CN115412005B - 三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，据电机模型建立三相永磁同步电机正常运行和容错运行的统一控制框架；电机正常运行时，统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* 由最大转矩/安培算法计算得到，实现电机正常运行控制；电机容错运行时，将统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* 替换为得到的容错参考电流i _d‑FT ^*和i _q‑FT ^*，通过铜耗比率阈值Th _Cu 优化容错电流参考值，使电机容错运行铜耗不超过可持续运行最大值P _max 的条件下，使电机转矩脉动最小。本发明的技术方案利用设计的铜耗因子优化容错电流参考值，从而在电机容错运行铜耗不超过可持续运行最大值的情况下使电机转矩脉动最小。

Description

三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子领域，具体是三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法。

背景技术

随着高可靠性电机系统需求的不断提高，容错控制相关研究在航空航天、电动汽车、轨道牵引、船舶推进等领域引起了广泛的关注。电机系统开路故障包括缺相故障和开关管开路故障，上述在三相电机系统中占很高的故障比例。在三相电机驱动系统中，开路故障会引发破坏性的转矩脉动甚至停机。因此，提高三相电机在开路故障下的容错能力具有重要意义。

电机驱动的缺相故障容错性能提升通常可以通过增加辅助电路、使用开绕组连接方式和增加绕组相数等方式实现。三相电机驱动系统缺相故障的一个常见辅助电路是通过双向晶闸管在三相电机驱动系统的绕组中性点和直流母线中点建立一个新的电流流通路径。此外，三相电机驱动系统的绕组中性点也可以连接到第四逆变器桥臂，以实现更好的容错控制。开绕组结构通过打开三相绕组的中性点，使用两个三相逆变器进行控制，可以实现对每相电流的独立控制，因而该结构具有较高的容错能力。与三相电机相比，多相电机具有更多的相绕组，保证了容错运行时等效旋转磁动势的灵活重构。虽然上述方法针对缺相故障采用了不同的实现方式进行容错，但它们有着共同的理论支撑，即增加电流控制维数。

对于开关管开路故障的容错控制，辅助电路仍然是相对有效的解决方案。与缺相故障不同，开关管开路故障不会损坏相绕组。因此，通过将故障相的电机端子连接到直流母线的中点或第四逆变器桥臂，故障相的电机绕组仍可充分用于容错控制。此外，开关管开路故障可以简单地转化为缺相故障进行容错。另一方面，许多具有冗余开关状态的逆变器拓扑被证明在开关管开路故障下具有更好的容错能力，即通过充分利用冗余开关状态生成所需的电压矢量。

虽然上述容错方案能够有效实现开路故障容错，但都要求具有高可靠的硬件配置，不适用于标准的两电平电压型逆变器供电的三相电机驱动。在实际应用中，标准三相电机驱动因其成本低、集成度高、易于获取等优点仍然是应用最广泛的驱动系统配置。由于受到电压矢量数量和电流控制维数的限制，提高标准三相电机驱动系统的容错能力仍然是一个具有挑战性的问题。降低标准三相电机驱动系统开路故障下的转矩脉动、电机铜耗具有重要意义。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，包括如下过程：

据电机模型建立三相永磁同步电机正常运行和容错运行的统一控制框架；

电机正常运行时，统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i_d ^*和i_q ^*由最大转矩/安培算法计算得到，实现电机正常运行控制；

电机容错运行时，将统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i_d ^*和i_q ^*替换为得到的容错参考电流i_d-FT ^*和i_q-FT ^*，通过铜耗比率阈值Th_Cu优化容错电流参考值，使电机容错运行铜耗不超过可持续运行最大值P_max的条件下，使电机转矩脉动最小。

进一步的，所述的电机容错运行时，将统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i_d ^*和i_q ^*替换为得到的容错参考电流i_d-FT ^*和i_q-FT ^*，包括如下过程：

所述的电机容错运行包括缺相故障运行和开关管开路故障；

若三相永磁同步电机A相发生缺相故障，故障后A相电流i_A为零，作为A相缺相故障下相电流的约束，得到B相容错参考电流i^* _B-FT，对B相参考电流i^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT，通过使用容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT替换统一控制框架中的参考电流i_d ^*和i_q ^*来实现缺相故障的容错控制；

