。
以下将结合附图，对本发明的技术方案及有益效果进行详细说明。
本发明提供一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统，其结构如图1所示，系统结构包括直流电压源1、智能功率模块2、磁通切换电机3、光电编码器4、角度计算模块5、角速度计算模块6、SVPWM模块7、2r/2s变换器8、3s/2r变换器9、d轴电流PI控制器10、q轴电流PI控制器11、改进的干扰观测器12、转速PI控制器13。将光电编码器4安装在磁通切换电机3转子轴上，用来测量磁通切换电机的转子位置角θm，并计算转速ωr，此外，与传统永磁同步电机不同的是，所述的角度计算模块，由光电编码器4输出的转子位置角度θm和转子极数pr相乘得到电角度θe。
进一步的，利用转速PI控制器13得到给定基波转矩电流分量
Figure BDA0002419425710000061
改进的干扰观测器通过观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure BDA0002419425710000062
两者相减即可得到含有抑制谐波分量的转矩电流给定值iqref，利用电流环PI控制器，可以计算得到给定电压值ucd，ucq，经坐标变换后投影到α-β坐标系下，由SVPWM模块计算智能功率模块所需的开关信号，由智能功率模块逆变产生对应的交流电压，从而驱动电机运转。
控制系统工作时，首先，通过光电编码器4采集电机的角度及角速度信号，用作角度计算及角速度计算，角速度信号ωr与给定的目标转速做差，形成负反馈通道，差值信号经转速PI控制器13计算后得到了q轴电流的给定值，然后与改进的干扰观测器12计算得到的干扰值做差值，并作为新的q轴电流给定值。由于本发明所述方法基于控制，因此，d轴电流给定值设为0，d轴，q轴电流给定值与经过dq-abc坐标变换后得到的d轴，q轴电流实际值做差，并经过两个电流PI控制器10、11计算得到电压矢量值ucd和ucq，再经由dq-αβ坐标变换得到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ，经过SVPWM模块7后，可以得到三相的PWM信号，将其输入给智能功率模块2，即可生成电机驱动所需的三相电压值。
在上述过程中，角速度信号ωr也是本发明所述改进的干扰观测器12的输入信号之一，角速度信号ωr经过名义模型的逆模型14，改进的低通滤波器15、16可以反推得到名义上(即建模与实际系统毫无误差情况下)，当前转速ωr在目标频段内所对应的转矩，此外，q轴电流给定值iqref与电机转矩系数18相乘后，在经过改进的低通滤波器15、16，可以获得给定电流值在目标频段内所产生的转矩值，将两个数值相减即可获得名义模型与实际模型的电磁转矩差值，该差值即为由于系统建模误差，外部工况等因素所产生的干扰，将其与转矩系数的倒数17相乘，并通过前馈通道补偿至系统的前向通道上，即可实现转矩脉动抑制的效果。
本发明所述的控制对象——磁通切换电机，作为一类无刷交流电机，其反电动势正弦度较高，但是其定转子结构为双凸极结构，因此齿槽转矩分量较大，导致了该类型电机转矩脉动较大，限制了其应用场合。经分析，磁通切换电机的齿槽转矩主要由基波及二次谐波构成，其中，基波分量周期与机械角度关系有关，对一台磁通切换电机，如果其定子齿数为ps，转子齿数为pr，设ps和pr的最小公倍数为Ncog，则齿槽转矩的基波分量周期以机械角度可表达为：
Ccog＝360°/Ncog
而磁通切换电机的电周期以机械角度可表达为：
Ce＝360°/pr
则齿槽转矩基波分量频率与电频率的倍数即可表示为：
Kcog＝pr/Ncog
由于电机机械转速ωr与电频率之间比值为固定值，因此得到电机机械转速ωr即可得到齿槽转矩的基波频率。
传统的干扰观测技术通常使用低通滤波器滤波，低于截止频率的信号都将被保留，当截止频率高于齿槽转矩的二次谐波频率时，转速信号中的齿槽转矩谐波都将被识别，在保留该传统结构的优点之上，结合磁通切换电机的转矩脉动特点，设计针对性的滤波器，能够更进一步提升系统的补偿能力。
因此，改进的干扰观测器其核心在于滤波器G，其表达式如下：
Figure BDA0002419425710000071
所述滤波器中，im及jn为传统低通滤波器的系数且分母阶数M需大于等于分子阶数N，一般地，取N＝0且M＝g-1，g是滤波器带宽。考虑到齿槽转矩主要由两次谐波构成，因此共振器R(s)设计为如下形式：
