JP2000125589A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 速度センサレスで回転子の位置を検出し、そ
の情報に基づいて交流電動機を可変速制御して良好なス
トールトルクを発生させる。 【解決手段】 回転子回転角度に応じてインピーダンス
が変化する回転子を持ち、かつ、速度センサを持たない
交流電動機を電圧形ＰＷＭインバータにより可変速駆動
するための制御装置に関する。誘導電動機１の電流を検
出する電流検出手段２と、電動機１の駆動周波数よりも
十分に高い周波数の重畳電圧をＰＷＭインバータ３に対
する電圧指令値として重畳するための制御手段５、座標
変換手段１２、ベクトル発生手段１４、加算手段４等
と、電流検出手段２による検出電流から前記重畳電圧に
起因する高周波電流を分離し、回転子回転角度を検出す
るためのハイパスフィルタ９、座標変換手段１０、高速
フーリエ変換手段１１等を備える。
の情報に基づいて交流電動機を可変速制御して良好なス
トールトルクを発生させる。 【解決手段】 回転子回転角度に応じてインピーダンス
が変化する回転子を持ち、かつ、速度センサを持たない
交流電動機を電圧形ＰＷＭインバータにより可変速駆動
するための制御装置に関する。誘導電動機１の電流を検
出する電流検出手段２と、電動機１の駆動周波数よりも
十分に高い周波数の重畳電圧をＰＷＭインバータ３に対
する電圧指令値として重畳するための制御手段５、座標
変換手段１２、ベクトル発生手段１４、加算手段４等
と、電流検出手段２による検出電流から前記重畳電圧に
起因する高周波電流を分離し、回転子回転角度を検出す
るためのハイパスフィルタ９、座標変換手段１０、高速
フーリエ変換手段１１等を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、速度センサを持た
ない交流電動機をＰＷＭインバータにより可変速駆動す
るための制御装置に関する。
ない交流電動機をＰＷＭインバータにより可変速駆動す
るための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、この種の交流電動機、特に誘導
電動機の制御方法において、いわゆる速度センサレスベ
クトル制御方法（「誘導機のベクトル制御の基礎と制御
システムの実際構成 III.速度センサレスベクトル制御
システムの実際構成（電気学会論文誌Ｄ分冊１１７巻５
号 平成９年）」等を参照）が広く知られている。これ
らの方法では、誘導電動機を駆動するインバータの出力
周波数が０〔Hz〕での連続的なトルク（以下、ストール
トルクという）の発生が実現されていない。
電動機の制御方法において、いわゆる速度センサレスベ
クトル制御方法（「誘導機のベクトル制御の基礎と制御
システムの実際構成 III.速度センサレスベクトル制御
システムの実際構成（電気学会論文誌Ｄ分冊１１７巻５
号 平成９年）」等を参照）が広く知られている。これ
らの方法では、誘導電動機を駆動するインバータの出力
周波数が０〔Hz〕での連続的なトルク（以下、ストール
トルクという）の発生が実現されていない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】良好なストールトルク
を発生させるためには、速度センサを使用したベクトル
制御を用いればよいが、電動機に速度センサを取り付け
る必要があるため、その分、電動機に対する制約事項が
多くなる。また、速度センサの電源や配線、更には速度
検出値に混入するノイズなど、様々な対策が必要にな
る。
を発生させるためには、速度センサを使用したベクトル
制御を用いればよいが、電動機に速度センサを取り付け
る必要があるため、その分、電動機に対する制約事項が
多くなる。また、速度センサの電源や配線、更には速度
検出値に混入するノイズなど、様々な対策が必要にな
る。
【０００４】速度センサを持たない電動機の制御方法と
しては、前述の速度センサレスベクトル制御方法がある
が、良好なストールトルクの発生という課題に対して
は、特に低速域で制御装置がパラメータ誤差に対してロ
バスト性が低いため、制御方法が確立されていない現状
である。そこで本発明は、速度センサを用いずに回転子
角度（位置）を検出し、その情報に基づいてベクトル制
御を行なうことによりストールトルクを発生させるよう
にした交流電動機の制御装置を提供しようとするもので
ある。
しては、前述の速度センサレスベクトル制御方法がある
が、良好なストールトルクの発生という課題に対して