若三相永磁同步电机发生开关管开路故障时，在半基周期内采用正常运行参考电流，并在另一半基周期采用缺相故障容错控制的容错参考电流，通过将统一控制框架中的参考电流i_d ^*和i_q ^*替换为容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT，实现开关管开路故障的容错控制。

进一步的，所述的三相永磁同步电机A相发生缺相故障时，以故障后A相电流i_A为零为A相缺相故障下相电流的约束，得到B相容错参考电流i^* _B-FT，包括：

三相永磁同步电机A相发生缺相故障时，A相电流i_A为零，作为A相缺相故障下相电流的约束，A相缺相故障下相电流的约束为:

结合约束条件和Park变换，d轴电流i_d和q轴电流i_q用B相电流i_B表示为：

则转矩为:

根据转矩，B相参考电流i^* _B1由参考转矩T_e ^*表示为：

其中系数C₁和C₂表示为：

B相容错参考电流为:

其中I_max为最大相电流幅值。

进一步的，所述的对B相参考电流i^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT，包括：

铜耗P_Cu和机械功率P_Te采用如下公式：

其中，n为转子转速；

铜耗比率R_Cu和机械功率比率R_Te定义为:

用铜耗比率R_Cu和B相电流i_B表示转矩：

用铜耗比率R_Cu来重写B相参考电流i_B：

将铜耗比率R_Cu替换为设定的铜耗比率Th_Cu，得到考虑铜耗的B相参考电流：

若i^* _B1的实时绝对值低于i^* _B2的实时绝对值，将i^* _B1作为B相容错参考电流i^* _B-FT；

若i^* _B1的实时绝对值高于i^* _B2的实时绝对值，将i^* _B2作为B相容错参考电流i^* _B-FT；

则，优化后的B相容错参考电流i^* _B-FT表示为：

对优化后的B相容错参考电流i^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT：

进一步的，所述的三相永磁同步电机发生开关管开路故障时，在半基周期内采用正常运行参考电流，并在另一半基周期采用缺相故障容错控制的容错参考电流，包括：

若A相开关管开路故障，模式选择由正常状态下A相参考电流方向决定；

电机正常运行时，根据统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i_d ^*和i_q ^*，得到正常状态下的A相电流:

在A相电流负基周期，即i^* _A-N<0时，正常运行中的参考电流仍然会被用于这半个基周期中；

在A相电流正基周期，即i^* _A-N>0，为缺相故障提出的容错参考电流应用于这半个基周期；

通过将统一控制框架中的参考电流i_d ^*和i_q ^*替换为容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT，即可实现开关管开路故障的容错控制；同理，其余相开关管开路故障的容错控制与A相相同。

本发明的有益效果是：本发明所涉及的技术方案考虑了电机驱动的磁阻转矩和过流耐受性，利用设计的铜耗因子优化容错电流参考值，从而在电机容错运行铜耗不超过可持续运行最大值的情况下使电机转矩脉动最小。

附图说明

图1为永磁同步电机系统正常运行和容错运行的统一控制框架示意图；

图2为A相缺相故障的转矩脉动最小化示意图:(a)相电流；(b)电磁转矩；(c)功率比；

图3为A相缺相故障转矩脉动和铜耗的平衡优化示意图:(a)相电流；(b)电磁转矩；(c)功率比；(d)瞬时铜耗；

图4为不同速度计算方法的比较示意图；

图5为不同工作状态下的电流路径示意图:(a)S_X1 ON,S_X2 OFF,i_X>0；(b)S_X1 ON,S_X2OFF,i_X<0；(c)S_X1 OFF,S_X2 ON,i_X>0；(d)S_X1 OFF,S_X2 ON,i_X<0；

图6为不同开关管开路故障下的故障相电流示意图:(a)S_X1开路故障；(b)S_X2开路故障；

图7为S_A1开路故障容错控制三相电流示意图；

图8为S_A1开路故障容错方案比较示意图:(a)相电流；(b)电磁转矩；(c)功率比；(d)瞬时铜耗。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

