CN102844979A - 交流电动机的转子相位速度推定装置 - Google Patents

Abstract

转子相位速度推定装置具有高频电压施加单元、高频电流基本波成分振幅提取单元、相关信号生成单元以及转子相位生成单元。高频电压施加单元向交流电动机施加高频电压。高频电流基本波成分振幅提取单元从定子电流提取一次傅里叶系数相当值。相关信号生成单元利用傅里叶系数相当值生成相关信号。转子相位生成单元利用相关信号生成转子的相位和速度的推定值。

Description

交流电动机的转子相位速度推定装置

技术领域

本发明涉及转子相位速度推定装置，该转子相位速度推定装置被使用在对于频率高于驱动频率的高频电流转子表现出凸极特性的交流电动机（例如转子中具有永久磁铁的永磁同步电动机、线圈型同步电动机、同步磁阻电动机、转子中具有永久磁铁和励磁线圈的混合励磁型同步电动机、感应电动机等）的驱动控制装置中，用于在不使用位置速度传感器的情况下，即以无传感器的方式，推定转子相位（与位置同义）、速度。

背景技术

可以通过所谓的矢量控制法来实现交流电动机的高性能控制。在矢量控制法中，需要转子的相位或者作为其微分值的速度的信息，以往使用了编码器等的位置速度传感器。但是，从可靠性、轴向的容积、传感器线缆的引出、成本等的观点出发，使用这种位置速度传感器并不理想，一直以来在进行无需位置速度传感器的，即所谓的无传感器矢量控制法的研究开发。

作为有效的无传感器矢量控制法，迄今开发/报告了各种对电动机强制施加频率比驱动频率高的高频电压，并检测/处理作为其响应的高频电流来推定转子相位等的高频电压施加法。

待推定的转子相位可以定在转子的任意位置，不过在转子表现出凸极特性的情况下，一般把转子的负凸极相位或正凸极相位中的某一方选定为转子相位。如本领域技术人员所众所周知的，负凸极相位与正凸极相位之间只不过在电气上具有±π/2(rad)的相位差，若判明了某一方的相位，则自然判明了另一方的相位。考虑到以上情况，下面若没有特别说明，则把转子的负凸极相位作为转子相位。

广义的高频电压施加法由规定了待施加的高频电压的生成方法的狭义高频电压施加法和对作为施加高频电压的响应的高频电流进行处理并规定了转子相位推定值的生成的相位推定法的组合构成。作为在狭义高频电压施加法中被利用的施加高频电压，大多使用直流成分为零且固定高频的交变高频电压。作为交变高频电压的代表性的信号形状，已知有正弦形状、矩形状。

作为施加正弦形状的高频电压的狭义高频电压施加法，已知有一般化椭圆形高频电压施加法、固定正圆形高频电压施加法（固定振幅的正圆形高频电压施加法）、直线形高频电压施加法等。在坐标速度ω_γ的γδ准同步坐标系（由γ轴和与其垂直的δ轴构成的坐标系，其中γ轴旨在按照以零相位为代表的固定相位差与转子相位同步）上将具有高频ω_h的正弦形状高频电压进行电压施加的情况下，基于一般化椭圆形高频电压施加法的正弦形状高频电压由下式表示（在本说明书中，对于与高频电压、高频电流相关的信号等赋予下标h，以表示是与高频电压、高频电流相关的信号）。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_h})\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ (K+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_h})\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1;K=\mathrm{const}---\left(1\right)$

并且，基于固定正圆形高频电压施加法的正弦形状高频电压由下式表示。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array}---\left(2\right)$

并且，基于直线形高频电压施加法的正弦形状高频电压由下式表示。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ 0\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array}---\left(3\right)$

如利用上述式（1）～式（3）毫无疑义地明示的，任何高频电压的矢量各要素的信号都成为了由余弦函数或者正弦函数的三角函数表示的正弦形状。此时的三角函数的变量是作为高频ω_ｈ的时间积分值的ω_ｈｔ。即

${\mathrm{\θ}}_h={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_h\mathrm{d\τ}={\mathrm{\ω}}_{h}t---\left(4\right)$

正弦形状的高频电压不限于式（1）～式（3），可以是包括将式（1）～式（3）组合的各种形式。例如，可以由式（2）和式（3）的组合而得到下面的高频电压。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K)\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ K\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1;K=\mathrm{const}---\left(5\right)$

式（5）的高频电压可以认为是式（1）的高频电压简化后的形式，即强制使ω_γ=0所得到的。

对于矩形的高频电压，若参考正弦形状的高频电压的表示方法，则可如下所示利用符号函数sgn(·)来表示。

$v_{1h}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K)\mathrm{sgn}\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\\ \mathrm{Ksgn}\left(\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1;K=\mathrm{const}---\left(6\right)$

在式（6）的矩形高频电压中，也与正弦形状高频电压同样，不存在直流成分而为零。

在施加高频电压时，可以在驱动电压指令值上叠加高频电压指令值而合成定子电压指令值，可将合成的定子电压指令值作为向电力变换器（逆变器）的输入。由此，能够向电动机施加高频电压。本发明采用的狭义高频电压施加法施加式（1）～式（6）所表示的高频电压。这些高频电压具有“其基本波成分在γδ准同步坐标系上描绘出椭圆轨迹”的特征。一般地，椭圆的短轴与长轴之比不同。在本发明中，把正圆轨迹当作是短轴／长轴之比为1的椭圆轨迹对待。在本发明中，把直线轨迹当作是短轴／长轴之比为0的椭圆轨迹对待。

伴随着向交流电动机施加高频电压，产生作为其响应的高频电流。在对于高频电流表现出凸极特性的交流电动机中，高频电流受到凸极特性的影响，进而高频电流具有凸极相位信息，即转子相位信息。可以通过对包含了转子相位信息的高频电流进行处理，提取出所期望的转子相位信息。

从交流电动机的定子端子检测出的定子电流包含驱动频率的驱动用电流和高频的高频电流。在从高频电流中提取转子相位信息时，一般要求在提取之前，先从定子电流中仅分离提取出高频电流。以往，在从定子电流中分离提取高频电流时，一般采用作为代表性动态处理的滤波处理（参照后述的专利文献1～5，非专利文献1）。

