CN114400945B - 双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，对输出转矩范围进行划分，在0‑0.542(p.u.)之间采用ML策略，在0.542‑0.694(p.u.)之间采用混合控制策略，采用混合控制策略时首先根据总的输出转矩T得到混合控制策略中MT策略输出转矩所占比例，进而得到MT策略输出转矩对应z1‑z2子平面电流参考值。由于ML策略对应z1‑z2子平面电流参考值为零，因此MT策略对应z1‑z2子平面电流参考值即为混合控制策略时z1‑z2子平面电流参考值；本发明实现单相缺相故障情况下最大输出转矩范围的同时，降低双三相电机输出转矩范围在0.542‑0.694(p.u.)之间的定子铜耗。

Description

双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法。

背景技术

随着工业大功率、高可靠性电力传动系统的快速发展，与传统的三相电机驱动系统相比，多相电机以其高功率密度、低压大功率、低转矩脉动和高容错性等优点，在航空航天、风力发电、电动汽车等领域有着十分广阔的发展前景。在各类多相电机中，相移30°双三相电机即不对称六相电机，其内部消除了5、7次谐波磁势，进而消除了6次谐波转矩脉动，其在抑制转矩脉动上具有更大的优势因此得到了广泛的研究。在正常情况下，对于具有正弦分布绕组的双三相电机，不参与机电能量转换的谐波子平面参考电流通常设置为零。然而在缺相故障情况下，这些子平面的参考电流需要根据不同的控制目标重新修改，以获得不受干扰的圆形旋转磁场。双三相电机发生缺相故障后，当负载转矩保持不变时，剩余相电流会高于双三相电机驱动系统正常运行时的额定电流，使电机定子铜耗或驱动器功率器件温度过高，从而导致绝缘恶化或驱动器功率器件损坏。为了避免电机或功率器件的损坏就需要限制缺相故障后的相电流，这就限制了转矩输出范围。由于上述限制，目前具有正弦分布绕组的多相电机缺相容错控制策略主要分为最大转矩输出(maximum torque，MT)和定子铜耗最小(minimum loss，ML)两种控制策略。MT策略控制目标是在缺相故障运行情况下获得尽可能大的转矩输出范围，但是不能获得最小的定子铜耗，而ML控制策略确保了每个转矩值的定子铜耗最小，但以降低转矩范围为代价。因此，非常有必要研究新的容错控制策略对双三相永磁同步电机缺相容错运行进行效率优化。

发明内容

本发明的目的是提供一种双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，实现单相缺相故障情况下最大输出转矩范围的同时，降低双三相电机输出转矩范围在0.542-0.694(p.u.)之间的定子铜耗。

本发明所采用的技术方案是，双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、假设当F相发生缺相故障，剩余相采用单中性点连接方式，此时F相电流为0，在发生单相缺相故障后，首先将检测到的剩余5相电流利用单相缺相时的矢量空间解耦静止变换矩阵T_5s，映射到与机电能量转换相关的α-β子平面和z1-z2谐波子平面中，利用旋转坐标变化矩阵对α-β子平面中的变量进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中；

步骤2、为保证相电流无直流偏置，将各相电流定义为i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β；此时要保证总磁势不变，要求剩余相电流合成矢量与正常运行时的相电流合成矢量一致，将剩余相电流表达式分离实部和虚部可得到4个约束条件；单中性点连接方式根据基尔霍夫定律有另外两个约束条件，综上所述共有10个未知变量，只有六个方程约束，解不唯一；

步骤3、以定子铜耗最小为优化目标，采用ML控制策略的目标函数表示为各相电流幅值的平方和，计算获得ML控制策略下相电流的系数，对各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得到z1-z2子平面电流为零，因此将ML控制策略下z1-z2子平面电流参考值i_z ^* ₁、i_z*₂的值设置为0，可以实现ML控制策略；

步骤4、以最大转矩输出为优化目标，采用MT控制策略的目标函数表示为各相电流幅值中的最大值，通过Matlab的优化工具箱计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数，对剩余各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流；