而且，术语“包括”，“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程，方法，物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程，方法，物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程，方法，物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以下结合实施例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。

如图1所示，为标准三相永磁同步电机系统正常运行和容错运行的统一控制框架。包括电机模型和统一的控制框架。

永磁同步电机模型

永磁同步电动机在静止坐标系下的电压和磁链模型可表示为：

其中u_s是定子电压，t为时间，i_s是定子电流，ψ_s是定子磁通，L_s是定子电感，R_s为定子电阻，ψ_f是转子磁通幅值。θ_e是d轴和A相绕组之间的电角。F(θ_e)是磁链分布函数。

通过旋转坐标变换，将式(1)中的电压方程转换到同步参考坐标系下可表示为

式中L_d和L_q分别为d轴电感和q轴电感；u_d和u_q分别为d轴电压和q轴电压；ω_r为转子角速度。

同步参考坐标系中的转矩可以表示为:

其中N_p是极点对的个数。

统一控制框架

正常运行时，d轴和q轴参考电流i_d ^*和i_q ^*由最大转矩/安培(MTPA)算法计算得到。在传统的容错控制方案中，通常对调制方法和控制框架进行重新设计，这将会增加系统的复杂性，并可能导致系统不稳定。与传统方案不同的是，本发明将虚拟健康系统的概念用于设计标准三相永磁同步电动机正常运行和容错运行的统一控制框架。即将故障的电机或逆变器看作虚拟健全的单元，仅增加复合故障特性的电流约束条件。通过该方式，只需将图1中的参考电流i_d ^*和i_q ^*替换为本发明计算的容错参考电流i_d-FT ^*和i_q-FT ^*，即可实现容错控制。使用无拍预测电流控制可确保正常和容错运行下对任意电流模式的有效跟踪。

二、缺相故障的容错控制

转矩脉动的最小化

当三相电机驱动发生缺相故障时，故障相绕组的电流将被强制归零。以A相发生缺相故障为例，故障后A相电流i_A为零.这是优化容错参考电流的基本约束条件。因此，A相缺相故障下相电流的约束可表示为:

结合式(4)中的约束条件和Park变换，d轴电流i_d和q轴电流i_q，可以用B相电流i_B表示，如式(5)所示。

将式(5)代入包含磁阻转矩分量的转矩公式(3)中，转矩可进一步表示为:

根据式(6)，B相参考电流i^* _B1可由参考转矩T_e ^*表示为：

其中系数C₁和C₂表示为：

考虑到逆变器支路和定子绕组的有限的过流能力，设计了最大相电流幅值I_max，保证了安全容错运行。通过这种方式，优化后的B相容错参考电流可表示为:

为了使用式(9)中的B相容错参考电流i^* _B-FT来评估容错性能，式(10)中给出了铜耗P_Cu和机械功率P_Te。需要说明的是，缺相故障对铁损的影响是有限的。为了便于理解，在容错运行中不考虑铁损。

其中，n为转子转速。

为了更直观地显示铜耗P_Cu与机械功率P_Te的比例，将铜耗比率R_Cu和机械功率比率R_Te定义为:

在式(9)中，B相容错参考电流i^* _B-FT的理论波形示例如图2所示。为了便于理解，本发明采用实际电机参数绘制理论波形。同时，负载转矩设为6.7Nm，相电流I_max最大幅值10A。

在图2(a)中，在A相电流为零的约束下，B相电流i_B和C相电流i_C保持相反。B相电流和C相电流的幅值均限制在最大相电流I_max范围内。在边界角π/2和3π/2处，突然改变B相电流和C相电流可以实现理论上最小的转矩损失。由于实际电机系统中不可能出现相电流的突然变化，会产生电流跟踪误差并且加剧转矩脉动。

由图2(b)可以看出，在相电流达到饱和值之前，利用式(9)中的参考电流可以使转矩保持稳定。之后，转矩损失开始发生，直到电流饱和消失。

从图2(c)可以看出，随着转矩的减小，铜耗比率R_Cu会急剧增大。同时，机械功率比率R_Te将急剧下降。

由图2可知，采用式(9)中的参考电流进行容错控制时，在边界角附近会产生明显的电流跟踪误差和较高的铜耗比率。

因此，可通过对容错参考电流进行进一步优化以解决上述问题。

铜损优化

在容错运行中，如果只考虑转矩脉动最小化，在边界角附近可以产生有限的转矩，但导致大量能量的损耗。由于铜耗是安全容错运行的关键因素，不考虑铜耗就降低转矩脉动是不合理的。为此，本发明提出了一种转矩脉动和铜耗的平衡优化方法，以获得更好的容错性能。