は、特に低速域で制御装置がパラメータ誤差に対してロ
バスト性が低いため、制御方法が確立されていない現状
である。そこで本発明は、速度センサを用いずに回転子
角度（位置）を検出し、その情報に基づいてベクトル制
御を行なうことによりストールトルクを発生させるよう
にした交流電動機の制御装置を提供しようとするもので
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明では、速度センサレスで回転子角度を検出す
るべく、回転角度に応じた回転子のインピーダンス変化
を検出するために、ＰＷＭインバータによる交流電動機
の駆動周波数よりも十分に高い周波数の正弦波または方
形波電圧を電圧指令値に重畳し、それによって生じる高
周波電流を用いて回転子の回転角度を検出するようにし
た。
め、本発明では、速度センサレスで回転子角度を検出す
るべく、回転角度に応じた回転子のインピーダンス変化
を検出するために、ＰＷＭインバータによる交流電動機
の駆動周波数よりも十分に高い周波数の正弦波または方
形波電圧を電圧指令値に重畳し、それによって生じる高
周波電流を用いて回転子の回転角度を検出するようにし
た。
【０００６】まず、回転子がωr〔rad/s〕で回転してい
る状態において、一次側（電動機端子側）から角周波数
ωi〔rad/s〕の電源を印加した時の一次側からみたイン
ピーダンスを求める。図５に示す誘導電動機（以下、単
に電動機という）のＴ形等価回路を変形してから、一次
側から見たインピーダンスＺ1を数式１により求める。
なお、便宜上、本文中ではベクトル量を示す「・（ドッ
ト）」の記述を省略する。
る状態において、一次側（電動機端子側）から角周波数
ωi〔rad/s〕の電源を印加した時の一次側からみたイン
ピーダンスを求める。図５に示す誘導電動機（以下、単
に電動機という）のＴ形等価回路を変形してから、一次
側から見たインピーダンスＺ1を数式１により求める。
なお、便宜上、本文中ではベクトル量を示す「・（ドッ
ト）」の記述を省略する。
【０００７】
【数１】
【０００８】数式１における諸量は図５に示すとおりで
ある。また、数式１における回転子側インピーダンスＺ
2は、数式２に示すとおりである。
ある。また、数式１における回転子側インピーダンスＺ
2は、数式２に示すとおりである。
【０００９】
【数２】
【００１０】よって、数式１は、数式３に変形される。
【００１１】
【数３】
【００１２】ここで、ｌm≫ｌ2とすると数式４が得ら
れ、更に、ωi≫ωrとすると数式５が得られる。
れ、更に、ωi≫ωrとすると数式５が得られる。
【００１３】
【数４】
【００１４】
【数５】
【００１５】これらの数式におけるωiが高周波数（約
１〔kHz〕程度）である場合、高周波電源に対する一次
側から見たインピーダンスは、数式６のようになる。
１〔kHz〕程度）である場合、高周波電源に対する一次
側から見たインピーダンスは、数式６のようになる。
【００１６】
【数６】
【００１７】この数式６によれば、電動機端子側（一次
側）から二次側の漏れインダクタンスｌ2を検出できる
ことがわかる。
側）から二次側の漏れインダクタンスｌ2を検出できる
ことがわかる。
【００１８】次に、高周波電源によって漏れインダクタ
ンスを流れる電流を求める。高周波電源による電流は、
ほとんどこの漏れインダクタンスを流れると仮定する
と、印加電圧と電流との関係は数式７によって表すこと
ができる。
ンスを流れる電流を求める。高周波電源による電流は、
ほとんどこの漏れインダクタンスを流れると仮定する
と、印加電圧と電流との関係は数式７によって表すこと
ができる。
【００１９】
【数７】
【００２０】なお、数式７におけるＬσは数式８に示す
とおりである。この数式８において、Ｌ1σは固定子座
標系における固定子漏れインダクタンスであり、図５の
ｌ1に相当する（ｌ1＝Ｌ1）。また、Ｌ2σは固定子座標
系における回転子漏れインダクタンスであり、数式８に
おけるＬ2，ΔＬ2は数式９に示すとおりである。数式９
におけるＬ2d，Ｌ2qは回転子座標系における漏れインダ
クタンスであり、図５のｌ2に相当し、回転子回転角に
応じて漏れインダクタンスが変化する。
とおりである。この数式８において、Ｌ1σは固定子座
標系における固定子漏れインダクタンスであり、図５の
ｌ1に相当する（ｌ1＝Ｌ1）。また、Ｌ2σは固定子座標
系における回転子漏れインダクタンスであり、数式８に
おけるＬ2，ΔＬ2は数式９に示すとおりである。数式９