在仅考虑从定子电流中分离提取高频电流的情况下，自然是在分离提取中利用滤波器（高通、带通）。特别地，在待分离提取的高频电流的频率已知且固定的情况下，就能合理地反映。不过在考虑推定系统的稳定动作的情况下，向推定系统导入高频电流分离提取用滤波器必然不会很容易。例如，为了在没有相位延迟/超前的情况下使用带通滤波器从定子电流中分离提取所期望的高频电流，特别是为了排除其它频率成分的混入而进行分离提取，需要减小带通滤波器的带宽。另一方面，窄的带宽易于使推定系统不稳定。相反，在重视推定系统的稳定性时，需要加大带宽。另一方面，宽的带宽会使预定频率的高频电流以外的成分同时取入，难以进行高精度的推定。

如非专利文献1中详细说明的那样，以往高频电流分离提取用带通滤波器的设计是试错性的，要进行恰当的设计会很麻烦（参照非专利文献1）。而且，每次变更施加高频电压的高频，都需要试错性的且很麻烦的带通滤波器重新设计（参照非专利文献1）。

在高频电流分离提取中使用高通滤波器的情况下，一般由于高通滤波器的不可避免的性质，提取出的高频电流会产生相位超前，从而难以进行准确的相位推定。另外，还会同时取入高频电流的频率以上的诸多成分，难以进行高精度的推定。

在进行转子的相位或速度的推定时，对于转子相位和具有相关性的相关信号之间的正相关区域，也要加以注意。正相关区域狭小意味着容易由于干扰扭矩等而使转子相位脱离正相关区域。转子相位一旦脱离正相关区域，就再也不能保证推定系统的稳定相位推定。稳定推定一旦失败，通常就无法恢复稳定推定。在作为在先发明的专利文献1～5、非专利文献1等所提出的以往的转子相位推定法中，大多在γδ准同步坐标系上所评价的转子相位与具有相关性的相关信号之间的正相关区域关于θγ至多为±π/4(rad)，非常窄（参照后述的图1～3）。

在推定转子的相位或速度时，不仅是相位推定法，还需要对与相位推定法一起构成推定系统的高频电压施加法加以注意。从实用性的观点出发，高频电压施加法必须简单。但是，以往的发明如专利文献3～5的“在多个矢量方向上对电动机施加由振幅和脉宽相等但极性互不相同的2个脉冲电压构成的矩形波的交替高频电压”那样需要复杂的高频电压施加手段。

专利文献1：日本特许第4178834号公报

专利文献2：日本特开2007-185080号公报

专利文献3：日本特开2009-171680号公报

专利文献4：日本特开2009-273254号公报

专利文献5：日本特开2009-273283号公报

非专利文献1：Y.Chen,L.Wang,and L Kong:“Research of Position SensorlessControl of PMSM Based on High Frequency Signal Injection”,Proc.of InternationalConference of Electrical Machines and Systems(ICEMS 2008),pp.3973-3977(2008-10)

非专利文献2：新中新二：「永久磁石同期モータのベクトル制御技術（下巻、センサレス駆動の真髄）」、産業図書（2008－12）

发明内容

本发明是在上述背景下做出的，其目的如下所述。

（1）提供无需用于从定子电流中分离提取高频电流的动态处理，或者无需仅高精度地提取高频成分的窄带滤波器，在原理上具有很高的稳定性且不具有相位延迟/超前的相位速度推定装置。

（2）提供能够生成具有宽的正相关区域的相关信号，且难以因突发的干扰而导致推定不稳定的相位速度推定装置。

（3）提供能够利用简单的高频电压施加手段而容易实现的相位速度推定装置。

为了实现上述目的，权利要求1的发明是一种在驱动控制装置中使用的转子相位速度推定装置，该驱动控制装置用于转子对频率比驱动频率高的高频电流表现出凸极特性的交流电动机，具有定子电压施加和定子电流检测的功能，该转子相位速度推定装置具有：高频电压施加单元，其在由γ轴和与γ轴正交的δ轴构成的γδ准同步坐标系上，在驱动用电压上重叠直流成分为零且以高频ω_h为基本频率的高频电压并向该交流电动机施加，其中所述γ轴旨在按照以零相位差为代表的固定相位差与旋转的转子的相位同步；高频电流基本波成分振幅提取单元，其从该驱动控制装置得到定子电流，对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值；相关信号生成单元，其利用从γ轴、δ轴要素中提取的该傅里叶系数相当值，在γδ准同步坐标系上生成与所评价的转子相位具有相关性的相关信号；转子相位生成单元，其利用该相关信号生成该γδ准同步坐标系的相位和基本上与转子相位推定值或者转子相位成微积分关系的转子速度推定值中的至少任意一方的推定值。

权利要求2的发明是一种在驱动控制装置中使用的转子相位速度推定装置，该驱动控制装置用于转子对频率比驱动频率高的高频电流表现出凸极特性的交流电动机，具有定子电压施加和定子电流检测的功能，所述转子相位速度推定装置具有：高频电压施加单元，其在由γ轴和与γ轴正交的δ轴构成的γδ准同步坐标系上，在驱动用电压上重叠直流成分为零且以高频ω_h为基本频率的高频电压并向该交流电动机施加，其中所述γ轴旨在按照以零相位差为代表的固定相位差与旋转的转子的相位同步；高频电流基本波成分振幅提取单元，其从该驱动控制装置得到定子电流，对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素中的任意1个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值；转子相位生成单元，其把所提取的该傅里叶系数相当值当作在该γδ准同步坐标系上与所评价的转子相位具有相关性的相关信号，使用该傅里叶系数相当值本身或者其数倍值，生成该γδ准同步坐标系的相位和基本上与转子相位推定值或者转子相位成微积分关系的转子速度推定值中的至少任意一方的推定值。

权利要求3的发明是在权利要求1或权利要求2所述的转子相位速度推定装置中，该高频电压施加单元中的该高频电压是由以高频ω_h的时间积分值为变量的三角函数表示的正弦形状电压。

