JP2003052193A - 電動機の磁極位置検出方法および磁極位置検出装置とそれを用いた電動機制御装置 - Google Patents
電動機の磁極位置検出方法および磁極位置検出装置とそれを用いた電動機制御装置Info
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- JP2003052193A JP2003052193A JP2001238060A JP2001238060A JP2003052193A JP 2003052193 A JP2003052193 A JP 2003052193A JP 2001238060 A JP2001238060 A JP 2001238060A JP 2001238060 A JP2001238060 A JP 2001238060A JP 2003052193 A JP2003052193 A JP 2003052193A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/18—Estimation of position or speed
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ出力高調波、キャリヤ周波数成分
等の高周波電流を利用して簡単、確実に磁極位置を検出
できる方法を提供する。 【解決手段】 電圧形ＰＷＭインバータでＵＶ、ＶＷ、
ＷＵの二相間で任意の位相差を持たせる手段６によって
インバータ７の出力周波数以外の任意の高周波をモータ
入力電圧あるいは電流に発生させ、モータのＵ相をα軸
とし、９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系
に変換し、α軸、β軸において任意の高周波成分の電流
を検出し、更に二相の静止座標系から４５度位相を移動
した座標系のα軸から４５度移動したα’軸、それに９
０度直交する軸をβ’軸の二相の静止座標系に変換し、
α’軸、β’軸で任意の高周波成分の電流を検出し、４
つの軸で検出した高周波電流成分を用いて電動機の磁極
位置検出１２を行う。
等の高周波電流を利用して簡単、確実に磁極位置を検出
できる方法を提供する。 【解決手段】 電圧形ＰＷＭインバータでＵＶ、ＶＷ、
ＷＵの二相間で任意の位相差を持たせる手段６によって
インバータ７の出力周波数以外の任意の高周波をモータ
入力電圧あるいは電流に発生させ、モータのＵ相をα軸
とし、９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系
に変換し、α軸、β軸において任意の高周波成分の電流
を検出し、更に二相の静止座標系から４５度位相を移動
した座標系のα軸から４５度移動したα’軸、それに９
０度直交する軸をβ’軸の二相の静止座標系に変換し、
α’軸、β’軸で任意の高周波成分の電流を検出し、４
つの軸で検出した高周波電流成分を用いて電動機の磁極
位置検出１２を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ゼロ速度を含む極
低速から磁極位置を精度良く推定し、その推定された磁
極位置に基づいてトルク、および速度を制御する電動機
の制御装置に関するものである。
低速から磁極位置を精度良く推定し、その推定された磁
極位置に基づいてトルク、および速度を制御する電動機
の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の磁極推定方法としては、電学論
Ｄ，１０８巻１２号，１９８８「パラメータ同定機能を
もつブラシレスＤＣモータの適応電流制御法」に報告さ
れているような電動機速度に比例する誘起電圧を電動機
入力電圧と電流より演算し、速度を推定する方法が広く
用いられている。また、平成８年電気学会産業応用部門
全国大会Ｎｏ．１７０「センサレス方式による突極形同
期モータのゼロ速トルク制御」があり、この手法は電圧
指令値に交流信号を重畳し、検出電流をＦＦＴ解析して
電動機回転速度と磁極位置を検出する手法である。しか
しながら、モータの誘起電圧に基づき回転子速度・位置
とを推定する方法では高速域においては十分な精度で動
くが、誘起電圧情報の少ない極低速においては正確な推
定ができなかった。そこで、駆動周波数に関係しないセ
ンシングのための交流信号をモータに注入し、電圧電流
の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案さ
れている。しかし、センシング信号を注入するためには
特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になるとい
った問題がある。それらと異なる方法としては、電学論
Ｄ，１１８巻５号，１９９８「突極性に基づく位置推定
法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」
と電学論Ｄ，１２０巻２号，２０００「Ｃａｒｒｉｅｒ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｍｅｔｈ
ｏｄ ｆｏｒ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓ
ｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ＩＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｉｎ
Ｌｏｗｅｒ Ｓｐｅｅｄ Ｒａｎｇｅ」に報告されて
いるような特別なセンシング信号を注入せずにインバー
タ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の電流を用
いて磁極位置を検出する方法が報告されている。前者は
ＰＷＭインバータの出力電圧高調波が発生する高周波電
流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに
基づいて位置を検出することを特徴としている。後者
は、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相に
おけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせる
ことによって、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電
圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定とい
う仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて
位置を検出することを特徴としていた。
Ｄ，１０８巻１２号，１９８８「パラメータ同定機能を
もつブラシレスＤＣモータの適応電流制御法」に報告さ