におけるＬ2d，Ｌ2qは回転子座標系における漏れインダ
クタンスであり、図５のｌ2に相当し、回転子回転角に
応じて漏れインダクタンスが変化する。
【００２１】
【数８】
【００２２】
【数９】
【００２３】次に、数式１０に示すように高周波の印加
電圧（重畳電圧）を正弦波電圧とした場合の電流式と、
数式１１に示すように方形波電圧とした場合の電流の時
間変化式を求めてみる。
電圧（重畳電圧）を正弦波電圧とした場合の電流式と、
数式１１に示すように方形波電圧とした場合の電流の時
間変化式を求めてみる。
【００２４】
【数１０】
【００２５】
【数１１】
【００２６】まず、重畳電圧を正弦波電圧とした場合に
流れる電流を求める。数式１０を数式７に代入して数式
１２を得る。そして、この数式１２の両辺を積分して数
式１３を得る。
流れる電流を求める。数式１０を数式７に代入して数式
１２を得る。そして、この数式１２の両辺を積分して数
式１３を得る。
【００２７】
【数１２】
【００２８】
【数１３】
【００２９】数式１３を整理して両辺を入れ替えること
により、数式１４を得る。
により、数式１４を得る。
【００３０】
【数１４】
【００３１】よって、求める電流式は、数式１５、数式
１６のようになる。
１６のようになる。
【００３２】
【数１５】
【００３３】
【数１６】
【００３４】次いで、重畳電圧を方形波電圧とした場合
の電流の時間変化式（Δｉ1i／Δｔ）を求める。まず、
数式１１を数式７に代入して数式１７を得る。
の電流の時間変化式（Δｉ1i／Δｔ）を求める。まず、
数式１１を数式７に代入して数式１７を得る。
【００３５】
【数１７】
【００３６】ここで、電流の微小時間当たりの変化に着
目して数式１８を得、その両辺を入れ替えて数式１９を
得る。
目して数式１８を得、その両辺を入れ替えて数式１９を
得る。
【００３７】
【数１８】
【００３８】
【数１９】
【００３９】よって、求める電流の変化式は、数式２
０、数式２１のようになる。
０、数式２１のようになる。
【００４０】
【数２０】
【００４１】
【数２１】
【００４２】最後に、正弦波電圧、方形波電圧をそれぞ
れ注入した時に漏れインダクタンスに流れる電流から、
回転子角度θrを求める角度検出式を導出する。
れ注入した時に漏れインダクタンスに流れる電流から、
回転子角度θrを求める角度検出式を導出する。
【００４３】１．正弦波電圧を注入した場合の角度検出
式の導出 漏れインダクタンスを流れる電流式は数式２２、数式２
３のようになる。なお、これらの式において、Ｉ0，Ｉ1
は数式２４に示すとおりである。
式の導出 漏れインダクタンスを流れる電流式は数式２２、数式２
３のようになる。なお、これらの式において、Ｉ0，Ｉ1
は数式２４に示すとおりである。
【００４４】
【数２２】
【００４５】
【数２３】
【００４６】
【数２４】
【００４７】次に、ωiｔ＝θiとし、sinθi，cosθiを
ｉ1αi，ｉ1βiに乗算してそれぞれの項を加算する（注
入電圧角周波数で座標変換を行う）ことにより、数式２
５、数式２６を得る。
ｉ1αi，ｉ1βiに乗算してそれぞれの項を加算する（注
入電圧角周波数で座標変換を行う）ことにより、数式２
５、数式２６を得る。
【００４８】
【数２５】
【００４９】
【数２６】
【００５０】次いで、数式２７に示すように、数式２５
を数式２６の変化分のみで除算する。
を数式２６の変化分のみで除算する。
【００５１】
【数２７】
【００５２】数式２７の逆正接（tan-1）をとれば、目
的の回転子角度θrを算出することができる。また、別
の方法として、回転子の角度推定値θrを用いる方法が
あり、これを以下に説明する。なお、便宜上、本文中で
は推定値を示す「＾（ハット）」の記述を省略する。数
式２８に示すごとく、数式２５と数式２６の変化分に、
それぞれ推定値cos２θr，sin２θrを乗算して加算す
る。
的の回転子角度θrを算出することができる。また、別
の方法として、回転子の角度推定値θrを用いる方法が
あり、これを以下に説明する。なお、便宜上、本文中で
は推定値を示す「＾（ハット）」の記述を省略する。数
式２８に示すごとく、数式２５と数式２６の変化分に、
それぞれ推定値cos２θr，sin２θrを乗算して加算す
る。
【００５３】
【数２８】
【００５４】よって、数式２８の偏差がゼロとなるよう
に角度推定値を変化させれば、回転子の角度検出が可能
になる。
に角度推定値を変化させれば、回転子の角度検出が可能
になる。
【００５５】２．方形波電圧を注入した場合の角度検出