利用数学式对权利要求1的发明的效果进行说明。参考图1。在该图中，描绘了d轴（主轴）与转子相位无相位差地完全同步的dq同步坐标系、α轴（主轴）相位与定子的u相绕组相位相同的αβ固定坐标系、以及具有旨在按照以零相位差为代表的固定相位差与转子相位同步的γ轴（主轴）的γδ准同步坐标系。在该图中，γδ准同步坐标系的转子的瞬时速度由ωγ表示。另外，转子相对于γ轴在某个瞬时成为相位θγθ。旋转方向的极性是从主轴（γ轴）到副轴（δ轴）的旋转为正向。

在以下的说明中，不失一般性地，γδ准同步坐标系旨在以零相位差与转子相位同步。换言之，旨在收敛至dq同步坐标系。另外，电动机向包括零速度在内的正向旋转，并且以为了转子相位推定而叠加在驱动用电压上的高频电压的基本频率ω_h为正。这个前提是为了简化说明，因此不会失去说明的一般性，也不会错失本发明原理的本质。以上的前提当然也适用于式（1）～式（6）所示的高频电压。可以使用余弦函数（cos函数）、正弦函数（sin函数）中的任意一个三角函数来表示具有正弦形状的高频电压，不过在本发明的说明中，为了保证说明的简明性，如式（1）～式（5）所示的高频电压那样，用余弦函数来表示施加电压的γ轴要素（第1要素）。另外，以施加电压的γ轴要素（第1要素）为基准来表示其它信号的相位。

关于形成权利要求1的发明的一个要素的傅里叶级数和傅里叶系数，对其要点进行说明。傅里叶级数中存在复数傅里叶级数和三角傅里叶级数，不过其本质是同样的。在说明本发明的效果时，为简单起见利用三角傅里叶级数。考虑具有周期T_h的周期信号f(t)。如下所示对本信号进行三角傅里叶级数展开。

$f\left(t\right)=\frac{a_0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\cos \left(n\frac{2\mathrm{\π}}{T_h}t\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n\sin \left(n\frac{2\mathrm{\π}}{T_h}t\right)---\left(7a\right)$

$a_n=\frac{2}{T_h}{\∫}_{-T_h/2+t_1}^{T_h/2+t_1}f\left(t\right)\cos \left(n\frac{2\mathrm{\π}}{T_h}t\right)\mathrm{dt};n=\mathrm{0,1,2},......---\left(7b\right)$

$b_n=\frac{2}{T_h}{\∫}_{-T_h/2+t_1}^{T_h/2+t_1}f\left(t\right)\sin \left(n\frac{2\mathrm{\π}}{T_h}t\right)\mathrm{dt};n=\mathrm{1,2},......---\left(7c\right)$

确定三角傅里叶系数a_n、b_n的式（7ｂ）和式（7ｃ）中的t₁为定义周期信号的时域中的任意时刻。

在向转子对于高频电流表现出凸极特性的交流电动机施加式（1）的一般化椭圆形高频电压的情况下，作为施加高频电压的响应而流过如下的高频电流。

$i_{1h}=\frac{V_h}{{\mathrm{\ω}}_h{L}_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}a& b_1\\ c& d_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]=I_1\left[\begin{array}{cc}a& b_1\\ c& d_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]---\left(8a\right)$

$\left.\begin{array}{c}a=L_i-L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ b_1={\mathrm{KL}}_m\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ c=-L_m\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ d_1=-K(L_i+L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}})\end{array}\right\}---\left(8b\right)$

上式中的L_d、L_q是对于高频电流的d轴、q轴电感，L_i、L_m是与d轴、q轴电感具有如下关系的同相、镜相电感。

$\left[\begin{array}{c}{L}_d\\ L_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{L}_i\\ L_m\end{array}\right]---\left(9\right)$

在向转子对于高频电流表现出凸极特性的交流电动机施加式（2）的固定正圆形高频电压的情况下，作为其响应而流过如下的高频电流。

$i_{1h}=\frac{V_h}{({\mathrm{\ω}}_h+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}})L_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}a& b_2\\ c& d_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]=I_2\left[\begin{array}{cc}a& b_2\\ c& d_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]---\left(10a\right)$

$\left.\begin{array}{c}a=L_i-L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ b_2=L_m\sin {2\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ c=-L_m\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ d_2=-(L_i+L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}})\end{array}\right\}---\left(10b\right)$

在向转子对于高频电流表现出凸极特性的交流电动机施加式（3）的直线形高频电压的情况下，作为其响应而流过如下的高频电流。

$i_{1h}=\frac{{\mathrm{\ω}}_h{V}_h}{({\mathrm{\ω}}_h^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}}^2)L_d{L}_q}\left[\begin{array}{cc}a& b_3\\ c& d_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]=I_3\left[\begin{array}{cc}a& b_3\\ c& d_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]---\left(11a\right)$

$\left.\begin{array}{c}a=L_i-L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ b_3=-K_{\mathrm{\ω}}{L}_m\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ c=-L_m\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}\\ d_3=K_{\mathrm{\ω}}(L_i+L_m\cos 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}})\end{array}\right\}---\left(11b\right)$

$K_{\mathrm{\ω}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_h}---\left(11c\right)$

如由式（8）、式（10）及式（11）所理解的那样，在施加了正弦形状的高频电压的情况下，作为其响应的高频电流一般可以如下表示。

$i_{1h}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γh}}\\ i_{\mathrm{\δh}}\end{array}\right]=I_i\left[\begin{array}{cc}a& b_i\\ c& d_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{a}}_i& {\tilde{b}}_i\\ {\tilde{c}}_i& {\tilde{d}}_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]---\left(12\right)$

上式中的下标γ、δ表示的是作为γδ准同步坐标系上的2×1矢量的高频电流的γ轴要素、δ轴要素。另外，式（12）中的I_i是因高频电压、频率、定子电感等引起的振幅成分。另外，a、bi、c、di是包含转子相位的振幅成分。它们的具体值如式（8）、式（10）和式（11）所示。式（12）所记载的高频电流描绘出椭圆轨迹。在图2中，描绘了γδ准同步坐标系上的高频电流的轨迹的一例。

考虑在γδ准同步坐标系上，在驱动用电压上重叠施加高频电压。根据式（12），与此对应的定子电流i₁记述为如下。

$i_1=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=i_{1f}+i_{1h}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γf}}\\ i_{\mathrm{\δf}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γh}}\\ i_{\mathrm{\δh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γf}}\\ i_{\mathrm{\δf}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{\tilde{a}}_i& {\tilde{b}}_i\\ {\tilde{c}}_i& {\tilde{d}}_i\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right]---\left(13\right)$