结合式(10)和式(11)，可以用铜耗比率R_Cu和B相电流i_B表示转矩，如式(12)所示。

然后通过联立式(6)和式(12)来建立新的方程，用铜耗比率R_Cu来重写B相参考电流i_B，如式(13)所示。通过这种方式，铜耗比率R_Cu对B相电流的影响就可以通过数学模型清晰地表达出来。

根据式(13)，可以通过限制铜耗比率的幅度来避免铜耗过大的问题。因此，直接将铜耗比率R_Cu替换为其预先设定的阈值Th_Cu，即可得到考虑铜耗的B相参考电流，如式(14)所示。

从图2(c)可以看出，低转矩大铜耗的问题只发生在一个电流基波周期的部分区间。因此，式(14)中的参考电流i^* _B2应该与式(7)中的参考电流相结合。

如果i^* _B1的实时绝对值低于i^* _B2的实时绝对值，则铜耗是可接受的，并且i^* _B1的优先级高于i^* _B2，可将其选为B相容错参考电流i^* _B-FT。

如果i^* _B1的实时绝对值高于i^* _B2的实时绝对值，则实时i^* _B1将会造成大量铜耗。

因此，在这种情况下，选择i^* _B2作为B相容错参考电流i^* _B-FT的优先级要高于i^* _B1。

此外，两种情况下的相电流幅值均应限制在阈值I_max以下。

然后，优化后的B相参考电流i^* _B-FT表示为式(15)。

根据式(5)对优化后的B相参考电流i^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT。

最后，缺相故障的容错控制可以通过用容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT替换图1中的参考电流i_d ^*和i_q ^*来实现。

由式(11)可知，铜耗比率R_Cu的取值范围为0～1。为了比较转矩脉动和铜耗平衡优化的容错控制性能，我们使用不同的铜耗比率阈值Th_Cu(0.125、0.25、0.5、1)绘制理论波形，如图3所示。

由于Th_Cu＝1处于铜耗比率范围的边缘，所以引入Th_Cu＝1对容错性能没有影响。因此，Th_Cu＝1时，图3(a)中的B相电流波形与图2(a)相同。

另一方面，B相电流在边界角附近的陡度会随着Th_Cu的减小而减小，如图3(a)所示。因此，电流跟踪误差问题也将得到解决。

从图3(b)可以看出，在相同负载转矩6.7nm的情况下，理论转矩波形的脉动随着Th_Cu的减小而增大。铜耗比率阈值Th_Cu为0.25、0.5和1时的转矩波形非常相似，但Th_Cu＝0.125时的转矩脉动更大。

由图3(b)可以看出，引入铜耗比率阈值Th_Cu对转矩脉动的影响不大，但Th_Cu的取值范围较低。

在图3(c)中，当铜耗比率R_Cu达到其阈值Th_Cu时，其铜耗比率R_Cu的最大值随着Th_Cu的阈值而减小。

从图3(d)可以看出，降低铜耗比率阈值Th_Cu可以显著降低边界角附近的瞬时铜耗。总铜耗也相应降低。当Th_Cu＝0.5时，在不增加转矩脉动的情况下，铜耗可以明显降低，但改善相对有限。Th_Cu＝0.125时，虽然铜耗大大降低，但增加的转矩脉动是不可接受的。相比之下，在Th_Cu＝0.25时，铜耗显著降低，转矩脉动略有增加，达到了相对理想的平衡优化。因此，合理确定铜耗比率阈值Th_Cu对于提高容错性能非常重要。

为了避免电机容错运行中因铜耗过大导致电机损坏，本发明提出了最大铜耗可控的转矩脉动最小化方法。首先，可根据电机参数中可持续运行的最大相电流有效值计算得到电机可持续运行最大铜耗值P_max。