式の導出 漏れインダクタンスを流れる電流式は数式２９、数式３
０のようになり、これらの数式を変形して数式３１、数
式３２を得る。
式の導出 漏れインダクタンスを流れる電流式は数式２９、数式３
０のようになり、これらの数式を変形して数式３１、数
式３２を得る。
【００５６】
【数２９】
【００５７】
【数３０】
【００５８】
【数３１】
【００５９】
【数３２】
【００６０】ここで、電気角１２０°の位相差を持つ方
形波電圧指令を用いると、電動機には零相分が除去され
た電圧が印加される。そのため、Ｖ1αi，Ｖ1βiは表１
に示すようになる。
形波電圧指令を用いると、電動機には零相分が除去され
た電圧が印加される。そのため、Ｖ1αi，Ｖ1βiは表１
に示すようになる。
【００６１】
【表１】
【００６２】√３／２＝cos(π／６)，１／２＝sin(π
／６)と、これら電圧を読み替えて数式３１、数式３２
の各右辺へ代入し、整理した結果を表２に示す。
／６)と、これら電圧を読み替えて数式３１、数式３２
の各右辺へ代入し、整理した結果を表２に示す。
【００６３】
【表２】
【００６４】表２より、数式３２の右辺を数式３１の右
辺で除算すると、数式３３のように正接が得られる。
辺で除算すると、数式３３のように正接が得られる。
【００６５】
【数３３】
【００６６】数式３３の左辺を演算し、その逆正接（ta
n-1）をとれば、目的とするθrを算出することができ
る。
n-1）をとれば、目的とするθrを算出することができ
る。
【００６７】すなわち、請求項１記載の発明は、回転子
回転角度に応じてインピーダンスが変化する回転子を持
ち、かつ、速度センサを持たない交流電動機を電圧形Ｐ
ＷＭインバータにより可変速駆動するための制御装置に
おいて、前記交流電動機の電流を検出する電流検出手段
と、前記交流電動機の駆動周波数よりも十分に高い周波
数の重畳電圧を前記ＰＷＭインバータに対する電圧指令
値として重畳する手段と、前記電流検出手段による検出
電流から前記重畳電圧に起因する高周波電流を分離する
手段と、この手段により分離された高周波電流に基づい
て回転子回転角度を検出する手段と、を備えたものであ
る。
回転角度に応じてインピーダンスが変化する回転子を持
ち、かつ、速度センサを持たない交流電動機を電圧形Ｐ
ＷＭインバータにより可変速駆動するための制御装置に
おいて、前記交流電動機の電流を検出する電流検出手段
と、前記交流電動機の駆動周波数よりも十分に高い周波
数の重畳電圧を前記ＰＷＭインバータに対する電圧指令
値として重畳する手段と、前記電流検出手段による検出
電流から前記重畳電圧に起因する高周波電流を分離する
手段と、この手段により分離された高周波電流に基づい
て回転子回転角度を検出する手段と、を備えたものであ
る。
【００６８】請求項２記載の発明は、請求項１記載の交
流電動機の制御装置において、回転子回転角度を検出す
る手段が、高速フーリエ変換手段を有するものである。
流電動機の制御装置において、回転子回転角度を検出す
る手段が、高速フーリエ変換手段を有するものである。
【００６９】請求項３記載の発明は、請求項１または２
記載の交流電動機の制御装置において、重畳電圧が正弦
波電圧であり、当該電圧の周波数を基準として高周波電
流をベクトル分解して得た各成分に基づいて演算により
回転子回転角度を求める手段を備えたものである。
記載の交流電動機の制御装置において、重畳電圧が正弦
波電圧であり、当該電圧の周波数を基準として高周波電
流をベクトル分解して得た各成分に基づいて演算により
回転子回転角度を求める手段を備えたものである。
【００７０】請求項４記載の発明は、重畳電圧が方形波
電圧であり、当該電圧の一周期内の高周波電流の時間変
化に基づいて演算により回転子回転角度を求める手段を
備えたものである。
電圧であり、当該電圧の一周期内の高周波電流の時間変
化に基づいて演算により回転子回転角度を求める手段を
備えたものである。
【００７１】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は、請求項１，２に記載した発明の
実施形態を示すブロック図である。図において、速度ま
たは周波数指令値６とトルク指令値７とが制御手段５に
入力される。この制御手段５には、電流検出手段２によ
り検出した電流をローパスフィルタ８を通して得た基本
波電流と、ハイパスフィルタ９を通して検出した高周波
電流（高調波電流）から求めた回転子角度情報とが入力
されている。制御手段５は、これらの情報に基づいて基
本波電圧指令値を演算する。