定子电流i₁被表示为驱动用电流i_1f与高频电流i_1h的矢量和。下标f表示是驱动用信号。

在式（13）中，转子相位信息包含在高频成分的振幅a、b_i、c、d_i中。这些振幅可以沿用式（7ｂ）和式（7ｃ）中给出的傅里叶系数确定方法，可以如下所述地提取。

${\tilde{a}}_i=I_{i}a=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^t{i}_{\mathrm{\γ}}\sin {\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\τd\τ}---\left(14a\right)$

${\tilde{b}}_i=I_i{b}_i=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^t{i}_{\mathrm{\γ}}\cos {\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\τd\τ}---\left(14b\right)$

${\tilde{c}}_i=I_{i}c=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^t{i}_{\mathrm{\δ}}\sin {\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\τd\τ}---\left(14c\right)$

${\tilde{d}}_i=I_i{d}_i=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^t{i}_{\mathrm{\δ}}\cos {\mathrm{\ω}}_h\mathrm{\τd\τ}---\left(14d\right)$

$T_h=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_h}---\left(15\right)$

式（14）的定积分实际上是以离散时间的方式近似进行的.用于离散时间化的采样周期T_s与式（22）的周期T_h如下所示成为整数N的关系。

T_h＝NT_s     (16)

此时，下述式（17a）的定积分是如式（17b）那样按照每个采样周期而离散近似地进行的。

$y\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^{t}x\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}---\left(17a\right)$

$\left.\begin{array}{c}y\left(k{T}_s\right)\≈\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left((k-i)T_s\right)T_s=\frac{2}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left((k-i)T_s\right)\\ =\frac{2}{N}\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{z}^{-i}\right)x\left({\mathrm{kT}}_s\right)\\ =\frac{2}{N}\·\frac{1-z^{-N}}{1-z^{-1}}x\left({\mathrm{kT}}_s\right)\\ \≈\frac{2}{N}\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^i{z}^{-i}\right)x\left({\mathrm{kT}}_s\right)=\frac{2}{N}\·\frac{1-r^N{z}^{-N}}{1-{\mathrm{rz}}^{-1}}x\left({\mathrm{kT}}_s\right)\end{array}\right\}---\left(17b\right)$

z^-1x(kT_s)＝x((k-1T_s)      (17c)

0＜r＜1   (17d)

这里t=kT_s，z-1如式（17c）所示是延迟算子。r在大多情况下是微计算机所能应对的小于1的最大值。

权利要求1的发明中的高频电流基本波成分振幅提取单元从驱动控制装置得到定子电流，对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值。更具体地讲，对式（13）的定子电流进行式（14）的傅里叶系数处理，提取其一次傅里叶系数相当值。

${\tilde{a}}_i,{\tilde{b}}_i,{\tilde{c}}_i,{\tilde{d}}_i$

式（14）的傅里叶系数处理实际上是如作为其相当处理的一种的式（17）那样以离散时间近似的方式进行的。在权利要求1的发明中，如后面详细说明的那样，可以撤去或者变更确定一次傅里叶系数相当值的式（14）和式（17a）的积分系数ω_h／π、式（17b）的近似积分系数2/N。考虑到积分系数等的撤去/变更，在本发明中，代替一次傅里叶系数本身而使用一次傅里叶系数相当值的用语。

式（14）的定积分处理也可以通过低通滤波处理而近似地进行。式（17a）的定积分处理与低通滤波器F(s)的处理之间一般有以下的近似关系。

$y\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_h}{\mathrm{\π}}{\∫}_{t-T_h}^{t}x\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}\≈2F\left(s\right)x\left(t\right);F\left(0\right)=1---\left(18\right)$

在权利要求1的发明中，还考虑到式（18）的近似处理而采用了“相当于傅里叶级数展开的处理”的表述。

如通过以上的说明已然明白的那样，傅里叶系数相当值是对定子电流本身进行相当于傅里叶级数展开的处理而得到的。即，不必预先提取高频电流。假设在利用直流截止滤波器粗略地提取高频电流的情况下，可以使用无损于推定系统的稳定性的带宽足够宽的直流截止滤波器。即，粗略地提取高频电流这样的粗略处理就够了。

在以上的说明中，作为待施加的高频电流，考虑了由以高频ω_h的时间积分值作为变量的三角函数表示的电压（代表性的例子为式（1）～式（5）），对一次傅里叶系数相当值的生成进行了说明。若相当于傅里叶级数展开的处理考虑到了具有排除基本波成分以外的谐波成分的影响的能力，则接受相当于傅里叶级数展开的处理的高频电流可以含有基本波成分以外的谐波成分。施加产生这样的高频电流的高频电压的高频电压施加单元如权利要求1的发明所记载的那样，能够在驱动用电压上叠加直流成分为零且以高频ω_h为基本频率的高频电压并向该交流电动机施加即可。作为非正弦形状的高频电压，例如可以考虑式（6）的高频电压。

在权利要求1的发明中，通过相关信号生成单元，利用从γ轴、δ轴要素中提取的傅里叶系数相当值，在该γδ准同步坐标系上生成与所评价的转子相位具有相关性的相关信号。作为重视正相关区域的扩大和运算负荷的减轻的相关信号p_c的生成方法，至少存在如下所示的方法。

$p_c=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{K{\tilde{c}}_1-{\tilde{b}}_1}{K{\tilde{a}}_1+{\tilde{d}}_1}\right)={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}};K\≠0---\left(19\right)$

$p_c=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{{\tilde{c}}_2-{\tilde{b}}_2}{{\tilde{a}}_2+{\tilde{d}}_2}\right)={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}---\left(20\right)$

$p_c=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{K_{\mathrm{\ω}}{\tilde{c}}_3+{\tilde{b}}_3}{K_{\mathrm{\ω}}{\tilde{a}}_3-{\tilde{d}}_3}\right)={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}};K_{\mathrm{\ω}}\≠0---\left(21\right)$