本发明在电机容错运行铜耗不大于P_max的条件下，以转矩脉动最小化为优化目标，通过不断增加Th_Cu以减小转矩脉动。电机铜耗会随着Th_Cu的增加而增加。当电机相铜耗达到可持续运行的最大铜耗值P_max时，Th_Cu停止增加，并稳定在当前值，从而使转矩脉动最小化，并且不会因为过热损坏电机。当电机相铜耗高于持续运行的最大铜耗值P_max时，通过不断降低Th_Cu，以降低电机容错运行铜耗，使其不高于可持续运行的最大铜耗值P_max，从而避免电机损坏。

在轻载情况下，边界角处的电流跳变斜率会随Th_Cu增加而增加。由于电机电流的变化速率是由机端电压和电机电感决定的，为了避免电流变化斜率过大引起电流跟踪误差，本发明提出通过实际的直流母线电压和电机电感计算电流跳变有效跟踪临界角度差的方法，以确保边界角附近电流依然能够得到精准闭环跟踪控制。

边界角附近的电流跳变时间表示为：

其中，U_dc为直流母线电压，Δi_B为B相电流跳变范围，e_EMF(B-C)为B相与C相之间的反电动势，Lp为相电感。

由于反电动势e_EMF(B-C)在边界角附近接近于零，且Δi_B＝2I_max，边界角附近电流跳变时间可进一步简化为：

根据式(17)，电流跳变有效跟踪临界角度差可表示为：

ω_e是电角转速，随着Th_Cu增加，当实时位置角与电机相电流边界角角度差小于临界角度差Δθ_c且电机相铜耗未达到持续运行的最大铜耗时，Th_Cu停止增加，并稳定在当前值，以确保边界角处电流的有效跟踪，同时达到转矩脉动最小化的目的。

速度优化计算

在实际应用中，转子转速通常是通过位置传感器的角度信号间接计算出来的。常用的速度计算方法有两种。第一个是利用一个固定时间段内的角度差计算速度。由于该计算方法更新频率低，采样误差大，动态响应慢。第二种速度计算方法是记录每个开关周期的角度信息，并实时计算每个开关周期相对于某一时间前的角度误差。这样，采样误差和动态响应都得到了很大的改善，但复杂度有所增加。在正常运行的大多数情况下，这两种速度计算方法都是可行的。

与正常运行不同，标准三相永磁同步电动机容错运行时的转速波动是不可避免的。转速波动是由边界角附近的转矩损失引起的。

以图3中Th_Cu＝0.25为例，根据图3(b)的转矩波形，绘制出实际转速与参考转速的速度差值Δn_real，如图4所示。Δn_real波形是由于转矩损失引起的有规律的速度波动。

图4比较了不同速度计算方法下，计算速度与参考速度之间的速度误差波形。第一种速度计算方法的速度误差Δn₁每10ms更新一次。第二种速度计算方法在每一个开关周期中使用最新10ms的角度信息更新速度误差Δn₂。

从图4可以看出，两种速度计算方法都将波动分量引入到实测速度误差Δn₁和Δn₂中。波动分量会影响理想参考转矩，增大转矩脉动。

本发明提出了一种基于基本周期的速度计算方法。速度是通过获得转子旋转360°电角度所花费的时间来计算的。通过均匀增加360°电角度下的离散点数，可以提高更新频率。这样，在本发明提出的速度计算方法中，计算速度与参考速度之间的速度误差Δn_pro可以控制在零附近。最终，避免了速度误差对闭环控制的不利影响，可以进一步减小转矩脉动。

开关故障的容错控制

故障逆变器中电流路径的分析对开路故障容错控制的设计具有重要的指导意义。

图5显示了逆变器在正常和故障状态下的电流路径。

由于各相的工作原理相同，图5中使用下标X表示X相。将不同的电流方向与不同的开关状态相结合，可以得到四种不同的运行状态，如图5(a)-(d)所示。绿色、红色、蓝色分别标记当前正常运行、上开关S_X1开关故障和下开关S_X2开关故障的电流路径。