態を説明する。図１は、請求項１，２に記載した発明の
実施形態を示すブロック図である。図において、速度ま
たは周波数指令値６とトルク指令値７とが制御手段５に
入力される。この制御手段５には、電流検出手段２によ
り検出した電流をローパスフィルタ８を通して得た基本
波電流と、ハイパスフィルタ９を通して検出した高周波
電流（高調波電流）から求めた回転子角度情報とが入力
されている。制御手段５は、これらの情報に基づいて基
本波電圧指令値を演算する。
【００７２】上記基本波電圧指令値に、誘導電動機１の
駆動周波数よりも高い周波数の正弦波重畳電圧として、
座標変換手段１２の出力である回転子角度検出用電圧指
令値が加算手段４により重畳され、この加算手段４の出
力はＰＷＭインバータ３に加えられている。ＰＷＭイン
バータ３は電圧指令値に従った交流電圧を出力し、回転
子回転角度の変化によって回転子漏れインダクタンスが
変化する突極形回転子を持つ誘導電動機１を駆動する。
駆動周波数よりも高い周波数の正弦波重畳電圧として、
座標変換手段１２の出力である回転子角度検出用電圧指
令値が加算手段４により重畳され、この加算手段４の出
力はＰＷＭインバータ３に加えられている。ＰＷＭイン
バータ３は電圧指令値に従った交流電圧を出力し、回転
子回転角度の変化によって回転子漏れインダクタンスが
変化する突極形回転子を持つ誘導電動機１を駆動する。
【００７３】次に、回転子角度情報の検出方法について
述べる。重畳電圧指令値１５が重畳電圧基準ベクトル発
生手段１４に入力され、重畳用電圧基準ベクトルが演算
される。この電圧基準ベクトルは座標変換手段１０，１
２に入力される。また、座標変換手段１２には重畳電圧
指令値１３が入力されており、座標変換手段１２は基本
波電圧指令値に重畳するべき回転子角度検出用電圧指令
値を出力する。
述べる。重畳電圧指令値１５が重畳電圧基準ベクトル発
生手段１４に入力され、重畳用電圧基準ベクトルが演算
される。この電圧基準ベクトルは座標変換手段１０，１
２に入力される。また、座標変換手段１２には重畳電圧
指令値１３が入力されており、座標変換手段１２は基本
波電圧指令値に重畳するべき回転子角度検出用電圧指令
値を出力する。
【００７４】他方、座標変換手段１０は、ハイパスフィ
ルタ９から検出した高周波電流と重畳電圧基準ベクトル
発生手段１４から出力された重畳用電圧基準ベクトルと
から、回転子角度情報を持つ電流を検出する。この電流
は、前述した数式２５、数式２６の信号に相当する。こ
れらの信号は高速フーリエ変換手段１１に入力されて回
転子角度θrが検出され、制御手段５に入力される。
ルタ９から検出した高周波電流と重畳電圧基準ベクトル
発生手段１４から出力された重畳用電圧基準ベクトルと
から、回転子角度情報を持つ電流を検出する。この電流
は、前述した数式２５、数式２６の信号に相当する。こ
れらの信号は高速フーリエ変換手段１１に入力されて回
転子角度θrが検出され、制御手段５に入力される。
【００７５】次に、請求項３に記載した発明の実施形態
を説明する。この発明は、前述の高速フーリエ変換手段
１１を用いずに演算から回転子角度情報を得るものであ
る。図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付して
説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
を説明する。この発明は、前述の高速フーリエ変換手段
１１を用いずに演算から回転子角度情報を得るものであ
る。図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付して
説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００７６】図２において、座標変換手段１０の出力は
前述のように数式２５、数式２６の信号に相当する。こ
こで、数式２６は直流分を持つので、ハイパスフィルタ
１６により直流分を除去することで交流分のみとして角
度検出手段１７に入力し、回転子角度θrを演算する。
前述のように数式２５、数式２６の信号に相当する。こ
こで、数式２６は直流分を持つので、ハイパスフィルタ
１６により直流分を除去することで交流分のみとして角
度検出手段１７に入力し、回転子角度θrを演算する。
【００７７】角度検出手段１７による回転子角度θrの
演算方法として、図３Ａ，図３Ｂに示す方法がある。図
３Ａは直接演算により角度検出を行う方法であり、数式
２７に相当する。すなわち、座標変換手段１０からの出
