CN110649847A - 一种pmslm在低速段的无位置传感器控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,具体步骤:首先构建永磁同步直线电机的矢量控制系统,将旋转高频电压矢量信号从两相静止坐标系α轴和β轴注入,通过带通滤波器(BPF)将高频响应电流iαout和iβout滤出,再通过高频同步轴系高通滤波器(SFF),从而滤出高频负序电流iαOUT和iβOUT;其次不同工作点时,预先测量出不同两相旋转坐标系下的直轴电流id、交轴电流iq对应的不同交直轴耦合因子γ,并通过最小二乘法拟合出γ与id、iq的近似关系式,利用此式解出不同的γ;最后通过γ对iαOUT和iβOUT的关系式,解耦电机真实动子位置θr和因交直轴耦合产生的位置偏差θm,通过锁相环估计出动子位置。本发明消除了交直轴耦合效应,提高了旋转高频注入法估算精度。
Description
技术领域
本发明属于电机控制领域,具体涉及一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,主要应用在做直线运动的一些特殊设备中。
背景技术
在传统的工业生产中,直线运动通常需要旋转电机配合联轴器、滚珠丝杠和滚珠螺母等复杂的机械传动结构和转换装置,效率低,鲁棒性差,且其调速范围会大大受限。永磁同步直线电机(PMSLM)相比于传统传动系统,拥有更高的调速范围;且省去中间传动机构,定位和运动控制更精确,鲁棒性系统更好,系统效率更高,在高速高效率的某些场合下,为直线运动提供可靠平台。永磁同步直线电机高精度的矢量控制系统需要实时获取准确的电机动子位置和速度。传统的矢量控制系统利用机械式传感器来获取动子位置和速度信息,但机械式传感器不仅增加了驱动系统的成本,而且它们很容易受到温度、湿度等环境因素的影响,甚至在某些条件下不可以使用。针对位置传感器带来的上述问题,PMSLM的无位置传感器控制技术亟待解决。目前低速段主要思想是在电机绕组中注入旋转高频电压矢量信号的方式,通过检测分离技术可以提取关于动子位置信息的响应信号,以此来实现动子位置信息和速度的估算。
高频注入法的原理是利用了电机的凸极特性,这种不依赖电机的反电动势基波模型,可在低速段获得较好的运行性能。但是当电机负载较大、交直轴耦合效应加强,高频信号注入法会出现一个较大的和耦合效应有关的位置估计误差,严重影响控制精度,在某些条件下可能还会造成电机失步等。不同工作点引起交直轴耦合效应是非线性关系,因此如何在某一电流工作点下找出交直轴耦合效应对电感的影响,并在动子位置估计过程中精确解耦出真实动子位置,这对于精确地PMSLM无位置控制意义深远。
发明内容
本发明的目的在于提供一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,针对旋转高频电压矢量信号注入电机绕组中时产生交直轴耦合效应问题,在传统高频信号注入法的基础上,预先测量不同工作点下的交直轴耦合因子,利用交直轴耦合因子结合外差法改进锁相环结构,以期消除耦合影响。
实现本发明目的的技术解决方案为:一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,具体步骤如下:
步骤1、构建PMSLM的矢量控制系统,将旋转高频电压矢量信号从两相静止坐标系α轴和β轴注入,通过带通滤波器将高频响应电流iαout和iβout滤出,再通过高频同步轴系高通滤波器,从而滤出高频负序电流iαOUT和iβOUT;
步骤2、不同工作点时,预先测量出不同两相旋转坐标系下的直轴电流id、交轴电流iq对应的不同交直轴耦合因子γ,并通过最小二乘法拟合出γ与id、iq的近似关系式,利用此关系式解出不同情况下的γ;.