正常情况下，打开开关S_X1产生高电平，打开开关S_X2输出低电平。S_X1和S_X2的开关状态是互补的。

当S_X1开路故障时，S_X1的电流路径失效。电流必须通过二极管D_X2，在X相电流流出状态下建立新的电流路径，如图5(a)所示。

因此，在此状态下，高电平将被强制为低电平。不使用开关S_X1路径的其他运行状态不受影响，如图5(b)-(d)所示。

X相电流流出状态下，低电平将迫使X相正电流减小至零。此时，故障相运行在近似缺相状态，故障相电流为零，直至故障相进入负半基周期，如图6(a)所示。

当S_X2发生开路故障时，故障特征也遵循同样的规律，如图5(d)所示。

S_X2开路故障下，故障相电流为零，直到故障相进入正半基频周期，如图6(b)所示。

B.双模式容错控制

开路故障可以认为是正常状态和开路相状态的结合。

针对这种故障特征，本发明提出了一种基于双模电流的容错控制方法，以减小转矩脉动和铜耗。

提出方法无需移除整个故障的逆变器桥臂，而是充分利用逆变器故障桥臂剩下健全的开关管来优化容错性能。

在提出的容错控制中，在特定半基周期内采用正常运行参考电流，并在另一半基周期采用缺相故障容错控制的参考电流。

以S_A1开路故障为例，模式选择由正常状态下A相参考电流方向决定。

利用图1中MTPA的参考电流，可以计算出正常状态下的A相电流:

在A相电流负基周期，即i_A-N ^*<0时，开关管S_A1故障下的电流路径确实不会影响正常控制。因此，正常运行中的参考电流仍然会被用于这半个基周期中，如式(20)中所示。

在A相电流正基周期，即i_A-N ^*>0，开关管S_A1阻塞电流路径会影响电机的控制。为缺相故障提出的容错控制的参考电流将会被应用于这半个基周期，如式(20)所示。

最后，通过将图1中的参考电流i^* _d和i^* _q替换为容错参考电流i^* _d-FT和i^* _q-FT，即可很容易地实现开关管开路故障的容错控制。

根据式(20)中的容错参考电流，提出的S_A1开路故障容错控制在铜耗比率阈值为Th_Cu＝0.25下的三相电流如图7所示。

由图7可以看出，在模式Ⅰ中，三相电流保持正常的正弦波，而在模式Ⅱ中，三相电流切换为开相容错运行。

为了评估所提出的双模式开关管开路故障容错控制的性能提升程度，将提出的充分利用逆变器故障桥臂中剩余健全开关管的容错方案与常规去除逆变器故障桥臂的解决方案进行比较。二者均采用6.7Nm的负载转矩和0.25的铜耗比率阈值。

从图8(a)可以看出,提出开关管故障容错控制的B相电流i_B–Ⅱ比传统方B相电流i_B更接近于零线，这表明提出容错方案可进一步降低铜耗。

在图8(b)中，由于消除了模式Ⅰ的转矩损失，提出的容错解决方案T_e-II的转矩脉动明显减小。

在图8(c)中，由于输出正常相电流，所提出的容错解决方案在模式I时铜耗比率R_Cu-II非常低。

图8(d)所示的提出容错方案瞬时铜耗P_Cu-II与常规方案瞬时铜耗P_Cu-I的对比可知，所提出的容错方案比常规方案减少了近一半的总铜耗。

由图8的容错性能对比可知，所提出的开关管开路故障双模容错控制可以充分利用逆变器故障桥臂中剩余的健全开关管，显著降低转矩脉动和铜耗。开关管开路故障容错控制同样采用前述的最大同耗可控的转矩脉动最小化方法，以避免电机在容错运行过程中因铜耗过大导致发热损坏，同时能够最大限度抑制电机容错运行转矩脉动。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (5)

1.三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，其特征在于，包括如下过程：

据电机模型建立三相永磁同步电机正常运行和容错运行的统一控制框架；

电机正常运行时，统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* 由最大转矩/安培算法计算得到，实现电机正常运行控制；

电机容错运行时，将统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* 替换为得到的容错参考电流i _d-FT ^*和i _q-FT ^*，通过铜耗比率阈值Th _Cu 优化容错电流参考值，使电机容错运行铜耗不超过可持续运行最大值P _max 的条件下，使电机转矩脉动最小；