力信号のうち、数式２５によるＩ1sin２θrと、数式２
６によるＩ0−Ｉ1cos２θrからハイパスフィルタ１６に
よって直流分Ｉ0を除去した信号−Ｉ1cos２θrとを除算
手段１８１に入力し、数式２７の演算を行う。その結果
をtan-1演算手段１９に入力して逆正接を演算し、更に
除算手段１８２により２で除算して回転子角度θrが求
められる。
演算方法として、図３Ａ，図３Ｂに示す方法がある。図
３Ａは直接演算により角度検出を行う方法であり、数式
２７に相当する。すなわち、座標変換手段１０からの出
力信号のうち、数式２５によるＩ1sin２θrと、数式２
６によるＩ0−Ｉ1cos２θrからハイパスフィルタ１６に
よって直流分Ｉ0を除去した信号−Ｉ1cos２θrとを除算
手段１８１に入力し、数式２７の演算を行う。その結果
をtan-1演算手段１９に入力して逆正接を演算し、更に
除算手段１８２により２で除算して回転子角度θrが求
められる。
【００７８】次いで、図３Ｂは角度推定による方法であ
り、正弦波発生手段２２により発生させた正弦波信号co
s２θr，sin２θr（θrは何れも推定値）を乗算手段２
０１，２０２に入力し、その出力を加算手段４により減
算して数式２８の演算を行う。この数式２８の偏差がゼ
ロになるようにＰＩ調節手段２１にて比例積分動作を行
い、回転子角度θrを推定するものである。
り、正弦波発生手段２２により発生させた正弦波信号co
s２θr，sin２θr（θrは何れも推定値）を乗算手段２
０１，２０２に入力し、その出力を加算手段４により減
算して数式２８の演算を行う。この数式２８の偏差がゼ
ロになるようにＰＩ調節手段２１にて比例積分動作を行
い、回転子角度θrを推定するものである。
【００７９】最後に、回転子角度を検出するための重畳
電圧に方形波電圧を用いる請求項４の発明の実施形態を
図４に示す。なお、図１、図２と同一の構成要素には同
一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部
分を中心に説明する。異なるのは、回転子角度情報を検
出する手段の構成である。
電圧に方形波電圧を用いる請求項４の発明の実施形態を
図４に示す。なお、図１、図２と同一の構成要素には同
一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部
分を中心に説明する。異なるのは、回転子角度情報を検
出する手段の構成である。
【００８０】図４において、方形波角周波数指令値３３
は逆数演算手段２９と積分手段３１とに入力され、それ
ぞれ周期と角度に変換される。方形波発生手段３０は、
方形波振幅指令値３２と積分手段３１の出力（角度）と
から、回転子角度検出用方形波電圧指令値を発生する。
この方形波電圧指令値は電動機１の駆動周波数よりも十
分に高い周波数を有しており、エッジ検出手段２８に入
力されてホールドタイミング信号が生成されると共に、
加算手段４において基本波指令値に加算されてＰＷＭイ
ンバータ３に対する電圧指令値が生成される。
は逆数演算手段２９と積分手段３１とに入力され、それ
ぞれ周期と角度に変換される。方形波発生手段３０は、
方形波振幅指令値３２と積分手段３１の出力（角度）と
から、回転子角度検出用方形波電圧指令値を発生する。
この方形波電圧指令値は電動機１の駆動周波数よりも十
分に高い周波数を有しており、エッジ検出手段２８に入
力されてホールドタイミング信号が生成されると共に、
加算手段４において基本波指令値に加算されてＰＷＭイ
ンバータ３に対する電圧指令値が生成される。
【００８１】電流検出手段２により検出された電流はサ
ンプル＆ホールド手段２３に入力されており、方形波の
切り替わりタイミング（エッジ）でホールドされた電流
は３相／２相変換手段２６により２相量に変換される。
この電流情報に基づき、電流変化分演算手段２４が変化
分を演算し、その変化分は演算を簡略化する（前掲の表
１において印加電圧位相がπ／３〜２π／３，４π／３
〜５π／３の区間ではＶ1βi＝０であることを利用す
る）ために、相順切替手段２５において重畳する方形波
角度で切り替えられ、２軸に分解された電流変化分Δi1
αi，Δi1βiとなる。
ンプル＆ホールド手段２３に入力されており、方形波の
切り替わりタイミング（エッジ）でホールドされた電流
は３相／２相変換手段２６により２相量に変換される。
この電流情報に基づき、電流変化分演算手段２４が変化
分を演算し、その変化分は演算を簡略化する（前掲の表