R(s)＝R1(s)×R2(s)
Figure BDA0002419425710000081
Figure BDA0002419425710000082
其中，ω1，ω2为目标频率，通过对磁通切换电机的转矩脉动构成进行分析，易得知，磁通切换电机的转矩脉动主要由齿槽转矩引起，其主要成分为一次及二次谐波，一般将ω1，ω2设置为齿槽转矩的基波频率和二次谐波频率；a1，a2，b1，b2为滤波器系数，通过对系数的调节，可以调节对谐波频率的增益幅值及相位。
进一步的，共振器R(s)的结构可推广至任意目标频率的组合，多谐波共振器R(s)表达式如下：
Figure BDA0002419425710000083
其中，ak，bk为滤波器系数，ωk为目标频率。
不难得知，多谐波共振器的幅频特性如下：
Figure BDA0002419425710000084
Figure BDA0002419425710000085
本发明的核心是改进的干扰观测器结构，如图2所示。通过参数设计，其闭环传递函数可表示为如下形式：
Figure BDA0002419425710000086
采用改进型的干扰观测器的系统闭环传递函数与传统的干扰观测器系统闭环传递函数的对比如图3所示，从图3中可以看出，在两个目标频率处，改进的干扰观测器与传统干扰观测器输出相比具有更好的修正，在高频处，改进的干扰观测器具有更好的响应。
图4(b)为应用本发明所述的改进的干扰观测器后的输出转矩效果，与图4(a)所示的未使用本发明所述方法的输出转矩相比，转矩脉动由3N·m降低至1N·m，降比达66.7％。图5(b)为应用本发明所述的控制方法下磁通切换电机的转速波形仿真图，从图中可以看出，由于转矩脉动大大降低，转速波动由±2rpm降低至±0.1rpm，可以看出本发明所述的控制策略能够很好的提高磁通切换电机的转速波动，获得更平滑的转矩输出，大大拓展了磁通切换电机的应用领域。
综上，本发明基于磁通切换电机转矩脉动特点，利用干扰观测原理，针对性设计了抑制磁通切换电机转矩脉动的改进型干扰观测器，通过对转矩脉动干扰的观测及补偿，将与磁通切换电机齿槽转矩频率一致的信号提取并通过前馈通道进行负补偿，降低脉动率，提高系统运行稳定性，满足如电动汽车，工业伺服等高精度工业应用领域对电机性能的要求；所述的控制方法与传统矢量控制方法结合紧密，易于实现，其干扰观测器结构可拓展性强，具有较高自由度。
与现有两种方法相比，本发明所述方法仅需了解定位力矩的频率信息，无需了解其幅值相位，定位力矩幅值发生变化时，能够及时修正补偿值，保证控制效果。此外，本发明所述方法与传统矢量控制结构能够有效结合，作为系统的补丁使用，无需进行算法结构的再设计。与传统的干扰观测方法相比，本发明所述方法在观测器拓展性和针对性上有较大的改进，在因此缩短研发周期上有更明显的优势。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制系统，实现对磁通切换电机的控制；其特征在于：所述控制系统包括：
光电编码器，安装于磁通切换电机的转子轴上，测量磁通切换电机的转子位置角θm，并分别送入角度计算模块和角速度计算模块；
角速度计算模块，用于根据光电编码器测量的转子位置角θm，计算得到转速ωr；
角度计算模块，用于根据光电编码器测量的转子位置角θm，以及转子极数pr相乘得到电角度θe；
转速PI控制器，用于根据角速度计算模块计算的转速ωr，以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000011
改进的干扰观测器，用于观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure FDA0004114544520000012
电流PI控制器，用于根据前述q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000013
干扰值
Figure FDA0004114544520000014
以及d轴、q轴电流实际值，计算得到电压矢量值ucd和ucq；
2r/2s变换器，用于基于电角度θe，将电压矢量值ucd和ucq由dq-αβ坐标变换到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ；