步骤5、设双三相电机在正常运行时输出额定转矩为T_e；对输出电磁转矩范围进行区间划分，在0-0.542(p.u.)之间采用ML控制策略，在0.542-0.694(p.u.)之间采用混合控制策略；

步骤6、采用混合控制策略时首先根据当前总的输出转矩值T求出系数λ；

步骤7、通过系数λ计算混合控制策略中MT控制策略输出转矩所占比例γ；

步骤8、由于ML控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值为零，因此计算MT控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值即为混合控制策略时z1-z2子平面电流参考值；

步骤9、以磁场定向控制为基础，对i_d和i_q通过PI控制器进行控制，将z1-z2子平面电流参考值设定为步骤8所求得的值，采用PR控制器控制，减小了双三相电机单相缺相故障情况下在输出转矩范围0.542-0.694(p.u.)之间的定子铜耗。

本发明的特点还在于，

步骤1所用的矢量空间解耦的静止变换矩阵如式(1)所示：

电流矢量空间解耦过程如下：

[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T＝T_5s[i_A i_B i_C i_D i_E]^T (2)

式中i_α、i_β为α-β子平面电流，i_z1、i_z2为z1-z2子平面电流，i_z3为零序子平面电流，恒为0，i_A、i_B、i_C、i_D、i_E为电机各相电流。

所用到的旋转坐标变化矩阵如式(3)所示：

α-β子平面中电流旋转变化过程如下：

[i_d i_q i_z1 i_z2 i_z3]^T＝P₅[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T (4)

式中i_d、i_q为对α-β子平面中的电流进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中的对应电流。

步骤2具体如下：

无故障运行情况下，双三相电机的电流矢量如式(5)所示：

式中θ_s＝π/6，这是双三相电机中两组三相绕组之间的相移角；j为虚数单位；

为了保证相电流无直流偏置，则可以将各相电流定义为如式(6)所示：

i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β (6)

式中的W可以是A、B、C、D、E中的任意一个；I_m为电流的幅值；θ_i为A相电流的相角，也是电流矢量在α-β子平面的相角，即cosθ_i＝i_α/I_m，sinθ_i＝i_β/I_m；I_α、I_β为电流幅值在α-β子平面中的分量。

将式(6)代入式(5)中并分离实部和虚部可得到4个约束条件如式(7)所示：

a_A和b_A为A相电流实部和虚部的待求系数；a_B和b_B为B相电流实部和虚部的待求系数；a_C和b_C为C相电流实部和虚部的待求系数；a_D和b_D为D相电流实部和虚部的待求系数；a_E和b_E为E相电流实部和虚部的待求系数。

单中性点连接方式根据基尔霍夫定律可得两个约束条件如式(8)所示：

步骤3具体如下：

ML控制策略目标函数表示如式(9)所示：

其中J_ML为ML控制策略的目标函数；

计算得到ML控制策略下相电流的系数如式(10)所示：

将相电流表示为幅值和相角的形式如式(11)所示:

步骤4具体如下：

MT控制策略的目标函数如式(12)所示：

其中J_MT为MT控制策略的目标函数；

计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数如式(13)所示：

将相电流表示为幅值和相角形式如式(14)所示：

计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流如式(15)所示：

式中

为z1-z2子平面的参考电流；/>

为对应的α-β子平面的参考电流；/>

为对应的同步旋转坐标系中q轴的参考电流；θ为转子磁极位置与A相绕组轴线之间的电角度，单位是rad。

步骤5中的0.542p.u.为ML控制策略下最大的输出电磁转矩，在MT控制策略下能输出的最大电磁转矩为0.694p.u.，这些转矩均以正常运行时输出额定转矩为T_e进行标幺，即认为正常运行时输出额定转矩为1，引入系数λ，假设在混合控制策略中ML控制策略输出转矩为0.542λ，MT控制策略输出转矩为0.694(1-λ)，当λ＝1时相当于采用ML控制策略，当λ＝0时相当于采用MT控制策略。

步骤6中当前总的输出转矩值T表示如式(16)所示：

T＝0.542λ+0.694(1-λ) (16)