步骤3、通过γ对iαOUT和iβOUT的关系式,解耦电机真实动子位置θr和因交直轴耦合产生的位置偏差θm,通过外差法改进的锁相环估计出动子位置。
本发明与现有技术相比,其显著优点在于:
1)本发明考虑了永磁同步直线电机在不同负载时,引起不同程度的交直轴耦合效应的情况下,旋转高频注入法在动子位置估计中的误差。
2)本发明先在有位置传感器矢量控制运行下,不断变换工作点,再注入旋转高频电压矢量信号,利用真实动子位置处理高频负序电流来得到交直轴耦合因子。
3)通过基于外差法的锁相环,有效消除交直轴耦合对位置估计的影响,提高了位置估计精度。
附图说明
图1为本发明PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法流程图。
图2为本发明基于旋转高频信号注入法的PMSLM矢量控制框图。
图3为本发明负序高频电流提取的原理图。
图4为本发明交直轴耦合因子的测量原理图。
图5为本发明基于外差法的锁相环结构图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
永磁同步直线电机(PMSLM)相比于传统传动系统,拥有更高的调速范围;且省去中间传动机构,定位和运动控制更精确,鲁棒性系统更好,系统效率更高,在高速高效率的某些场合下,为直线运动提供可靠平台。永磁同步直线电机高精度的矢量控制系统需要实时获取准确的电机动子位置和速度。传统的矢量控制系统利用机械式传感器(例如光栅尺、霍尔传感器等)来获取动子位置和速度信息,但机械式传感器不仅增加了驱动系统的成本,而且它们的性很容易受到温度、湿度等环境因素的影响,甚至在某些条件下不可以使用。针对位置传感器带来的上述问题,PMSLM的无位置传感器控制技术亟待需要解决。目前低速段主要思想是在电机绕组中注入旋转高频电压矢量信号的方式,通过检测分离技术可以提取关于动子位置信息的响应信号,以此来实现动子位置信息和速度的估算。
高频注入法的原理是利用了电机的凸极特性,这种不依赖电机的反电动势基波模型,可在低速段获得较好的运行性能。但是当电机负载较大、交直轴耦合效应加强,高频信号注入法会出现一个较大的和耦合效应有关的位置估计误差,严重影响控制精度,在某些条件下可能还会造成电机失步等。不同工作点引起交直轴耦合效应是非线性关系,因此如何在某一电流工作点下找出交直轴耦合效应对电感的影响,并在动子位置估计过程中精确解耦出真实动子位置。
本发明考虑了交直轴耦合效应在高频信号注入法时产生得影响,通过外差法改进的锁相环分离出耦合效应产生的影响,预先测量不同工作点的交直轴耦合因子,可以获得更加高精度的动态控制性能。
结合图1和图2,本发明所述的一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,具体步骤如下:
步骤1、构建PMSLM(永磁同步直线电机)的矢量控制系统,将旋转高频电压矢量信号从两相静止坐标系α轴和β轴注入,通过带通滤波器将高频响应电流iαout和iβout滤出,再通过高频同步轴系高通滤波器,从而滤出高频负序电流iαOUT和iβOUT:
首先旋转高频电压矢量信号激励下的电流响应形式。假设永磁同步直线电机三相绕组完全对称,忽略铁芯饱和,忽略涡流损耗和磁滞损耗,那么可以得到在动子磁场定向的dq坐标系(直轴和交轴)中,永磁同步直线电机的高频电压模型为:
式(1)中,LM为dq轴互感,交直轴耦合电感Lc=LM,ud、id分别为直轴电压和电流,uq、iq分别为交轴电压和电流,Ld、Lq分别为直轴电感和交轴电感。
通过坐标变换将两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系,对上式的两相静止坐标系的αβ坐标系注入旋转高频电压矢量信号,得到下式(2):
定义θerr为因交直轴耦合产生的位置偏差:
式(2)中uα、iα分别为α轴电压和电流,uβ、iβ分别为β轴电压和电流,θm为真实动子位置,θerr为因交直轴耦合产生的位置偏差,共模电感La=(Ld+Lq)/2,差模电感Ls=(Ld-Lq)/2。当从αβ坐标系注入一个式(4)的旋转高频电压矢量时,会产生式(5)所示的高频电流响应,式(6)为其电流响应矢量形式,其中uαhf为α轴高频电压矢量,uβh为β轴高频电压矢量,Vhf为注入旋转高频电压矢量信号幅值,ωhf为注入旋转高频电压矢量信号的旋转角速度,t为时间,K为与注入电压及电机参数有关的常数,为合成电流矢量,j为虚部单位。
从式(6)中可以看出,高频电流响应包含正序分量和负序分量,但只有负序分量中包含动子位置信息,以此同时也包含着交直轴耦合引起的位置偏移。图3为高频负序电流提取原理图,先将电机两相静止坐标系响应电流iα、iβ用带通滤波器(BPF)滤波,得到式(5)中的高频响应电流iαout和iβout,然后再将高频电流用高频同步轴系高通滤波器(SFF)滤波,得到高频负序电流分量iαOUT和iβOUT。
具体过程为:先将高频电流变换到高频同步轴系中,这样可使原来的高频正序电流变换为一直流分量,而原来的负序电流旋转角速度变为π*vm/τ-2ωhf,vm为动子速度,τ为电机极距。用高通滤波器滤除直流量,再变换回αβ轴系中,即可得到式(7)所示的α轴和β轴高频负序电流iαOUT和iβOUT。
步骤2、不同工作点时,预先测量出不同两相旋转坐标系下的直轴电流id、交轴电流iq对应的不同交直轴耦合因子γ,并通过最小二乘法拟合出γ与id、iq的近似关系式,利用此关系式解出不同情况下的γ。