れているような電動機速度に比例する誘起電圧を電動機
入力電圧と電流より演算し、速度を推定する方法が広く
用いられている。また、平成８年電気学会産業応用部門
全国大会Ｎｏ．１７０「センサレス方式による突極形同
期モータのゼロ速トルク制御」があり、この手法は電圧
指令値に交流信号を重畳し、検出電流をＦＦＴ解析して
電動機回転速度と磁極位置を検出する手法である。しか
しながら、モータの誘起電圧に基づき回転子速度・位置
とを推定する方法では高速域においては十分な精度で動
くが、誘起電圧情報の少ない極低速においては正確な推
定ができなかった。そこで、駆動周波数に関係しないセ
ンシングのための交流信号をモータに注入し、電圧電流
の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案さ
れている。しかし、センシング信号を注入するためには
特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になるとい
った問題がある。それらと異なる方法としては、電学論
Ｄ，１１８巻５号，１９９８「突極性に基づく位置推定
法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」
と電学論Ｄ，１２０巻２号，２０００「Ｃａｒｒｉｅｒ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｍｅｔｈ
ｏｄ ｆｏｒ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓ
ｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ＩＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｉｎ
Ｌｏｗｅｒ Ｓｐｅｅｄ Ｒａｎｇｅ」に報告されて
いるような特別なセンシング信号を注入せずにインバー
タ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の電流を用
いて磁極位置を検出する方法が報告されている。前者は
ＰＷＭインバータの出力電圧高調波が発生する高周波電
流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに
基づいて位置を検出することを特徴としている。後者
は、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相に
おけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせる
ことによって、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電
圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定とい
う仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて
位置を検出することを特徴としていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の高周波
電流を利用して磁極位置を検出する方法は、特別なセン
シング信号発生器が必要ないというメリットがあるが、
キャリア周期内で複数の電流検出を必要とするため、特
別な電流検出回路が必要であったり、電流検出のタイミ
ングと位置演算の同期が複雑であることが実用化を難し
くしていた。そこで、本発明は、キャリヤ周波数成分の
高周波電流などを利用しても、特別な電流検出回路が必
要なく、電流検出のタイミングと位置演算の同期を容易
に取ることができる電動機の磁極位置検出方法および磁
極位置検出装置とそれを用いた電動機制御装置を提供す
ることを目的としている。
ータ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の高周波
電流を利用して磁極位置を検出する方法は、特別なセン
シング信号発生器が必要ないというメリットがあるが、
キャリア周期内で複数の電流検出を必要とするため、特
別な電流検出回路が必要であったり、電流検出のタイミ
ングと位置演算の同期が複雑であることが実用化を難し
くしていた。そこで、本発明は、キャリヤ周波数成分の
高周波電流などを利用しても、特別な電流検出回路が必
要なく、電流検出のタイミングと位置演算の同期を容易
に取ることができる電動機の磁極位置検出方法および磁
極位置検出装置とそれを用いた電動機制御装置を提供す
ることを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明は、電気的突極性を有する電
動機の磁極位置検出方法において、電圧形ＰＷＭインバ
ータでＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任
意の位相差を持たせる手段によってインバータの出力周
波数以外の任意の高周波をモータ入力電圧あるいは電流
に発生させ、モータの三相におけるＵ相をα軸として、
それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系
に変換し、それぞれα軸、β軸において前記任意の高周
波成分の電流を検出し、同様に前記二相の静止座標系か
ら４５度位相を移動した座標系、すなわちα軸から４５
度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’
軸とする二相の静止座標系に変換し、それぞれα’軸、
β’軸において前記任意の高周波成分の電流を検出し、
前記４つの軸において検出された高周波電流成分を用い
て電動機の磁極位置を検出することを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の電動機
の磁極位置検出方法において、前記４つの軸において検
出された高周波電流成分からピーク電流を抽出後、ロー
パスフィルタを通したものの出力を用いて電動機の磁極
位置を検出することを特徴としている。
め、請求項１に記載の発明は、電気的突極性を有する電
動機の磁極位置検出方法において、電圧形ＰＷＭインバ
ータでＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任
意の位相差を持たせる手段によってインバータの出力周
波数以外の任意の高周波をモータ入力電圧あるいは電流
に発生させ、モータの三相におけるＵ相をα軸として、
それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系
に変換し、それぞれα軸、β軸において前記任意の高周
波成分の電流を検出し、同様に前記二相の静止座標系か
ら４５度位相を移動した座標系、すなわちα軸から４５