由式(16)计算得到系数λ如式(17)所示：

步骤7中采用ML控制策略输出转矩部分其对应z1-z2子平面参考电流为0，采用MT控制策略输出转矩所占比例γ如式(18)所示：

步骤8中最终求得的混合控制策略下z1-z2子平面电流参考值如式(19)所示：

步骤9中定子铜耗表示为

JM如式(20)所示：

式中：a_P1、b_P1为ML控制策略下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，a_P2、b_P2为MT模式下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，其中p代表了A、B、C、D、E当中的任意相。

本发明的有益效果是，双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，作为一种双三相永磁同步电机单相缺相故障后的新型容错控制方法，与传统的ML和MT控制策略相比，可以实现单相缺相故障情况下最大输出转矩范围的同时，降低双三相电机输出转矩范围在0.542-0.694(p.u.)之间的定子铜耗，且实现起来简单高效。

附图说明

图1(a)是双三相永磁同步电机系统正常运行时的主电路拓扑；

图1(b)是双三相永磁同步电机系统F相缺相故障后的主电路拓扑；

图2是基于混合控制策略的缺相容错控制框图；

图3(a)是T＝0.618p.u.采用混合控制策略时各相电流理论波形；

图3(b)是T＝0.618p.u.采用混合控制策略时各相电流仿真波形图；

图3(c)是T＝0.618p.u.采用MT控制策略时各相电流波形图；

图4(a)是T在0-0.542(p.u.)时采用ML控制策略，T在0.542-0.694(p.u.)时采用MT控制策略控制策略下的电流波形图；

图4(b)是混合控制策略下斜波加载试验各相电流及输出转矩波形图；

图5是双三相永磁同步电机的混合、ML和MT控制策略的转矩-定子铜耗比较图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、假设当F相缺相故障时，双三相永磁同步电机系统主电路拓扑由图1(a)所示变为图1(b)所示，此时F相电流为0，在发生单相缺相故障后，首先将检测到的剩余5相电流利用单相缺相时的矢量空间解耦静止变换矩阵T_5s，映射到与机电能量转换相关的α-β子平面和z1-z2谐波子平面中，利用旋转坐标变化矩阵对α-β子平面中的变量进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中；

步骤1所用的矢量空间解耦的静止变换矩阵如式(1)所示：

电流矢量空间解耦过程如下：

[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T＝T_5s[i_A i_B i_C i_D i_E]^T (2)

式中i_α、i_β为α-β子平面电流，i_z1、i_z2为z1-z2子平面电流，i_z3为零序子平面电流，恒为0，i_A、i_B、i_C、i_D、i_E为电机各相电流。

所用到的旋转坐标变化矩阵如式(3)所示：

α-β子平面中电流旋转变化过程如下：

[i_d i_q i_z1 i_z2 i_z3]^T＝P₅[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T (4)

式中i_d、i_q为对α-β子平面中的电流进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中的对应电流。

步骤2、为了实现电机缺相后的稳定运行，需要调整剩余各相的电流使缺相后的磁势能够和缺相前保持一致。为保证相电流无直流偏置，将各相电流定义为i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β；此时要保证总磁势不变，要求剩余相电流合成矢量与正常运行时的相电流合成矢量一致，将剩余相电流表达式分离实部和虚部可得到4个约束条件；单中性点连接方式根据基尔霍夫定律有另外两个约束条件，综上所述共有10个未知变量，只有六个方程约束，解不唯一；

步骤2具体如下：

无故障运行情况下，双三相电机的电流矢量如式(5)所示：

式中θ_s＝π/6，这是双三相电机中两组三相绕组之间的相移角；j为虚数单位；

为了保证相电流无直流偏置，则可以将各相电流定义为如式(6)所示：

i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β (6)

式中的W可以是A、B、C、D、E中的任意一个；I_m为电流的幅值；θ_i为A相电流的相角，也是电流矢量在α-β子空间的相角，即cosθ_i＝i_α/I_m，sinθ_i＝i_β/I_m；I_α、I_β为电流幅值在α-β子平面中的分量。