本相关信号实质上与转子相位θ_γ相同。即，本相关信号在任一高频电压施加法中都具有最大的正相关区域±π/2(rad)。另外，具有对施加高频电压的振幅、频率不敏感，对电动机参数不敏感的特征。运算负荷比较轻。另一方面，具有无法用于高频电流的正相成分与反相成分的振幅实质上相同的高频电压施加法，通用性稍有欠缺的问题。

作为重视通用性和正相关区域的相关信号p_c的生成方法，至少存在如下所示的方法。

$p_c=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{2({\tilde{a}}_i{\tilde{c}}_i+{\tilde{b}}_i{\tilde{d}}_i)}{{\tilde{a}}_i^2+{\tilde{b}}_i^2-{\tilde{c}}_i^2-{\tilde{d}}_i^2}\right)---\left(22\right)$

式（22）的相关信号也是高频电流的椭圆轨迹的长轴相位θ_γe（参照图2），与转子相位具有很强的正相关性。具有可应用于所有高频电压施加法的通用性。另一方面，本相关信号与式（19）～式（21）相比，具有运算负荷稍有加大的特征。作为参考，对于根据作为利用式（1）的一般化高频电压时的响应的式（8）的高频电流生成式（22）的相关信号p_c的情况，把椭圆系数K选定为K=0.5，转子相位与相关信号之间的相关特性如图3A所示。

作为重视正相关区域和运算负荷的相关信号p_c的生成方法，至少存在如下所示的方法。

$p_c=\frac{1}{1+K}{\tan }^{-1}\left(\frac{{\tilde{c}}_1-{\tilde{b}}_1}{{\tilde{a}}_1+{\tilde{d}}_1}\right);0\≤K\≤1---\left(23\right)$

式（23）的相关信号与式（22）的相关信号具有同等的正相关区域，但与式（22）相比，运算负荷得以减轻。在把式（23）与式（19）和式（20）进行比较的情况下，运算负荷是同等程度的。关于通用性（椭圆系数K的选定范围），式（23）更优，但是关于正相关区域，式（19）和式（20）更优。另外，在把椭圆系数K选定为K=1的情况下，式（23）与式（19）和式（20）是同样的。

作为在维持可应用于所有的高频电压施加法的高通用性的同时减轻了运算负荷的相关信号，至少存在如下的相关信号。

$p_c={\tan }^{-1}\left(\frac{{\tilde{c}}_i}{{\tilde{a}}_i}\right)---\left(24\right)$

图3B示出了转子相位与本相关信号之间的相关特性。本相关信号作为通用性和简略化的代价，大幅减小了正相关区域。在大凸极比r_s=-L_m/L_i=0.5的电动机的情况下，确保了1.2(rad)的比较大的正相关区域，不过在小凸极比r_s=0.1的电动机的情况下只能得到0.8(rad)左右的正相关区域。

式（19）～式（24）所例示的正相关信号生成方法如生成原理所表明的那样，利用了高频成分振幅（一次傅里叶系数）

${\tilde{a}}_i,{\tilde{b}}_i,{\tilde{c}}_i,{\tilde{d}}_i$

的相对比。因此，在利用这些正相关信号生成方法的情况下，可以撤去或者变更确定一次傅里叶系数相当值的式（14）和式（17a）的积分系数ω_h／π、式（17b）的近似积分系数2/N。

在权利要求1的发明中，通过转子相位生成单元，利用相关信号生成γδ准同步坐标系的相位和基本上与转子相位推定值或者转子相位成微积分关系的转子速度推定值中的至少任意一方的推定值。简单地说，转子相位生成单元基于一般化积分型PLL法构成即可。一般化积分型PLL法（参照非专利文献2）由下式给出。

ω_γ＝C(s)p_c     (25a)

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{\α}}=\frac{1}{s}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\γ}}---\left(25b\right)$

$C\left(s\right)=\frac{C_N\left(s\right)}{C_D\left(s\right)}=\frac{c_{\mathrm{nm}}{s}^m+c_{\mathrm{nm}-1}{s}^{m-1}+...+c_{n0}}{s^{m-1}+c_{\mathrm{dm}-1}{s}^{m-2}+...+c_{d1}}---\left(25c\right)$

在相关信号的生成中，排除了施加高频电压的振幅、高频的影响，由此容易理解，无需与施加高频电压的振幅、高频的变更相伴随而变更/再设计相位控制器C（s）

在本发明的情况下，相位控制器可以通过下面的一次控制器（PI控制器）得到充分的性能。

$C\left(s\right)=\frac{C_N\left(s\right)}{C_D\left(s\right)}=\frac{c_{n1}s+c_{n0}}{s}=c_{n1}+\frac{c_{n0}}{s}---\left(26\right)$

式（25b）的ωγ是γδ准同步坐标系的速度，式（25c）的

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{\α}}$

是根据γδ准同步坐标系的α轴评价的相位。这些信号如从式（25c）所明白的那样，相互为微积分的关系。γδ准同步坐标系是旨在追随dq同步坐标系的坐标系，因此它们分别成为转子的速度推定值、相位推定值。

由以上的说明可知，权利要求1的发明可以产生可使相位速度推定装置具有以下特性的效果。

（1）无需用于从定子电流中分离提取高频电流的动态处理，或者无需仅高精度地提取高频成分的窄带滤波器，可以进行在原理上具有很高的稳定性且不具有相位延迟/超前的相位速度推定。

（2）可以进行如式（19）～式（21）所例示的代表例那样，能够生成具有宽的正相关区域的相关信号，且难以因突发的干扰而导致推定不稳定的相位速度推定。

（3）如式（1）～式（6）中所例示的那样，可以利用简单的高频电压施加单元，容易实现使用式（14）～式（26）说明的相位速度推定（下面将通过使用了图4～8的实施例再次进行说明）。

接着对权利要求2的发明的效果进行说明。权利要求2的发明相对于权利要求1的发明的不同之处有2点。第一个不同之处在于“高频电流基本波成分振幅提取单元对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素中的任意一个要素进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值”。在权利要求1的发明中，对于γ轴要素和δ轴要素这两个要素进行相当于傅里叶级数展开的处理而提取其一次傅里叶系数相当值。与此相对，在权利要求2的发明中，对于γ轴要素和δ轴要素中的任意一个要素进行相当于傅里叶级数展开的处理而提取其一次傅里叶系数相当值。