度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’
軸とする二相の静止座標系に変換し、それぞれα’軸、
β’軸において前記任意の高周波成分の電流を検出し、
前記４つの軸において検出された高周波電流成分を用い
て電動機の磁極位置を検出することを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の電動機
の磁極位置検出方法において、前記４つの軸において検
出された高周波電流成分からピーク電流を抽出後、ロー
パスフィルタを通したものの出力を用いて電動機の磁極
位置を検出することを特徴としている。
【０００５】また、請求項３に記載の発明は、電動機を
電圧形ＰＷＭインバータで駆動する制御装置の磁極位置
検出装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相
においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で
任意の位相差を持たせる手段と、それによって発生する
高周波電圧と高周波電流を検出電圧あるいは指令電圧と
検出電流から抽出する手段と、抽出された高周波電圧と
高周波電流を用いて磁極位置を検出する手段を備えたこ
とを特徴としている。また、請求項４に記載の発明は、
電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動する制御装置の
磁極位置検出装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶ
Ｗの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの
二相間で任意の位相差を持たせる手段と、それによって
発生する高周波電流のみを抽出する手段と、抽出された
高周波電流を用いて磁極位置を検出する手段を備えたこ
とを特徴としている。また、請求項５に記載の発明は、
請求項４に記載の電動機の磁極位置検出装置において、
前記磁極位置を検出する手段として、請求項１に記載の
磁極位置検出方法を用いたことを特徴としている。ま
た、請求項６に記載の発明は、請求項４に記載の電動機
の磁極位置検出装置において、前記磁極位置を検出する
手段として、請求項２に記載の磁極位置検出方法を用い
たことを特徴としている。
電圧形ＰＷＭインバータで駆動する制御装置の磁極位置
検出装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相
においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で
任意の位相差を持たせる手段と、それによって発生する
高周波電圧と高周波電流を検出電圧あるいは指令電圧と
検出電流から抽出する手段と、抽出された高周波電圧と
高周波電流を用いて磁極位置を検出する手段を備えたこ
とを特徴としている。また、請求項４に記載の発明は、
電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動する制御装置の
磁極位置検出装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶ
Ｗの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの
二相間で任意の位相差を持たせる手段と、それによって
発生する高周波電流のみを抽出する手段と、抽出された
高周波電流を用いて磁極位置を検出する手段を備えたこ
とを特徴としている。また、請求項５に記載の発明は、
請求項４に記載の電動機の磁極位置検出装置において、
前記磁極位置を検出する手段として、請求項１に記載の
磁極位置検出方法を用いたことを特徴としている。ま
た、請求項６に記載の発明は、請求項４に記載の電動機
の磁極位置検出装置において、前記磁極位置を検出する
手段として、請求項２に記載の磁極位置検出方法を用い
たことを特徴としている。
【０００６】また、請求項７に記載の発明は、前記任意
の位相差を１２０度とし、前記任意の高周波をインバー
タキャリア周波数としたことを特徴としている。また、
請求項８に記載の発明は、前記任意の位相差を１２０度
とし、前記任意の高周波をインバータキャリア周波数と
したことを特徴としている。また、請求項９に記載の発
明は、前記任意の位相差を１２０度とし、前記任意の高
周波をインバータキャリア周波数としたことを特徴とし
ている。また、請求項１０に記載の発明は、請求項３又
は４のいずれか１項に記載の磁極位置検出装置により検
出された位置を用いて検出電流を磁極方向分とトルク分
に分離し、それぞれをフィードバックして前記磁極方向
分とトルク分の電流指令値と比較して各々の偏差がゼロ
になるように電流制御を実施する電流制御装置を備えた
ことを特徴としている。また、請求項１１に記載の発明
は、請求項３又は４のいずれか１項に記載の磁極位置検
出装置により検出された位置を用いて速度を検出する速
度検出装置を備えたことを特徴としている。また、請求
項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の電動機制御
装置の速度検出装置に基づいて検出された速度を、指令
速度と比較してその偏差をゼロにするように速度制御を
実施しトルク指令値あるいはトルク指令に相当する電流
指令値を出力する速度制御装置を備えたことを特徴とし
ている。また、請求項１３に記載の発明は、請求項３又
は４のいずれか１項に記載の磁極位置検出装置に基づい
て検出された磁極位置を指令位置と比較してその偏差を
ゼロにするように位置制御を実施し、速度指令値を出力
する位置制御装置を備えたことを特徴としている。ま
た、請求項１４に記載の発明は、請求項９に記載の磁極
位置検出装置および請求項１０に記載の電流制御装置を
有するトルク制御装置を備えたことを特徴としている。
また、請求１５に記載の発明は、請求項９に記載の磁極
位置検出装置、請求項１０に記載の電流制御装置、請求
項１１に記載の速度検出装置および請求項１２に記載の
速度制御装置を有する速度制御装置を備えたことを特徴
としている。また、請求１６に記載の発明は、請求項９
に記載の磁極位置検出装置、請求項１０に記載の電流制
御装置、請求項１１に記載の速度検出装置、請求項１２
に記載の速度制御装置および請求項１３に記載の位置制
御装置を有する位置制御装置を備えたことを特徴として
いる。
の位相差を１２０度とし、前記任意の高周波をインバー
タキャリア周波数としたことを特徴としている。また、
請求項８に記載の発明は、前記任意の位相差を１２０度
とし、前記任意の高周波をインバータキャリア周波数と
したことを特徴としている。また、請求項９に記載の発
明は、前記任意の位相差を１２０度とし、前記任意の高
周波をインバータキャリア周波数としたことを特徴とし