其中的铜耗比率R _Cu 和机械功率比率R _Te 定义为:

其中的P _Cu 为铜耗，P _Te 为机械功率。

2.根据权利要求1所述的三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，其特征在于，所述的电机容错运行时，将统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* 替换为得到的容错参考电流i _d-FT ^*和i _q-FT ^*，包括如下过程：

所述的电机容错运行包括缺相故障运行和开关管开路故障；

若三相永磁同步电机A相发生缺相故障，故障后A相电流i _A为零，作为A相缺相故障下相电流的约束，得到B相容错参考电流i ^* _B-FT，对B相参考电流i ^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT，通过使用容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT替换统一控制框架中的参考电流i _d ^*和i _q ^*来实现缺相故障的容错控制；

若三相永磁同步电机发生开关管开路故障时，在半基周期内采用正常运行参考电流，并在另一半基周期采用缺相故障容错控制的容错参考电流，通过将统一控制框架中的参考电流i _d ^*和i _q ^*替换为容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT，实现开关管开路故障的容错控制。

3.根据权利要求2所述的三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，其特征在于，所述的三相永磁同步电机A相发生缺相故障时，以故障后A相电流i _A为零为A相缺相故障下相电流的约束，得到B相容错参考电流i ^* _B-FT，包括：

三相永磁同步电机A相发生缺相故障时，A相电流i _A为零，作为A相缺相故障下相电流的约束，A相缺相故障下相电流的约束为:

结合约束条件和Park变换，d轴电流i _d 和q轴电流i _q 用B相电流i _B表示为：

则转矩为:

根据转矩，B相参考电流i ^* _B1由参考转矩T _e ^*表示为：

其中系数C₁和C₂表示为：

B相容错参考电流为:

其中I _max为最大相电流幅值，i _C为C相电流，θ _e 是d轴和A相绕组之间的电角，

为极点对的个数，/>

分别为d轴电感和q轴电感，ψ _f 是转子磁通幅值。

4.根据权利要求3所述的三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，其特征在于，所述的对B相参考电流i ^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT，包括：

铜耗P _Cu 和机械功率P _Te 采用如下公式：

其中，n为转子转速，R _s 为定子电阻；

铜耗比率R _Cu 和机械功率比率R _Te 定义为:

用铜耗比率R _Cu 和B相电流i _B表示转矩：

用铜耗比率R _Cu 来重写B相参考电流i _B：

将铜耗比率R _Cu 替换为铜耗比率阈值Th _Cu ，得到考虑铜耗的B相参考电流：

若i ^* _B1的实时绝对值低于i ^* _B2的实时绝对值，将i ^* _B1作为B相容错参考电流i ^* _B-FT；

若i ^* _B1的实时绝对值高于i ^* _B2的实时绝对值，将i ^* _B2作为B相容错参考电流i ^* _B-FT；

则，优化后的B相容错参考电流i ^* _B-FT表示为：

对优化后的B相容错参考电流i ^* _B-FT进行Park变换，得到d轴和q轴容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT：

。

5.根据权利要求4所述的三相永磁同步电机系统开路故障无辅助电路容错控制方法，其特征在于，所述的三相永磁同步电机发生开关管开路故障时，在半基周期内采用正常运行参考电流，并在另一半基周期采用缺相故障容错控制的容错参考电流，包括：

若A相开关管开路故障，模式选择由正常状态下A相参考电流方向决定；

电机正常运行时，根据统一控制框架中的d轴和q轴参考电流i _d ^* 和i _q ^* ，得到正常状态下的A相电流:

在A相电流负基周期，即i ^* _A-N<0时，正常运行中的参考电流仍然会被用于这半个基周期中；

在A相电流正基周期，即i ^* _A-N>0，为缺相故障提出的容错参考电流应用于这半个基周期；

通过将统一控制框架中的参考电流i _d ^*和i _q ^*替换为容错参考电流i ^* _d-FT和i ^* _q-FT，即可实现开关管开路故障的容错控制；同理，其余相开关管开路故障的容错控制与A相相同。

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