权利要求2的发明相对于权利要求1的发明的第二个不同之处在于“把傅里叶系数相当值当作在γδ准同步坐标系上与所评价的转子相位具有相关性的相关信号，利用傅里叶系数相当值本身或者其数倍值来生成转子相位推定值等”。在权利要求1的发明中，需要相关信号生成单元，该相关信号生成单元利用从γ轴、δ轴要素中提取的傅里叶系数相当值，在γδ准同步坐标系上生成与所评价的转子相位具有相关性的相关信号。与此相对，在权利要求2的发明中，把傅里叶系数相当值本身或者其数倍值当作相关信号，因此无需相关信号生成单元。

作为权利要求2的发明中的相关信号，可以考虑仅根据定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的δ轴要素得到的如下信号。

$p_c=K_{\mathrm{\γ}}{\tilde{c}}_i=K_{\mathrm{\γ}}{I}_{i}c=-K_{\mathrm{\γ}}{L}_m{I}_i\sin 2{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\γ}}---\left(27\right)$

此处，Ｋ_γ是用于使信号变成数倍的任意值的系数。

作为权利要求2的发明中的相关信号，可以考虑仅根据定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素得到的如下信号。

$p_c=K_{\mathrm{\δ}}{\tilde{b}}_i=K_{\mathrm{\δ}}{I}_i{b}_i---\left(28\right)$

此处，Ｋ_δ是用于使信号变成数倍的任意值的系数。为了利用式（28）的关系，需要“在θ_γ不为零的情况下，b_i不为零”的条件，可用的高频电压受到限制。

在权利要求2的发明的情况下，正相关信号p_c的生成所要求的运算负荷与权利要求1的发明中的任意一个相关信号相比都是最小的。但是，作为其第一个代价，产生了“转子相位与本信号的正相关区域变得最小”的缺点。作为第二个代价，本相关信号会包含被其它正相关信号抵消排除掉的振幅信息I_i。该振幅信息I_i包含施加高频电压的振幅、频率等。因此，为了稳定地构成利用相关信号p_c的PLL，每当变更高频电压的振幅、频率时，需要重新设计PLL。

由以上的说明可知，权利要求2的发明可以产生可使相位速度推定装置具有与权利要求1的发明同样的特性的效果。虽然有以上说明的代价，权利要求2的发明可以产生如下的效果：以最小的运算负荷使相位速度推定装置具有与权利要求1的发明同样的特性。

接着对权利要求3的发明的效果进行说明。权利要求3的发明是在权利要求1或权利要求2所述的转子相位速度推定装置中，所使用的高频电压是由以高频ω_h的时间积分值为变量的三角函数表示的正弦形状电压。在施加由三角函数表示的正弦形状的高频电压的情况下，对应的高频电流如式（8）、式（10）和式（11）所示，仅为高频基本波成分。即，高频电流不含有谐波成分。因此，高频电流所引起的铜损等的损失、噪声变得最小。进而，根据权利要求3的发明，可以产生如下的效果：能够以最小损失、最小噪声使相位速度推定装置实现权利要求1、权利要求2的效果。

附图说明

图1是示出3种坐标系与转子相位的1个关系例的图。

图2是示出高频电流的基本波成分轨迹的一例的图。

图3A是示出相关信号与转子相位之间的相关特性的图。

图3B是示出相关信号与转子相位之间的相关特性的图。

图4是示出一个实施例中的驱动控制装置的基本结构的框图。

图5是示出一个实施例中的相位速度推定器的基本结构的框图。

图6是示出一个实施例中的相位速度推定器的基本结构的框图。

图7是示出一个实施例中的相位速度推定器的基本结构的框图。

图8是示出一个实施例中的相位速度生成器的基本结构的框图。

标号说明

1交流电动机

2电力变换器

3电流检测器

4a三相二相变换器

4b二相三相变换器

5a矢量旋转器

5b矢量旋转器

6电流控制器

7指令变换器

8速度控制器

9带止滤波器

10相位速度推定器

10-1高频电压指令器

10-2高频基本成分振幅提取器

10-3相关信号生成器

10-4相位同步器

10-5低通滤波器

10-6直流截止滤波器

11系数器

12余弦正弦信号发生器

具体实施方式

以下利用附图对本发明的实施例进行详细说明。对于作为代表性交流电动机的永磁同步电动机，图4示出了具有本发明的转子相位速度推定装置的驱动控制装置的一例。本发明的要点是转子相位速度推定装置，不过为了明确转子相位速度推定装置在电动机驱动控制系统总体中的定位，先从包含驱动控制装置的电动机驱动控制系统总体开始进行说明。1表示交流电动机，2表示电力变换器，3表示电流检测器，4a、4b分别表示三相二相变换器和二相三相变换器，5a、5b都表示矢量旋转器，6表示电流控制器，7表示指令变换器，8表示速度控制器，9表示带止滤波器，10表示利用了本发明的相位速度推定器，11表示系数器，12表示余弦正弦信号发生器。在图4中，除了1的电动机之外，由2至12的诸设备构成驱动控制装置。在该图中，为了保证简明性，用一根粗信号线来表示2×1的矢量信号。在下面的框图表示中也如此。

电流检测器3所检测到的三相定子电流被三相二相变换器4a变换为αβ固定坐标系上的二相电流后，由矢量旋转器5a变换为旨在以零相位差与转子相位进行相位同步的γδ准同步坐标系的二相电流。利用带止滤波器9从变换电流中排除高频电流，得到驱动用电流，将其送至电流控制器6。电流控制器6生成γδ准同步坐标系上的驱动用二相电压指令值，以使γδ准同步坐标系上的驱动用二相电流追随各相的电流指令值。这里，使从相位速度推定器10接收到的二相高频电压指令值重叠在驱动用二相电压指令值上，将重叠合成后的二相电压指令值送至矢量旋转器5b。在5b处，将γδ准同步坐标系上的重叠合成的电压指令值变换为αβ固定坐标系上的二相电压指令值，送往二相三相变换器4b。在4b处，将二相电压指令值变换为三相电压指令值，作为给电力变换器2的最终指令值而输出。电力变换器2产生与指令值相应的电力，施加给交流电动机1，对其进行驱动。