ている。また、請求項１０に記載の発明は、請求項３又
は４のいずれか１項に記載の磁極位置検出装置により検
出された位置を用いて検出電流を磁極方向分とトルク分
に分離し、それぞれをフィードバックして前記磁極方向
分とトルク分の電流指令値と比較して各々の偏差がゼロ
になるように電流制御を実施する電流制御装置を備えた
ことを特徴としている。また、請求項１１に記載の発明
は、請求項３又は４のいずれか１項に記載の磁極位置検
出装置により検出された位置を用いて速度を検出する速
度検出装置を備えたことを特徴としている。また、請求
項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の電動機制御
装置の速度検出装置に基づいて検出された速度を、指令
速度と比較してその偏差をゼロにするように速度制御を
実施しトルク指令値あるいはトルク指令に相当する電流
指令値を出力する速度制御装置を備えたことを特徴とし
ている。また、請求項１３に記載の発明は、請求項３又
は４のいずれか１項に記載の磁極位置検出装置に基づい
て検出された磁極位置を指令位置と比較してその偏差を
ゼロにするように位置制御を実施し、速度指令値を出力
する位置制御装置を備えたことを特徴としている。ま
た、請求項１４に記載の発明は、請求項９に記載の磁極
位置検出装置および請求項１０に記載の電流制御装置を
有するトルク制御装置を備えたことを特徴としている。
また、請求１５に記載の発明は、請求項９に記載の磁極
位置検出装置、請求項１０に記載の電流制御装置、請求
項１１に記載の速度検出装置および請求項１２に記載の
速度制御装置を有する速度制御装置を備えたことを特徴
としている。また、請求１６に記載の発明は、請求項９
に記載の磁極位置検出装置、請求項１０に記載の電流制
御装置、請求項１１に記載の速度検出装置、請求項１２
に記載の速度制御装置および請求項１３に記載の位置制
御装置を有する位置制御装置を備えたことを特徴として
いる。
【０００７】まず、本発明は、キャリア周波数成分の電
流を用いて磁極位置を検出する方法が基本であり、その
磁極位置検出の基本原理を説明する。電圧形ＰＷＭイン
バータで駆動される同期電動機のベクトル制御装置にお
いて、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵ
Ｖ，ＶＷ，ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相
差を持たせることによって、駆動周波数とは異なる高周
波電圧と高周波電流を発生させる。すなわち、ＰＷＭの
キャリアの周波数とキャリアの位相差を任意に与えるこ
とによって、発生する高周波成分の周波数帯を駆動周波
数とは異なる周波数に調整することができる。たとえ
ば、位相差を１２０度とすると、キャリア周波数と同周
波の電圧と電流成分が大きく現れることとなる。この場
合、高周波数電圧は次式のように表せる。
流を用いて磁極位置を検出する方法が基本であり、その
磁極位置検出の基本原理を説明する。電圧形ＰＷＭイン
バータで駆動される同期電動機のベクトル制御装置にお
いて、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵ
Ｖ，ＶＷ，ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相
差を持たせることによって、駆動周波数とは異なる高周
波電圧と高周波電流を発生させる。すなわち、ＰＷＭの
キャリアの周波数とキャリアの位相差を任意に与えるこ
とによって、発生する高周波成分の周波数帯を駆動周波
数とは異なる周波数に調整することができる。たとえ
ば、位相差を１２０度とすると、キャリア周波数と同周
波の電圧と電流成分が大きく現れることとなる。この場
合、高周波数電圧は次式のように表せる。
【０００８】
【数１】
ここで、ｕuh, ｕvh, ｕwhは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ
相の高周波電圧、Ｖは高周波電圧振幅、ωh はキャリア
角周波数を示している。また、高周波電圧と高周波電流
の関係は、次の（１）式で表される。
相の高周波電圧、Ｖは高周波電圧振幅、ωh はキャリア
角周波数を示している。また、高周波電圧と高周波電流
の関係は、次の（１）式で表される。
【数２】
ここで、ｉuh, ｉvh, ｉwhは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ
相の高周波電流、Ｌはインダクタンスを示しており、Ｌ
uu、Ｌvv、Ｌwwは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の自己イ
ンダクタンス、その他は相間のインダクタンスを示して
いる。回転子に永久磁石を使用する電動機では、電気的
突極を有する（ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタン
スが異なることを意味する）ので、インダクタンスは磁
極位置の情報を含んでいる。
相の高周波電流、Ｌはインダクタンスを示しており、Ｌ
uu、Ｌvv、Ｌwwは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の自己イ
ンダクタンス、その他は相間のインダクタンスを示して
いる。回転子に永久磁石を使用する電動機では、電気的
突極を有する（ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタン
スが異なることを意味する）ので、インダクタンスは磁
極位置の情報を含んでいる。
【数３】
ここで、Ｌgoはエアギャップ磁束における励磁インダク
タンス、Ｌs は固定子漏れインダクタンス、Ｌg2は大き
さが角度に依存するインダクタンスを示している。
タンス、Ｌs は固定子漏れインダクタンス、Ｌg2は大き
さが角度に依存するインダクタンスを示している。
【０００９】（１）式を固定子基準の静止座標系に変換
すると、次の（２）式になる。
すると、次の（２）式になる。
【数４】
ここで、Ｌ0 ＝Ｌs ＋３Ｌgo／２，Ｌ1 ＝３Ｌg2／２で
ある。（２）式より、磁極位置情報ｓｉｎ（２θ）、ｃ
ｏｓ（２θ）を導くと、
ある。（２）式より、磁極位置情報ｓｉｎ（２θ）、ｃ
ｏｓ（２θ）を導くと、
【数５】
となる。このように高周波電圧と高周波電流を用いて磁
極位置を推定することができる。この推定機構をキャリ
ア周波数に同期させ、高周波電流ｉβh がピークとなる
点で電流をサンプルすれば、位相が９０度離れたｉαh
はほぼゼロとなるので（３）式をさらに次の（４）式の
ように簡単に表すことができる。
極位置を推定することができる。この推定機構をキャリ
ア周波数に同期させ、高周波電流ｉβh がピークとなる
点で電流をサンプルすれば、位相が９０度離れたｉαh