将式(6)代入式(5)中并分离实部和虚部可得到4个约束条件如式(7)所示：

a_A和b_A为A相电流实部和虚部的待求系数；a_B和b_B为B相电流实部和虚部的待求系数；a_C和b_C为C相电流实部和虚部的待求系数；a_D和b_D为D相电流实部和虚部的待求系数；a_E和b_E为E相电流实部和虚部的待求系数。

单中性点连接方式根据基尔霍夫定律可得两个约束条件如式(8)所示：

步骤3、以定子铜耗最小为优化目标，采用ML控制策略的目标函数表示为各相电流幅值的平方和，计算获得ML控制策略下相电流的系数，对各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得到z1-z2子平面电流为零，因此将ML控制策略下z1-z2子平面电流参考值i_z ^* ₁、i_z*₂的值设置为0，可以实现ML控制策略；

步骤3具体如下：

ML控制策略目标函数表示如式(9)所示：

其中J_ML为ML控制策略的目标函数；

计算得到ML控制策略下相电流的系数如式(10)所示：

将相电流表示为幅值和相角的形式如式(11)所示:

步骤4、以最大转矩输出为优化目标，采用MT控制策略的目标函数表示为各相电流幅值中的最大值，通过Matlab的优化工具箱计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数，对剩余各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流；

步骤4具体如下：

MT控制策略的目标函数如式(12)所示：

其中J_MT为MT控制策略的目标函数；

计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数如式(13)所示：

将相电流表示为幅值和相角形式如式(14)所示：

计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流如式(15)所示：

式中

为z1-z2子平面的参考电流；/>

为对应的α-β子平面的参考电流；/>

为对应的同步旋转坐标系中q轴的参考电流；θ为转子磁极位置与A相绕组轴线之间的电角度，单位是rad。

步骤5、设双三相电机在正常运行时输出额定转矩为T_e；对输出电磁转矩范围进行区间划分，在0-0.542(p.u.)之间采用ML控制策略，在0.542-0.694(p.u.)之间采用混合控制策略；

步骤5中的0.542p.u.为ML控制策略下最大的输出电磁转矩，在MT控制策略下能输出的最大电磁转矩为0.694p.u.，这些转矩均以正常运行时输出额定转矩为T_e进行标幺，即认为正常运行时输出额定转矩为1，引入系数λ，假设在混合控制策略中ML控制策略输出转矩为0.542λ，MT控制策略输出转矩为0.694(1-λ)，当λ＝1时相当于采用ML控制策略，当λ＝0时相当于采用MT控制策略。

步骤6、采用混合控制策略时首先根据当前总的输出转矩值T求出系数λ；

步骤6中当前总的输出转矩值T表示如式(16)所示：

T＝0.542λ+0.694(1-λ) (16)

由式(16)计算得到系数λ如式(17)所示：

步骤7、通过系数λ计算混合控制策略中MT控制策略输出转矩所占比例γ；

步骤7中采用ML控制策略输出转矩部分其对应z1-z2子平面参考电流为0，采用MT控制策略输出转矩所占比例γ如式(18)所示：

步骤8、由于ML控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值为零，因此计算MT控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值即为混合控制策略时z1-z2子平面电流参考值；

步骤8中最终求得的混合控制策略下z1-z2子平面电流参考值如式(19)所示：

步骤9、如图2所示以磁场定向控制为基础，对i_d和i_q通过PI控制器进行控制，将z1-z2子平面电流参考值设定为步骤8所求得的值，采用PR控制器控制，减小了双三相电机单相缺相故障情况下在输出转矩范围0.542-0.694(p.u.)之间的定子铜耗。

步骤9中定子铜耗表示为

JM如式(20)所示：

式中：a_P1、b_P1为ML控制策略下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，a_P2、b_P2为MT模式下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，其中p代表了A、B、C、D、E当中的任意相。