相位速度推定器10接收作为矢量旋转器5a的输出的定子电流（根据需要还可接收驱动用电流的指令值），输出转子相位推定值、转子的电气速度推定值以及高频电压指令值。在余弦正弦信号发生器12把转子相位推定值变换为余弦/正弦信号之后，传递给建立γδ准同步坐标系的矢量旋转器5a、5b。这意味着把转子相位推定值作为γδ准同步坐标系的相位。

如本领域技术人员所公知的，可以通过指令变换器7对扭矩指令值进行变换而得到γδ准同步坐标系上的二相电流指令值。在通过系数器11对作为来自相位速度推定器10的输出信号之一的转子速度推定值（电气速度推定值）乘以作为固定值的极对数N_p的倒数而变换为机械速度推定值后，送至速度控制器8。在图4的本例中，示出了构成速度控制系统的例子，因此作为速度控制器8的输出得到了扭矩指令值。如本领域技术人员所公知的，在控制目的是扭矩控制而不构成速度控制系统的情况下，无需速度控制器8。在此情况下，从外部直接施加扭矩指令值。

本发明的核心在于与转子相位速度推定装置实质上同义的相位速度推定器10。在速度控制、扭矩控制中，都不需要对相位速度推定器10进行任何变更。并且，在驱动对象电动机是其它交流电动机的情况下，也不需要对相位速度推定器10进行任何变更。以下，对于速度控制、扭矩控制等的控制模式不失一般性，进而对于驱动对象交流电动机不失一般性地，对相位速度推定器10的实施例进行说明。

实施例1

图5中示出了利用权利要求1、3的发明的相位速度推定器10的一个实施例。本相位速度推定器10基本上由以下4个设备构成：实现高频电压施加单元的高频电压指令器（示为HFVC）10-1、实现高频电流基本波成分振幅提取单元的高频基本成分振幅提取器10-2、实现相关信号生成单元的相关信号生成器10-3、实现转子相位生成单元的相位同步器10-4。

高频电压指令器10-1在以转子相位推定值为基准（γ轴）相位的2轴正交的γδ准同步坐标系上生成高频电压指令值。如图4所示，高频电压指令器10-1与驱动控制装置内的设备5b、4b、2一起进行高频电压施加。作为高频电压指令器生成的高频电压指令值，例如可以采用基于式（1）～式（6）的高频电压指令值。

$v_{1h}^{*}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K\frac{{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{2n}}{{\mathrm{\ω}}_h})\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ (K+\frac{{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{2n}}{{\mathrm{\ω}}_h})\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1;K=\mathrm{const}---\left(29\right)$

$v_{1h}^{*}=V_h\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ \sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array}---\left(30\right)$

$V_{1h}^{*}=V_h\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ 0\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array}---\left(31\right)$

$v_{1h}^{*}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K)\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\\ K\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1;K=\mathrm{const}---\left(32\right)$

$v_{1h}^{*}=V_h\left[\begin{array}{c}(1+K)\mathrm{sgn}\left(\cos {\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\\ \mathrm{Ksgn}\left(\sin {\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\end{array}\right];\begin{array}{c}{V}_h=\mathrm{const}\\ {\mathrm{\ω}}_h=\mathrm{const}\end{array},0\≤K\≤1:K=\mathrm{const}---\left(33\right)$

在利用权利要求3的发明，施加由三角函数表示的正弦形状电压的情况下，例如也可以采用基于式（1）～式（5）的式（29）～式（32）作为高频电压指令值。利用γδ准同步坐标系的速度ω_γ作为转子速度推定值。实际上，也可以代替坐标系速度本身ω_γ而将其低通滤波处理信号作为速度推定值。此时的低通滤波器10-5通常是简单的一次滤波器即可。在图5中，考虑到设计者可以随意地利用低通滤波器10-5，所以用虚线框来示出。在式（29）中，高频电压指令值是取代γδ准同步坐标系速度ω_γ而利用转子速度来生成的。另外在图5中，考虑到高频电压指令器是否需要速度信息取决于所使用的高频电压，指向高频电压指令器的速度信息信号线用虚线示出。

高频电压指令值被重叠在驱动用指令值上，经由电力变换器向交流电动机施加高频电压，进而流过高频电流（参照图4）。高频电流包含在定子电流中。承担高频电流的基本波成分振幅提取任务的是高频基本成分振幅提取器10-2。图5的实施例中的高频基本成分振幅提取器是按照式（17）对式（14）进行离散而实现的。即，对于定子电流的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，实施相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值作为高频电流基本波成分振幅。一次傅里叶系数相当值的提取所需的相位信息ω_ht如图5所示是从高频电压指令器10-1得到的。代替相位ω_ht，也可以得到余弦信号、正弦信号。待提取的一次傅里叶系数相当值的个数对于定子电流的γ轴要素和δ轴要素的各要素至少为1个以上。考虑到这点，在图5中，用矢量信号线（粗线）表示高频基本成分振幅提取器10-2的输出信号。

作为高频基本成分振幅提取器10-2的输出信号的一次傅里叶系数相当值被送往相关信号生成器10-3。相关信号生成器例如按照式（19）～式（24）中的任意一个生成相关信号p_c并将其输出到相位同步器10-4。

作为转子相位生成单元的相位同步器是忠实地按照一般化积分型PLL（式（25））实现的。即，得到作为输入的相关信号，输出γδ准同步坐标系的速度ω_γ和转子相位推定值。

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{\α}}$

实施例2

图6示出了基于权利要求1、3的发明的第2实施例。构成定子电流的主要成分是始终为零频率的驱动用电流和高频电流基本波成分。通过高频基本成分振幅提取器10-2来提取高频电流基本波成分的振幅。由于预先大致除去了提取对象之外的主要成分，所以有望提高高频电流基本波成分振幅的提取精度。图6是基于该观点的实施例。图6的实施例与图5的实施例之间的区别只是在于输入到高频基本成分振幅提取器10-2的输入信号。其它方面是同样的。

图6的实施例中的高频基本成分振幅提取器10-2对于对定子电流进行处理而得到的高频电流相当值（即从定子电流减去驱动用电流指令值而得到的高频电流相当值）的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值。