１において印加電圧位相がπ／３〜２π／３，４π／３
〜５π／３の区間ではＶ1βi＝０であることを利用す
る）ために、相順切替手段２５において重畳する方形波
角度で切り替えられ、２軸に分解された電流変化分Δi1
αi，Δi1βiとなる。
【００８２】正接演算手段２７では、先に求めた電流変
化分Δi1αi，Δi1βiと、電動機定数Ｌ1，Ｌ2，Δ
Ｌ2 2、重畳電圧Ｖ1αi，Ｖ1βi、重畳電圧周期Δｔの１
／６から数式３３の左辺部を演算する。そして、この演
算結果をtan-1演算手段１９に入力して回転子角度θrの
２倍の値を得る。その後、除算手段１８において２で割
ることにより、回転子角度θrを得るものである。
化分Δi1αi，Δi1βiと、電動機定数Ｌ1，Ｌ2，Δ
Ｌ2 2、重畳電圧Ｖ1αi，Ｖ1βi、重畳電圧周期Δｔの１
／６から数式３３の左辺部を演算する。そして、この演
算結果をtan-1演算手段１９に入力して回転子角度θrの
２倍の値を得る。その後、除算手段１８において２で割
ることにより、回転子角度θrを得るものである。
【００８３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、回転
子回転角度に応じたインピーダンス変化を伴う回転子を
用い、その回転角度に従ったインピーダンスを正弦波や
方形波の高周波電圧を重畳して検出し、回転角度検出に
利用するようにしたので、速度センサがない交流電動機
であっても良好なストールトルクを得ることができる。
子回転角度に応じたインピーダンス変化を伴う回転子を
用い、その回転角度に従ったインピーダンスを正弦波や
方形波の高周波電圧を重畳して検出し、回転角度検出に
利用するようにしたので、速度センサがない交流電動機
であっても良好なストールトルクを得ることができる。
【図１】請求項１，２に記載した発明の実施形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】請求項３に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】図２における角度検出手段の具体例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】誘導電動機のＴ形等価回路図である。
１ 誘導電動機 ２ 電流検出手段 ３ ＰＷＭインバータ ４ 加算手段 ５ 制御手段 ６ 速度または周波数指令値 ７ トルク指令値 ８ ローパスフィルタ ９，１６ ハイパスフィルタ １０，１２ 座標変換手段 １１ 高速フーリエ変換手段 １３，１５ 重畳電圧指令値 １４ 重畳電圧基準電圧ベクトル発生手段 １７ 角度検出手段 １８，１８１，１８２ 除算手段 １９ tan-1演算手段 ２０１，２０２ 乗算手段 ２１ ＰＩ調節手段 ２２ 正弦波発生手段 ２３ サンプル＆ホールド手段 ２４ 電流変化分演算手段 ２５ 相順切替手段 ２６ ３相／２相変換手段 ２７ 正接演算手段 ２８ エッジ検出手段 ２９ 逆数演算手段 ３０ 方形波発生手段 ３１ 積分手段 ３２ 方形波振幅指令値 ３３ 方形波角周波数指令値
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB18 DA12 DC12 EB01 EC01 EC10 ED07 RR10 TT08 TT20 XA12 XA13 5H576 BB10 DD02 DD04 DD10 EE01 EE11 HB02 JJ04 JJ08 JJ20 JJ22 JJ24 JJ26 LL22 LL40 LL41
Claims (4)
- 【請求項１】 回転子回転角度に応じてインピーダンス
が変化する回転子を持ち、かつ、速度センサを持たない
交流電動機を電圧形ＰＷＭインバータにより可変速駆動
するための制御装置において、 前記交流電動機の電流を検出する電流検出手段と、 前記交流電動機の駆動周波数よりも十分に高い周波数の
重畳電圧を前記ＰＷＭインバータに対する電圧指令値と
して重畳する手段と、 前記電流検出手段による検出電流から前記重畳電圧に起
因する高周波電流を分離する手段と、 この手段により分離された高周波電流に基づいて回転子
回転角度を検出する手段と、 を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の交流電動機の制御装置に
おいて、 回転子回転角度を検出する手段が、高速フーリエ変換手
段を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の交流電動機の制