为了验证本发明的效果，在Matlab/Simulink平台上搭建双三相PMSM缺一相故障基于混合控制策略的缺相容错控制模型，并进行仿真结果分析。由上述理论分析，当λ＝0.5时，混合控制策略输出转矩为0.618p.u.，此时ML和MT控制策略对应的各相电流波形分别为其输出额定转矩T_e时电流表达式数值的一半，最终的理论电流波形图如图3(a)所示。仿真得到T＝0.618p.u.时混合控制策略下各相电流达到稳态时的输出结果图如图3(b)所示。可以观察到应用混合控制策略的理论计算与实际仿真结果的波形图基本保持一致，这也验证了混合控制策略的可行性。图3(c)为传统MT控制策略下T＝0.618p.u.达到稳态时各相电流波形图。对比可得采用MT控制策略时各相电流幅值始终相等，采用混合控制策略时电机各相电流的幅值不相同，定子铜耗降低。图4(a)为传统控制策略下参考转矩T由0.4p.u.增加到0.694p.u.时的电流波形图，在传统控制策略下参考转矩T在0-0.542(p.u.)之间时采用ML控制策略，参考转矩T在0.542-0.694(p.u.)之间时采用MT控制策略。图4(b)为混合控制策略下参考转矩T由0.4p.u.增加到0.694p.u.时的各相电流波形图。由图4可以更加直观的看出参考转矩T在0.542-0.694(p.u.)之间，采用混合控制策略与MT控制策略的不同之处。计算得出ML、MT以及混合控制策略下的定子铜耗，如图5所示的双三相永磁同步电机的ML、MT和混控制策略的转矩-定子铜耗比较图，在图5中可以观察到对于T大于0.542p.u.的情况混合控制策略与MT控制策略相比较大的减少了定子铜耗，例如，对于T＝0.6p.u.的情况，定子绕组损耗减少接近19％。该仿真分析验证了本发明提出的混合控制策略理论的正确性和实际控制方法的有效性。

Claims (2)

1.双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、假设当F相发生缺相故障，剩余相采用单中性点连接方式，此时F相电流为0，在发生单相缺相故障后，首先将检测到的剩余5相电流利用单相缺相时的矢量空间解耦静止变换矩阵T_5s，映射到与机电能量转换相关的α-β子平面和z1-z2谐波子平面中，利用旋转坐标变化矩阵对α-β子平面中的变量进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中；

所述步骤1所用的矢量空间解耦的静止变换矩阵如式(1)所示：

电流矢量空间解耦过程如下：

[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T＝T_5s[i_A i_B i_C i_D i_E]^T (2)

式中i_α、i_β为α-β子平面电流，i_z1、i_z2为z1-z2子平面电流，i_z3为零序子平面电流，恒为0，i_A、i_B、i_C、i_D、i_E为电机各相电流；

所用到的旋转坐标变化矩阵如式(3)所示：

α-β子平面中电流旋转变化过程如下：

[i_d i_q i_z1 i_z2 i_z3]^T＝P₅[i_α i_β i_z1 i_z2 i_z3]^T (4)

式中i_d、i_q为对α-β子平面中的电流进行旋转坐标变换，投影到d-q同步旋转坐标系中的对应电流；

步骤2、为保证相电流无直流偏置，将各相电流定义为i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β；此时要保证总磁势不变，要求剩余相电流合成矢量与正常运行时的相电流合成矢量一致，将剩余相电流表达式分离实部和虚部可得到4个约束条件；单中性点连接方式根据基尔霍夫定律有另外两个约束条件，综上所述共有10个未知变量，只有六个方程约束，解不唯一；

所述步骤2具体如下：

无故障运行情况下，双三相电机的电流矢量如式(5)所示：

式中θ_s＝π/6，这是双三相电机中两组三相绕组之间的相移角；j为虚数单位；

为了保证相电流无直流偏置，则可以将各相电流定义为如式(6)所示：

i_W＝a_WI_mcosθ_i+b_WI_msinθ_i＝a_WI_α+b_WI_β (6)

式中的W可以是A、B、C、D、E中的任意一个；I_m为电流的幅值；θ_i为A相电流的相角，也是电流矢量在α-β子空间的相角，即cosθ_i＝i_α/I_m，sinθ_i＝i_β/I_m；I_α、I_β为电流幅值在α-β子平面中的分量；