实施例3

图7示出了基于权利要求1、3的发明的第3实施例。图7的实施例与图5的实施例之间的区别只是在于输入到高频基本成分振幅提取器10-2的输入信号。其它方面是同样的。在图7的实施例中，从与图6的实施例同样的观点出发，从输入到高频基本成分振幅提取器10-2的输入信号中除去直流成分。但是在除去直流成分时利用了直流截止滤波器10-6。本滤波器也可以替换为宽带足够宽的带通滤波器、高通滤波器。由于足够宽的带宽特性，本滤波器的导入不会对相位推定系统的稳定性带来特别的不利影响。

图7的实施例中的高频基本成分振幅提取器10-2对于对定子电流进行处理而得到的高频电流相当值（即通过直流截止滤波器对定子电流进行处理而得到的高频电流相当值）的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值。

实施例4

接着对利用了权利要求2、3的发明的相位速度推定器10的一个实施例进行说明。图8示出了该实施例。本相位速度推定器10基本上由以下3个设备构成：实现高频电压施加单元的高频电压指令器（示为HFVC）10-1、实现高频电流基本波成分振幅提取单元的高频基本成分振幅提取器10-2以及实现转子相位生成单元的相位同步器10-4。图8与图5（利用了权利要求2、3的发明的相位速度推定器10的一个实施例的图5）之间在系统结构构成上的主要区别在于以下2点。即，第1点是，输入到高频基本成分振幅器10-2的输入信号是定子电流的γ轴要素、δ轴要素中的任意一个要素。第2点是，图8的相位速度推定器不具有图5中的相关信号生成器10-3。

图8与利用了权利要求2、3的发明的相位速度推定器10的一个实施例的图5之间在信号处理上的区别在于高频基本成分振幅器10-2。在图8的实施例中，在高频基本成分振幅器中通过离散时间实现（参照式（17））启用了式（27）或式（28），输出傅里叶系数相当值本身或其数倍值作为相关信号。关于其它的信号处理，由于与图5的实施例相同，所以在此省略。

实施例5

在图8中，输入到高频基本成分振幅器10-2的输入信号是定子电流本身（γ轴要素、δ轴要素中的任意一个要素）。取而代之，也可利用对定子电流进行处理而得到的高频电流相当值（γ轴要素、δ轴要素中的任意一个要素）。作为获得对定子电流进行处理而得的高频电流相当值（γ轴要素、δ轴要素中的任意一个要素）的方法，例如有图6所示利用驱动用电流指令值进行减算处理的方法、图7所示对定子电流应用直流截止滤波器（可替换为宽带的带通或高通滤波器）的方法。这些方法的细节与图6、图7相同，本领域技术人员可以通过此前的说明而容易地理解，因此省略以上的说明。

在采用图4～图8的实施例中，使用了永磁同步电动机作为交流电动机。一般，根据待驱动的交流电动机（转子中具有永久磁铁的永磁同步电动机、绕组型同步电动机、同步磁阻电动机、转子中具有永久磁铁和励磁线圈的混合励磁同步电动机、感应电动机等），驱动控制装置有所不同。但是，本发明的转子相位推定装置（相位速度推定器10）对于这些驱动控制装置都可以基本上无需修正而加以利用。本领域技术人员通过利用图4～图8说明的实施例可以容易地理解本发明的转子相位推定装置（相位速度推定器10）在这些驱动控制装置中的利用方法，所以省略以上的说明。

产业上的可利用性

本发明适于对交流电动机进行无传感器驱动的应用，特别适于需要在包括零速度在内的低速域中产生大扭矩的用途。

Claims (3)

1.一种转子相位速度推定装置，其为在驱动控制装置中使用的转子相位速度推定装置，该驱动控制装置用于转子对频率比驱动频率高的高频电流表现出凸极特性的交流电动机，具有定子电压施加和定子电流检测的功能，

所述转子相位速度推定装置的特征在于，所述转子相位速度推定装置具有：

高频电压施加单元，其在由γ轴和与γ轴正交的δ轴构成的γδ准同步坐标系上，在驱动用电压上重叠直流成分为零且以高频ω_h为基本频率的高频电压并向该交流电动机施加，其中所述γ轴旨在按照以零相位差为代表的固定相位差与旋转的转子的相位同步；

高频电流基本波成分振幅提取单元，其从该驱动控制装置得到定子电流，对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素这2个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值；

相关信号生成单元，其利用从γ轴、δ轴要素中提取的该傅里叶系数相当值，在γδ准同步坐标系上生成与所评价的转子相位具有相关性的相关信号；和

转子相位生成单元，其利用该相关信号生成该γδ准同步坐标系的相位和基本上与转子相位推定值或者转子相位成微积分关系的转子速度推定值中的至少任意一方的推定值。

2.一种转子相位速度推定装置，其为在驱动控制装置中使用的转子相位速度推定装置，该驱动控制装置用于转子对频率比驱动频率高的高频电流表现出凸极特性的交流电动机，具有定子电压施加和定子电流检测的功能，

所述转子相位速度推定装置的特征在于，所述转子相位速度推定装置具有：

高频电压施加单元，其在由γ轴和与γ轴正交的δ轴构成的γδ准同步坐标系上，在驱动用电压上重叠直流成分为零且以高频ω_h为基本频率的高频电压并向该交流电动机施加，其中所述γ轴旨在按照以零相位差为代表的固定相位差与旋转的转子的相位同步；

高频电流基本波成分振幅提取单元，其从该驱动控制装置得到定子电流，对于定子电流或者对定子电流进行处理而得的高频电流相当值的γ轴要素和δ轴要素中的任意1个要素，进行相当于以高频ω_h为基本频率的傅里叶级数展开的处理，提取其一次傅里叶系数相当值；和

转子相位生成单元，其把所提取的该傅里叶系数相当值当作在该γδ准同步坐标系上与所评价的转子相位具有相关性的相关信号，使用该傅里叶系数相当值本身或者其数倍值，生成该γδ准同步坐标系的相位和基本上与转子相位推定值或者转子相位成微积分关系的转子速度推定值中的至少任意一方的推定值。

3.根据权利要求1或2所述的转子相位速度推定装置，其特征在于，该高频电压施加单元中的该高频电压是由以高频ω_h的时间积分值为变量的三角函数表示的正弦形状电压。

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