这里定义γ=Lc/Ls,可以看出,γ与交直轴耦合电感Lc及差模电感L2有关,当电机带不同负载,并且控制策略不同时,电机将工作在不同的电流工作点,而不同的电流工作点会影响Ld、Lq及Lc的大小。
针对这一问题,这里给出一种预先测量γ的简便方法。先让电机在有位置传感器矢量控制下运行,改变负载及控制策略,使电机运行于需要测量的某一工作点处,然后在αβ轴系中注入旋转高频电压矢量,按步骤1中滤出高频负序电流分量,接下来按图4所示利用真实动子位置θm对负序电流分量进行处理:
iαOUT·cos(2θm-ωhft)+iβOUT·sin(2θm-ωhft)=KLc (8)
iαOUT·sin(2θm-ωhft)-iβOUT·cos(2θm-ωhft)=KLs (9)
将电机工作于不同的电流工作点处,分别测出对应的γ值,然后进行坐标变换后可用函数拟合出式(11)所示γ与id、iq的关系,在进行步骤3前,要先完成步骤2中根据id、iq得出当前电流工作点下的γ值
γ=F(id,iq) (11)
步骤3、通过γ对iαOUT和iβOUT的关系式,解耦电机真实动子位置θr和因交直轴耦合产生的位置偏差θm,通过外差法改进的锁相环估计出动子位置。
从式(7)中可以看出,当直接用外差法处理高频负序电流时,会引入θerr/2的检测误差,因此有必要定量分析交直轴耦合效应对电感的影响。按图5中改进的锁相环结构来处理负序电流分量
上式中,Ls为差模电感,ωhf为注入旋转高频电压矢量信号的旋转角速度,t为时间,K为与注入电压及电机参数有关的常数,iαOUT、iβOUT分别为α轴和β轴高频负序电流,Lc为交直轴耦合电感。
将式(12)两部分作差,可以得到:
ε中存在动子位置估计误差,η为正系数,令动子位置估计误差Δθ=θm-θest,当估计动子位置θest逼近真实动子位置θm时,ε近似与Δθ成正比,通过锁相环的比例积分PI调节器,可以得到估计动子电速度vest,再积分后可得动子估计动子位置θest,用图5中改进的锁相环结构来处理负序电流分量,可有效消除交直轴耦合效应的影响。
Claims (5)
1.一种PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,其特征在于,具体步骤如下:
步骤1、构建PMSLM的矢量控制系统,将旋转高频电压矢量信号从两相静止坐标系α轴和β轴注入,通过带通滤波器将高频响应电流iαout和iβout滤出,再通过高频同步轴系高通滤波器,从而滤出高频负序电流iαOUT和iβOUT;
步骤2、不同工作点时,预先测量出不同两相旋转坐标系下的直轴电流id、交轴电流iq对应的不同交直轴耦合因子γ,并通过最小二乘法拟合出γ与id、iq的近似关系式,利用此关系式解出不同情况下的γ;
步骤3、通过γ对iαOUT和iβOUT的关系式,解耦电机真实动子位置θr和因交直轴耦合产生的位置偏差θm,通过外差法改进的锁相环估计出动子位置。
2.根据权利要求1所述的PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,其特征在于,所述步骤1中,基于旋转高频电压矢量的无位置传感器矢量控制系统构建方法如下:
按照id=0矢量控制的思想给定直轴电流为0,交轴电流以估计速度作为速度闭环反馈输出量作为输入,经过坐标变换后得到两相静止电压α轴电压uαi、β轴电压uβi,经过SVPWM和三相逆变器输出三路基波电压注入PMSLM的绕组,同时旋转高频电压矢量信号也注入PMSLM的绕组,带通滤波器滤出的高频响应电流iαout和iβout包含正、负序分量,在两相旋转dq坐标系下,高频同步轴系的旋转角速度与高频旋转电压相同,通过高频同步轴系高通滤波器,滤出高频负序电流iαOUT和iβOUT。
3.根据权利要求1所述的PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,其特征在于:高频负序电流iαOUT和iβOUT中包含动子位置信息。
4.根据权利要求1所述的PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,其特征在于,所述步骤2中,具体方法如下:
PMSLM在传统有位置传感器的矢量控制下稳定运行在某一工作点,此时对应得到直轴电流id和交轴电流iq,在此时向两相静止坐标系α轴和β轴注入旋转高频电压矢量信号,通过将有位置传感器得到的真实动子位置θm与高频负序电流iαOUT和iβOUT联立方程,求得对应的不同交直轴耦合因子γ,此效应与工作点有关,通过最小二乘法近似预先拟合出一个γ与id、iq的关系式。
γ=F(id,iq)。
5.根据权利要求1或4所述的PMSLM在低速段的无位置传感器控制方法,其特征在于,所述步骤3中,具体方法如下:
通过γ对iαOUT和iβOUT的关系式,解耦电机真实动子位置θm和因交直轴耦合产生的位置偏差θerr,通过外差法输出到改进的锁相环估计出动子位置:
上式中,真实动子位置θm,估计动子位置θest,Ls为差模电感,ωhf为注入旋转高频电压矢量信号的旋转角速度,t为时间,K为与注入电压及电机参数有关的常数,iαOUT、分别为α轴和β轴高频负序电流,Lc为交直轴耦合电感;
将上面两个式子作差,得到:
ε=ηsin(2θm-2θest)
ε中存在动子位置估计误差,η为正系数,令动子位置估计误差Δθ=θm-θest,当估计动子位置θest逼近真实动子位置θm时,ε近似与Δθ成正比,通过锁相环的比例积分PI调节器,得到估计动子电速度vest,再积分后得动子估计动子位置θest。
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