御装置において、 重畳電圧が正弦波電圧であり、当該電圧の周波数を基準
として高周波電流をベクトル分解して得た各成分に基づ
いて演算により回転子回転角度を求める手段を備えたこ
とを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項１または２記載の交流電動機の制
御装置において、 重畳電圧が方形波電圧であり、当該電圧の一周期内の高
周波電流の時間変化に基づいて演算により回転子回転角
度を求める手段を備えたことを特徴とする交流電動機の
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10290380A JP2000125589A (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 交流電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10290380A JP2000125589A (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000125589A true JP2000125589A (ja) | 2000-04-28 |
Family
ID=17755276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10290380A Withdrawn JP2000125589A (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000125589A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004096856A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| WO2011129423A1 (ja) * | 2010-04-17 | 2011-10-20 | 日本電産株式会社 | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| JP2016021800A (ja) * | 2014-07-14 | 2016-02-04 | 株式会社リコー | 位置推定装置、モータ駆動制御装置及び位置推定方法 |
| WO2018100626A1 (ja) * | 2016-11-29 | 2018-06-07 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石式同期モータの制御システム、及び、永久磁石式同期モータの制御方法 |
-
1998
- 1998-10-13 JP JP10290380A patent/JP2000125589A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004096856A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| WO2011129423A1 (ja) * | 2010-04-17 | 2011-10-20 | 日本電産株式会社 | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| US9048778B2 (en) | 2010-04-17 | 2015-06-02 | Nidec Corporation | Rotor phase/speed estimating device for an AC motor |
| JP2016021800A (ja) * | 2014-07-14 | 2016-02-04 | 株式会社リコー | 位置推定装置、モータ駆動制御装置及び位置推定方法 |
| WO2018100626A1 (ja) * | 2016-11-29 | 2018-06-07 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石式同期モータの制御システム、及び、永久磁石式同期モータの制御方法 |
| JPWO2018100626A1 (ja) * | 2016-11-29 | 2018-11-29 | 株式会社日立製作所 | 永久磁石式同期モータの制御システム、及び、永久磁石式同期モータの制御方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060110 |