はほぼゼロとなるので（３）式をさらに次の（４）式の
ように簡単に表すことができる。
【数６】
この（３）式、（４）式より、ｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ
（２θ）を求め、その値にもとづき演算器に予め準備し
た三角関数テーブルから、角度２θを払い出し２で除算
することによって、磁極位置θ（以下）を検出すること
ができる。 また、（３）式、（４）式の演算には電流
微分値を用いているが、高速時には電流が急変するた
め、磁極位置が振動的になる。そこで、（２）式から電
流微分値を（５）式のように求め、両辺を積分すると
（６）式になる。
（２θ）を求め、その値にもとづき演算器に予め準備し
た三角関数テーブルから、角度２θを払い出し２で除算
することによって、磁極位置θ（以下）を検出すること
ができる。 また、（３）式、（４）式の演算には電流
微分値を用いているが、高速時には電流が急変するた
め、磁極位置が振動的になる。そこで、（２）式から電
流微分値を（５）式のように求め、両辺を積分すると
（６）式になる。
【００１０】
【数７】
【数８】
（６）式より、磁極位置情報ｓｉｎ（２θ）、ｃｏｓ
（２θ）を導くと、
（２θ）を導くと、
【数９】
となる。キャリア周期と電圧サンプリング周期が同期し
ている場合は、電圧積分値は次式のように固定値として
扱うこととなる。通常の制御電圧源のインバータであれ
ばキャリア周期中は固定値である。
ている場合は、電圧積分値は次式のように固定値として
扱うこととなる。通常の制御電圧源のインバータであれ
ばキャリア周期中は固定値である。
【数１０】
ここで、ｕαh がピーク電圧のときはｕβh ＝０となる
ので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２θ）を計算す
ると、
ので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２θ）を計算す
ると、
【数１１】
【００１１】さらに、ｕβh がピーク電圧のときはｕα
h ＝０となるので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２
θ）を計算すると、
h ＝０となるので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２
θ）を計算すると、
【数１２】
さらに、ｕαh ＝０の点からθが４５度進んだ点では、
ｕαh ＝ｕβh となるので、この時点で（７）式からｓ
ｉｎ（２θ）を計算すると、
ｕαh ＝ｕβh となるので、この時点で（７）式からｓ
ｉｎ（２θ）を計算すると、
【数１３】
さらに、ｕαh ＝０の点からθが１３５度進んだ点で
は、ｕαh ＝−ｕβh となるので、この時点で（７）式
からｓｉｎ（２θ）を計算すると、
は、ｕαh ＝−ｕβh となるので、この時点で（７）式
からｓｉｎ（２θ）を計算すると、
【数１４】
となり、磁極の位置を検出することができる。しかしな
がら、この磁極位置検出方法実現のためには、正確にｕ
αh ＝０の時点やｕαh ＝ｕβh の時点での高周波電流
を検出する必要があり、実用的には難しい技術であっ
た。そこで、本発明は以下のように改良を加えること
で、この課題を解決する。
がら、この磁極位置検出方法実現のためには、正確にｕ
αh ＝０の時点やｕαh ＝ｕβh の時点での高周波電流
を検出する必要があり、実用的には難しい技術であっ
た。そこで、本発明は以下のように改良を加えること
で、この課題を解決する。
【００１２】図１は本発明の磁極位置検出の基本原理を
示すものである。図１（ａ）に示すように、モータの三
相においてＵ相をα軸とし、それに９０度直交する軸を
β軸とする二相の静止座標系とし、α軸から４５度移動
した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とす
る二相の静止座標系とすると、それぞれの軸におけるイ
ンダクタンスは以下の（１１）〜（１４）式のように表
される。
示すものである。図１（ａ）に示すように、モータの三
相においてＵ相をα軸とし、それに９０度直交する軸を
β軸とする二相の静止座標系とし、α軸から４５度移動
した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とす
る二相の静止座標系とすると、それぞれの軸におけるイ
ンダクタンスは以下の（１１）〜（１４）式のように表
される。
【数１５】
θ、θ’、θ”、θ"'はそれぞれのα、β、α’、β’
軸をゼロ度とする位相の変数である。この状態は、磁極
位置がα軸に一致していることを示している図１
（ｂ）。ここで、磁極位置がα軸からΔθだけ位相が進
んだとすると図１（ｃ）、
軸をゼロ度とする位相の変数である。この状態は、磁極
位置がα軸に一致していることを示している図１
（ｂ）。ここで、磁極位置がα軸からΔθだけ位相が進
んだとすると図１（ｃ）、
【数１６】
となり、（１５）式から（１６）式を差し引いて、磁極
位置情報のみを抽出し、
位置情報のみを抽出し、
【数１７】
同様に（１７）式から（１８）式を差し引いて
【数１８】
が得られ、磁極位置は次の（２１）式で検出できる。
【数１９】
ここで、具体的にインダクタンスの演算を説明する。
（８）〜（１０）式においてθ＝Δθとして、それぞれ
（１５）〜（１８）式に代入すると、
（８）〜（１０）式においてθ＝Δθとして、それぞれ
（１５）〜（１８）式に代入すると、
【数２０】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
となる。ここで、ｉα´h＝（ｉαh＋ｉβh）｜θ
=45°，ｉβ´h＝（ｉαh−ｉβh）｜θ=135°，ｕα´
h＝（ｕαh＋ｕβh）｜θ=45°，ｕβ´h＝（ｕαh＋ｕ
βh）｜θ=135°，である。キャリヤ周期中の電圧を固
定値として扱えば、各インダクタンスは各座標に変換さ
れたキャリヤ周波数成分電流のみで計算することができ
ることになる。すなわち、
=45°，ｉβ´h＝（ｉαh−ｉβh）｜θ=135°，ｕα´
h＝（ｕαh＋ｕβh）｜θ=45°，ｕβ´h＝（ｕαh＋ｕ
βh）｜θ=135°，である。キャリヤ周期中の電圧を固
定値として扱えば、各インダクタンスは各座標に変換さ
れたキャリヤ周波数成分電流のみで計算することができ
ることになる。すなわち、
【数２４】
ここで、｜｜αvは絶対値を平均化することを示してい
る。従って、（２１）式は、
る。従って、（２１）式は、
【数２５】
となる。よって、キャリヤ電流の瞬時値の演算ではな
く、ピーク値のみを取り出し平均化することで、従来実
用化が困難であつた課題を解決することができる。
く、ピーク値のみを取り出し平均化することで、従来実