将式(6)代入式(5)中并分离实部和虚部可得到4个约束条件如式(7)所示：

a_A和b_A为A相电流实部和虚部的待求系数；a_B和b_B为B相电流实部和虚部的待求系数；a_C和b_C为C相电流实部和虚部的待求系数；a_D和b_D为D相电流实部和虚部的待求系数；a_E和b_E为E相电流实部和虚部的待求系数；

单中性点连接方式根据基尔霍夫定律可得两个约束条件如式(8)所示：

步骤3、以定子铜耗最小为优化目标，采用ML控制策略的目标函数表示为各相电流幅值的平方和，计算获得ML控制策略下相电流的系数，对各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得z1-z2子平面电流为零，因此将ML控制策略下z1-z2子平面电流参考值

的值设置为0，可以实现ML控制策略；

所述步骤3具体如下：

ML控制策略目标函数表示如式(9)所示：

其中J_ML为ML控制策略的目标函数；

计算得到ML控制策略下相电流的系数如式(10)所示：

将相电流表示为幅值和相角的形式如式(11)所示:

步骤4、以最大转矩输出为优化目标，采用MT控制策略的目标函数表示为各相电流幅值中的最大值，通过Matlab的优化工具箱计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数，对剩余各相电流的系数进行静止坐标变换，计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流；

所述步骤4具体如下：

MT控制策略的目标函数如式(12)所示：

其中J_MT为MT控制策略的目标函数；

计算得到MT控制策略下剩余各相电流的系数如式(13)所示：

将相电流表示为幅值和相角形式如式(14)所示：

计算得到MT控制策略下z1-z2子平面的参考电流如式(15)所示：

式中

为z1-z2子平面的参考电流；/>

为对应的α-β子平面的参考电流；/>

为对应的同步旋转坐标系中q轴的参考电流；θ为转子磁极位置与A相绕组轴线之间的电角度，单位是rad；

步骤5、设双三相电机在正常运行时输出额定转矩为T_e；对输出电磁转矩范围进行区间划分，在0-0.542(p.u.)之间采用ML控制策略，在0.542-0.694(p.u.)之间采用混合控制策略；

所述步骤5中的0.542p.u.为ML控制策略下最大的输出电磁转矩，在MT控制策略下能输出的最大电磁转矩为0.694p.u.，这些转矩均以正常运行时输出额定转矩为T_e进行标幺，即认为正常运行时输出额定转矩为1，引入系数λ，假设在混合控制策略中ML控制策略输出转矩为0.542λ，MT控制策略输出转矩为0.694(1-λ)，当λ＝1时相当于采用ML控制策略，当λ＝0时相当于采用MT控制策略；

步骤6、采用混合控制策略时首先根据当前总的输出转矩值T求出系数λ；

所述步骤6中当前总的输出转矩值T表示如式(16)所示：

T＝0.542λ+0.694(1-λ) (16)

由式(16)计算得到系数λ如式(17)所示：

步骤7、通过系数λ计算混合控制策略中MT控制策略输出转矩所占比例γ；

所述步骤7中采用ML控制策略输出转矩部分其对应z1-z2子平面参考电流为0，采用MT控制策略输出转矩所占比例γ如式(18)所示：

步骤8、由于ML控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值为零，因此计算MT控制策略输出转矩对应z1-z2子平面电流参考值即为混合控制策略时z1-z2子平面电流参考值；

所述步骤8中最终求得的混合控制策略下z1-z2子平面电流参考值如式(19)所示：

步骤9、以磁场定向控制为基础，对i_d和i_q通过PI控制器进行控制，将z1-z2子平面电流参考值设定为步骤8所求得的值，采用PR控制器控制，减小了双三相电机单相缺相故障情况下在输出转矩范围0.542-0.694(p.u.)之间的定子铜耗。

2.根据权利要求1所述的双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法，其特征在于，所述步骤9中定子铜耗表示为

JM如式(20)所示：

式中：a_P1、b_P1为ML控制策略下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，a_P2、b_P2为MT模式下输出转矩为1时剩余各相电流的系数，其中p代表了A、B、C、D、E当中的任意相。

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