SVPWM模块，用于基于电压矢量ucα和ucβ得到三相的PWM信号，并送入智能功率模块；以及，
智能功率模块，连接与直流电压源与磁通切换电机之间，用于根据前述三相PWM信号生成三相电压值，驱动磁通切换电机运转；
所述改进的干扰观测器包括逆模型、两个相同的低通滤波器、电机转矩系数模块、倒数模块和做差模块，其中，逆模型的输入端连接角速度计算模块的输出端，逆模型的输出端经第一个低通滤波器连接做差模块的一个输入端；电机转矩系数模块的输入端用于输入q轴电流给定值，电机转矩系数模块的输出端经第二个低通滤波器连接做差模块的另一个输入端；做差模块的输出端连接倒数模块的输入端，倒数模块的输出端输出干扰值
Figure FDA0004114544520000015
2.一种磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，实现对磁通切换电机的控制；其特征在于：所述控制方法包括如下步骤：
步骤1，测量磁通切换电机的转子位置角θm，计算得到转速ωr；
步骤2，根据转速ωr以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000021
步骤3，观测转速ωr中与齿槽转矩频率一致的分量，得到干扰值
Figure FDA0004114544520000022
步骤4，根据前述q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000023
干扰值
Figure FDA0004114544520000024
以及d轴、q轴电流实际值id，iq，计算得到电压矢量值ucd和ucq；
步骤5，将电压矢量值ucd和ucq由dq-αβ坐标变换到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ；
步骤6，基于电压矢量ucα和ucβ得到三相的PWM信号，并据此生成三相电压值，驱动磁通切换电机运转；
所述步骤3的具体内容是：首先对ωr进行逆运算，然后进行低通滤波，得到Te1；对q轴电流给定值与电机转矩系数相乘，然后进行低通滤波，得到的结果与Te1做差，然后求倒数，得到干扰值
Figure FDA0004114544520000025
3.如权利要求2所述的磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，其特征在于：所述步骤2中，根据转速ωr以及给定的目标转速ωref，计算得到q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000026
其表达式为：
Figure FDA0004114544520000027
其中，Gvpi为转速PI控制器的传递函数。
4.如权利要求2所述的磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，其特征在于：所述q轴电流给定值的计算方法是：将步骤2得到的q轴电流的给定值
Figure FDA0004114544520000028
与干扰值
Figure FDA0004114544520000029
做差，即得到q轴电流给定值iqref。
5.如权利要求2所述的磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，其特征在于：所述低通滤波的表达式是：
Figure FDA00041145445200000210
其中，im、jn为低通滤波器的系数，且分母阶数M大于等于分子阶数N；
共振器R(s)设计为如下形式：
R(s)＝R1(s)×R2(s)
Figure FDA0004114544520000031
Figure FDA0004114544520000032
其中，ω1，ω2为齿槽转矩的基波频率和二次谐波频率；a1，a2，b1，b2为低通滤波器系数。
6.如权利要求3所述的磁通切换电机转矩脉动抑制控制方法，其特征在于：所述步骤5中，将电压矢量值ucd和ucq由dq-αβ坐标变换到α-β坐标系下的电压矢量ucα和ucβ，其表达式为：
Figure FDA0004114544520000033
其中，θe为电机转子的电角度，θe＝pr×θm，pr为转子极数。
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