用化が困難であつた課題を解決することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照し説明する。図１は本発明の実施の形態
に係る電動機の磁極位置検出方法の原理説明図である。
図２は図１に示す電動機の磁極位置検出装置の制御ブロ
ック図である。図３は図２に示すＰＷＭ制御器のブロッ
ク図である。図４は図２に示す磁極位置検出器の構成図
である。
て、図面を参照し説明する。図１は本発明の実施の形態
に係る電動機の磁極位置検出方法の原理説明図である。
図２は図１に示す電動機の磁極位置検出装置の制御ブロ
ック図である。図３は図２に示すＰＷＭ制御器のブロッ
ク図である。図４は図２に示す磁極位置検出器の構成図
である。
【００１４】図２において、速度制御器１は、速度指令
値と速度推定値を比較して偏差がゼロとなるようにｑ軸
電流（トルク電流）指令ｉqRef を決定する。ｑ軸電流
制御器２は、ｉqRefと回転子と同期して回転する座標系
１０（ｄ−ｑ座標変換器）に変換された電流のうちトル
クに比例する電流ｉq とを比較し、偏差がゼロとなるよ
うに電圧指令Ｖq を決定する。ｄ軸電流制御器４は、ｉ
dRefと回転子と同期して回転する座標系に変換された電
流のう ち磁極方向に関する電流ｉd とを比較し、偏差
がゼロとなるように電圧指令Ｖd を決定する。非干渉制
御器３は、ｄ軸、ｑ軸間で干渉し合う速度起電力を計算
し、電流制御器への影響を打ち消すように制御するもの
である。電圧振幅および位相演算器５は、電圧指令値Ｖ
d 、Ｖq を入力とし、指令電圧ベクトルの振幅および位
相を演算するものである。ＰＷＭ制御器６は、電圧振幅
および位相演算器５で演算された指令電圧ベクトルの振
幅および位相を入力とし、インバータスイッチング信号
を発生する。７はスイッチング信号によりＡＣモータ８
を３相駆動するインバータ主回路である。（以上は、通
常のＡＣモータのベクトル制御の部分である）。図２
中、本発明の磁極位置検出装置の構成部分は、ＰＷＭ制
御器６のキャリヤ信号を基に磁極位置検出用の高周波を
発生して出力する回路と、３相高周波電流を静止座標変
換器９（α−β座標変換器）により変換した後、回転座
標系（ｄ−ｑ）１０に変換する部分、３相高周波電流を
ＢＰＦ１１を介して、磁極位置検出器１２によりθを推
定して磁極位置検出を行って制御基準とし、速度演算器
１３により速度推定を行っている部分である。
値と速度推定値を比較して偏差がゼロとなるようにｑ軸
電流（トルク電流）指令ｉqRef を決定する。ｑ軸電流
制御器２は、ｉqRefと回転子と同期して回転する座標系
１０（ｄ−ｑ座標変換器）に変換された電流のうちトル
クに比例する電流ｉq とを比較し、偏差がゼロとなるよ
うに電圧指令Ｖq を決定する。ｄ軸電流制御器４は、ｉ
dRefと回転子と同期して回転する座標系に変換された電
流のう ち磁極方向に関する電流ｉd とを比較し、偏差
がゼロとなるように電圧指令Ｖd を決定する。非干渉制
御器３は、ｄ軸、ｑ軸間で干渉し合う速度起電力を計算
し、電流制御器への影響を打ち消すように制御するもの
である。電圧振幅および位相演算器５は、電圧指令値Ｖ
d 、Ｖq を入力とし、指令電圧ベクトルの振幅および位
相を演算するものである。ＰＷＭ制御器６は、電圧振幅
および位相演算器５で演算された指令電圧ベクトルの振
幅および位相を入力とし、インバータスイッチング信号
を発生する。７はスイッチング信号によりＡＣモータ８
を３相駆動するインバータ主回路である。（以上は、通
常のＡＣモータのベクトル制御の部分である）。図２
中、本発明の磁極位置検出装置の構成部分は、ＰＷＭ制
御器６のキャリヤ信号を基に磁極位置検出用の高周波を
発生して出力する回路と、３相高周波電流を静止座標変
換器９（α−β座標変換器）により変換した後、回転座
標系（ｄ−ｑ）１０に変換する部分、３相高周波電流を
ＢＰＦ１１を介して、磁極位置検出器１２によりθを推
定して磁極位置検出を行って制御基準とし、速度演算器
１３により速度推定を行っている部分である。
【００１５】図３において、図３は任意の高周波を発生
するＰＷＭ制御器６の詳細図を示している。三相電圧指
令演算器６−１は通常のベクトル制御装置で計算される
電圧指令ベクトルの振幅と位相角を入力とし、三相の電
圧指令値を計算する。一方、駆動周波数とは異なる高周
波を発生させるため、キャリア信号発生器６−４で発生
する任意の周波数を持つキャリア信号を、フェーズシフ
タ６−３においてＵ相基準でＶ相の位相を角度Δθ、Ｗ
相を２Δθずらし、それらをコンバレータ６−２で電圧
指令値と比較し、スイッチング信号を発生する。そし
て、７のインバータ主回路に入力する。（この高周波に
より磁極位置検出を行う）。図４において、図４は図２
に示した磁極位置検出器１２の詳細を示す構成図であ
り、図２に示すＢＰＦ１１からの３相高周波電流を、座
標変換器１４でα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換し
て、電流のピーク値を取り出し、絶対値演算器１５とロ
ーパスフィルタ１６によって平均化処理を行い、磁極位
置演算器１７によりθを推定する。
するＰＷＭ制御器６の詳細図を示している。三相電圧指
令演算器６−１は通常のベクトル制御装置で計算される
電圧指令ベクトルの振幅と位相角を入力とし、三相の電
圧指令値を計算する。一方、駆動周波数とは異なる高周
波を発生させるため、キャリア信号発生器６−４で発生
する任意の周波数を持つキャリア信号を、フェーズシフ
タ６−３においてＵ相基準でＶ相の位相を角度Δθ、Ｗ
相を２Δθずらし、それらをコンバレータ６−２で電圧
指令値と比較し、スイッチング信号を発生する。そし
て、７のインバータ主回路に入力する。（この高周波に
より磁極位置検出を行う）。図４において、図４は図２
に示した磁極位置検出器１２の詳細を示す構成図であ
り、図２に示すＢＰＦ１１からの３相高周波電流を、座
標変換器１４でα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換し
て、電流のピーク値を取り出し、絶対値演算器１５とロ
ーパスフィルタ１６によって平均化処理を行い、磁極位
置演算器１７によりθを推定する。
【００１６】つぎに動作について説明する。先ず、図３
に示すように、キャリヤ信号発生器６−４で発生するキ
ャリヤ信号を、フェーズシフタ６−３によりＵ相基準で
Ｖ相の位相を角度△θ、Ｗ相を２△θずらして（１）式
に示すような磁極位置検出用の高周波ｕｕｈ、ｕｖｈ、
ｕｗｈ、を出力する。磁極位置推定は、先ず、静止座標
変換器９で検出電圧あるいは指令電圧と検出電流をバン
ドバスフィルタ１１で指定された任意の周波数のみ抽出
する。図４に示す磁極位置検出器１２では、バンドバス
フィルタ１１から出力される３相高周波電流ｉを座標変
換器１４によってα軸、β軸、α’軸、β’軸に変換す
る。次に座標変換器１４の出力（ｉαh、ｉβh、ｉα´
h、ｉβ´h）からそれぞれのピーク値を平均化する処理
を絶対値演算器１５で実施する。ローパスフィルタ１６
では絶対値演算器１５の出力をより滑らかにする効果が
あるが、絶対値処理でのピーク値のサンプル数が多い場
合は省略してもよい。ローパスフィルタ１６からの出
力、｜ｉαh｜αv、｜ｉβh｜αv、｜ｉα´h｜αv、｜
ｉβ´h｜αvは、前記（２６）式〜（２９）式のように
各軸のインダクタンスに比例するものであり、次の磁極
位置演算器１７では（３０）式の演算を実施して得られ
るΔθから磁極位置を計算して出力する。したがって、
インダクタンスを計算することなく電流値のみで容易に
磁極位置を検出することが可能である。また、平均化処
理の付加によって電流のサンプルタイミングがずれたと
しても、その影響による誤差はほとんど無くなることが
確認できている。このようにして、磁極位置を検出でき
たら、速度演算器１３により速度推定値ωを推定してω
ｒｅｆとの偏差を速度制御器１により調整し、ｑ軸電流
分ｉｑｒｅｆを出力する。ｑ軸電流制御器２では、３相
高周波電流を静止座標変換器９でα−β軸変換し、ｄ−
ｑ軸変換器１０によりｄ軸基準に変換して高周波電流に
同期したベクトル制御による電流ｉｑと、ｉｑｒｅｆを
比較した電圧指令Ｖｑを出力し、θ値の調整を行って、
検出磁極位置に基づく電動機制御が実施できる。
に示すように、キャリヤ信号発生器６−４で発生するキ
ャリヤ信号を、フェーズシフタ６−３によりＵ相基準で
Ｖ相の位相を角度△θ、Ｗ相を２△θずらして（１）式
に示すような磁極位置検出用の高周波ｕｕｈ、ｕｖｈ、
ｕｗｈ、を出力する。磁極位置推定は、先ず、静止座標
変換器９で検出電圧あるいは指令電圧と検出電流をバン
ドバスフィルタ１１で指定された任意の周波数のみ抽出
する。図４に示す磁極位置検出器１２では、バンドバス
フィルタ１１から出力される３相高周波電流ｉを座標変
換器１４によってα軸、β軸、α’軸、β’軸に変換す
る。次に座標変換器１４の出力（ｉαh、ｉβh、ｉα´
h、ｉβ´h）からそれぞれのピーク値を平均化する処理
を絶対値演算器１５で実施する。ローパスフィルタ１６
では絶対値演算器１５の出力をより滑らかにする効果が
あるが、絶対値処理でのピーク値のサンプル数が多い場
合は省略してもよい。ローパスフィルタ１６からの出
力、｜ｉαh｜αv、｜ｉβh｜αv、｜ｉα´h｜αv、｜
ｉβ´h｜αvは、前記（２６）式〜（２９）式のように
各軸のインダクタンスに比例するものであり、次の磁極
位置演算器１７では（３０）式の演算を実施して得られ
るΔθから磁極位置を計算して出力する。したがって、
インダクタンスを計算することなく電流値のみで容易に
磁極位置を検出することが可能である。また、平均化処
理の付加によって電流のサンプルタイミングがずれたと
しても、その影響による誤差はほとんど無くなることが
確認できている。このようにして、磁極位置を検出でき
たら、速度演算器１３により速度推定値ωを推定してω
ｒｅｆとの偏差を速度制御器１により調整し、ｑ軸電流
分ｉｑｒｅｆを出力する。ｑ軸電流制御器２では、３相
高周波電流を静止座標変換器９でα−β軸変換し、ｄ−
ｑ軸変換器１０によりｄ軸基準に変換して高周波電流に
同期したベクトル制御による電流ｉｑと、ｉｑｒｅｆを
比較した電圧指令Ｖｑを出力し、θ値の調整を行って、
検出磁極位置に基づく電動機制御が実施できる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
４つの座標軸上のインダクタンスを各座標に変換された
キャリア周波数成分電流のみで計算することができ、各
演算をキャリア周波数成分電流の瞬時値ではなく、ピー
ク値のみを取り出した平均値で演算することによって、
電流検出のタイミングと位置演算の同期が複雑で、従来
実用化が困難であった課題を容易に解決することができ
る効果がある。
４つの座標軸上のインダクタンスを各座標に変換された
キャリア周波数成分電流のみで計算することができ、各
演算をキャリア周波数成分電流の瞬時値ではなく、ピー
ク値のみを取り出した平均値で演算することによって、
電流検出のタイミングと位置演算の同期が複雑で、従来
実用化が困難であった課題を容易に解決することができ
る効果がある。
【図１】本発明の電動機の磁極位置検出方法の原理の説
明図である。
明図である。
【図２】図１に示す電動機の磁極位置検出装置の制御ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】図２に示すＰＷＭ制御器のブロック図である。
【図４】図２に示す磁極位置検出器の構成を示す図であ
る。
る。
１ 速度制御器
２ ｑ軸電流制御器
３ 非干渉制御器
４ ｄ軸電流制御器
５ 電圧振幅および位相演算器
６ ＰＷＭ制御器
６−１ 三相電圧指令演算器
６−２ コンバレータ
６−３ フェーズシフタ
６−４ キャリア信号発生器
７ インバータ主回路
８ 交流電動機
９ 静止座標変換器
１０ 回転座標変換器
１１ バンドバスフィルタ
１２ 磁極位置検出器
１３ 速度演算器
１４ 座標変換器
１５ 絶対値演算器
１６ ローバスフィルタ
１７ 磁極位置演算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 沢村 光次郎
福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号
株式会社安川電機内
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DB20 DC12
EB01 RR10 XA02 XA12 XA13
5H576 BB10 DD02 DD07 EE01 EE11
GG01 GG02 GG04 HB02 LL12
LL22 LL41
Claims (14)
- 【請求項１】 電気的突極性を有する電動機の磁極位置
検出方法において、 電圧形ＰＷＭインバータでＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそ
れぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段によって
インバータの出力周波数以外の任意の高周波をモータ入
力電圧あるいは電流に発生させ、モータの三相における
Ｕ相をα軸として、それに９０度直交する軸をβ軸とす
る二相の静止座標系に変換し、それぞれα軸、β軸にお
いて前記任意の高周波成分の電流を検出し、同様に前記
二相の静止座標系から４５度位相を移動した座標系、す
なわちα軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０
度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系に変換
し、それぞれα’軸、β’軸において前記任意の高周波
成分の電流を検出し、前記４つの軸において検出された
高周波電流成分を用いて電動機の磁極位置を検出するこ
とを特徴とする電動機の磁極位置検出方法。 - 【請求項２】 前記４つの軸において検出された高周波
電流成分からピーク電流を抽出後、ローパスフィルタを
通したものの出力を用いて電動機の磁極位置を検出する
ことを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置検出
方法。 - 【請求項３】 電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動
する制御装置の磁極位置検出装置において、 ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、Ｖ
Ｗ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持
たせる手段と、それによって発生する高周波電圧と高周
波電流を検出電圧あるいは指令電圧と検出電流から抽出
する手段と、抽出された高周波電圧と高周波電流を用い
て磁極位置を検出する手段を備えたことを特徴とする電
動機の磁極位置検出装置。 - 【請求項４】 電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動
する制御装置の磁極位置検出装置において、 ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、Ｖ
Ｗ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持
たせる手段と、それによって発生する高周波電流のみを
抽出する手段と、抽出された高周波電流を用いて磁極位
置を検出する手段を備えたことを特徴とする電動機の磁
極位置検出装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載の電動機の磁極位置検出
装置において、 前記磁極位置を検出する手段として、請求項１に記載の
磁極位置検出方法を用いたことを特徴とする電動機の磁
極位置検出装置。 - 【請求項６】 請求項４に記載の電動機の磁極位置検出
装置において、 前記磁極位置を検出する手段として、請求項２に記載の
磁極位置検出方法を用いたことを特徴とする磁極位置検
出装置。 - 【請求項７】 前記任意の位相差を１２０度とし、前記
任意の高周波をインバータキャリア周波数としたことを
特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置検出方
法。 - 【請求項８】 前記任意の位相差を１２０度とし、前記
任意の高周波をインバータキャリア周波数としたことを
特徴とする請求項２に記載の電動機の磁極位置検出方
法。 - 【請求項９】 前記任意の位相差を１２０度とし、前記
任意の高周波をインバータキャリア周波数としたことを
特徴とする請求項３又は４のいずれか１項に記載の電動
機の磁極位置検出装置。 - 【請求項１０】 請求項３又は４のいずれか１項に記載
の磁極位置検出装置により検出された位置を用いて検出
電流を磁極方向分とトルク分に分離し、それぞれをフィ
ードバックして前記磁極方向分とトルク分の電流指令値
と比較して各々の偏差がゼロになるように電流制御を実
施する電流制御装置を備えたことを特徴とする電動機制
御装置。 - 【請求項１１】 請求項３又は４のいずれか１項に記載
の磁極位置検出装置により検出された位置を用いて速度
を検出する速度検出装置を備えたことを特徴とする電動
機制御装置。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の電動機制御装置の
速度検出装置に基づいて検出された速度を、指令速度と
比較してその偏差をゼロにするように速度制御を実施し
トルク指令値あるいはトルク指令に相当する電流指令値
を出力する速度制御装置を備えたことを特徴とする電動
機制御装置。 - 【請求項１３】 請求項３又は４のいずれか１項に記載
の磁極位置検出装置に基づいて検出された磁極位置を指
令位置と比較してその偏差をゼロにするように位置制御
を実施し、速度指令値を出力する位置制御装置を備えた
ことを特徴とする電動機制御装置。 - 【請求項１４】 請求項９に記載の磁極位置検出装置お
よび請求項１０に記載の電流制御装置を有するトルク制
御装置を備えたことを特徴とする電動機制御装置。 【請求１５】 請求項９に記載の磁極位置検出装置、請
求項１０に記載の電流制御装置、請求項１１に記載の速
度検出装置および請求項１２に記載の速度制御装置を有
する速度制御装置を備えたことを特徴とする電動機制御
装置。 【請求１６】 請求項９に記載の磁極位置検出装置、請
求項１０に記載の電流制御装置、請求項１１に記載の速
度検出装置、請求項１２に記載の速度制御装置および請
求項１３に記載の位置制御装置を有する位置制御装置を
備えたことを特徴とする電動機制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001238060A JP4665360B2 (ja) | 2001-08-06 | 2001-08-06 | 電動機制御装置 |
| TW091117598A TW571509B (en) | 2001-08-06 | 2002-08-05 | Method of detecting magnetic pole position of motor, magnetic pole position detector, and motor controller using them |
| PCT/JP2002/007979 WO2003015256A1 (fr) | 2001-08-06 | 2002-08-05 | Procede de detection de la position du pole d'un moteur electrique, appareil permettant de detecter la position du pole d'un moteur electrique et appareil de commande faisant appel audit procede et audit appareil |
| EP02755829.5A EP1432112A4 (en) | 2001-08-06 | 2002-08-05 | METHOD FOR DETECTING THE POLE POSITION OF AN ELECTRIC MOTOR, APPARATUS FOR DETECTING POLE POSITION OF AN ELECTRIC MOTOR, AND CONTROL APPARATUS USING SAID METHOD AND AUDIT APPARATUS |
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