BR102013005561A2

BR102013005561A2 - Aparelho de controle de motor, e , método de controle de motor

Info

Publication number: BR102013005561A2
Application number: BRBR102013005561-1A
Authority: BR
Inventors: Shingo Fukumaru; Shinya Morimoto; Hideaki Iura; Akira Yamazaki
Original assignee: Yaskawa Denki Seisakusho Kk
Priority date: 2012-08-17
Filing date: 2013-03-07
Publication date: 2015-07-07
Also published as: KR20140023203A; EP2698916A2; US8988027B2; CN103595326B; CN103595326A; US20140049202A1; JP5644820B2; JP2014039414A; TW201409926A; KR101493144B1; TWI499198B

Abstract

Aparelho de controle de motor, e, método de controle de motor. É descrito um aparelho de controle de motor de acordo com a modalidade que inclui uma unidade de estimativa de posição rotacional, uma unidade de estimativa de quantidade de mudança e uma unidade de estimativa de indutância. A unidade de estimativa de posição rotacional estima uma posição otacional de um rotor a partir de um parâmetro do motor que inclui uma indutância do eixo geométrico q de um motor com base em uma corrente de saída ao motor e uma referência de voltagem. A unidade de estimativa de quantidade de mudança estima uma quantidade de mudança de um torque de saída em relação a uma mudança de fase de corrente do motor correspondente a um sinal de alta frequência cuja frequência é mais alta que uma frequência de acionamento do motor. A unidade de estimativa de indutância estima um valor de indutância que obtém um torque máximo com base na quantidade de mudança como a indutância do eixo geométrico q.

Description

“APARELHO DE CONTROLE DE MOTOR, E, MÉTODO DE CONTROLE DE MOTOR” CAMPO DA INVENÇÃO A modalidade aqui discutida é direcionada a um aparelho de controle de motor e a um método de controle de motor.

FUNDAMENTOS DA INVENÇÃO

Recentemente, foi colocado em uso prático um aparelho de controle de motor que inclui um estimador de velocidade que estima a velocidade rotacional de um motor a partir de uma voltagem induzida gerada pela rotação do motor e realiza controle sem sensores. Neste tipo de aparelho de controle de motor, é conhecido um aparelho de controle de motor que realiza controle de torque máximo no qual o torque de relutância é efetivamente usado. O controle de torque máximo é realizado pelo uso de um erro estimado de velocidade gerado pela indução intencional de um erro no valor verdadeiro de uma indutância do eixo geométrico q, que é usada pelo estimador de velocidade para cálculo, e fazendo com que o eixo geométrico de controle corresponda ao ponto operacional do torque máximo.

Primeiro e segundo métodos são descritos no Pedido de Patente Japonês Aberto 2009-291072 como um método para deslocar a indutância do eixo geométrico q, que é um parâmetro para cálculo no estimador de velocidade, do seu valor verdadeiro. O primeiro método é um método que usa um parâmetro L para cálculo, que é definido em um valor que satisfaz Ld < L < Lq. O segundo método é um método que introduz um sistema de coordenadas dm-qm, no qual o eixo geométrico rotacional, cuja direção corresponde à direção do vetor de corrente que realiza o controle de torque máximo, é o eixo geométrico qm e o eixo geométrico rotacional ortogonal ao eixo geométrico qm é o eixo geométrico dm, e que usa um parâmetro Lm para cálculo. Parâmetros do motor Ld, Lq e <J>a são usados para calcular o parâmetro Lm para cálculo.

Entretanto, o primeiro método tem um problema em que, em virtude de o parâmetro L para cálculo ser um valor fixo, a precisão do controle de torque máximo é reduzida à medida que a carga aumenta.

No segundo método, o parâmetro Lm para cálculo é em função da indutância do eixo geométrico q; portanto, o segundo método pode melhorar o primeiro método. Entretanto, em virtude de os parâmetros do motor (Ld, Lq e <I>a) serem usados para calcular o parâmetro Lm para cálculo, se houver um erro no valor de definição inicial ou os parâmetros do motor mudarem devido à temperatura ou à carga, ocorre um erro no parâmetro Lm para cálculo de acordo com o erro nos parâmetros do motor. Portanto, há um problema em que o controle de torque máximo não pode ser obtido e, além do mais, o estimador de velocidade fica instável.

Um objetivo de um aspecto da modalidade é prover um aparelho de controle de motor e um método de controle de motor capazes de realizar precisamente um controle de torque máximo, ainda impedindo que o sistema de controle fique instável.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Um aparelho de controle de motor de acordo com a modalidade inclui uma unidade de geração de referência de corrente, uma unidade de detecção de corrente, uma unidade de geração de referência de voltagem, uma unidade de acionamento, uma unidade de estimativa de posição rotacional, uma unidade de estimativa de quantidade de mudança e uma unidade de estimativa de indutância. A unidade de geração de referência de corrente gera uma referência de corrente, na qual um sinal de alta frequência cuja frequência é mais alta que uma frequência de acionamento de um motor é sobreposto. A unidade de detecção de corrente detecta uma corrente de saída ao motor proveniente da unidade de acionamento. A unidade de geração de referência de voltagem gera uma referência de voltagem com base em um desvio entre a referência de corrente e a corrente de saída. A unidade de acionamento aciona o motor com base na referência de voltagem. A unidade de estimativa de posição rotacional estima uma posição rotacional de um rotor a partir de um parâmetro do motor que inclui uma indutância do eixo geométrico q do motor com base na corrente de saída e na referência de voltagem. A unidade de estimativa de quantidade de mudança estima uma quantidade de mudança de um torque de saída em relação a uma mudança de fase de corrente do motor correspondente ao sinal de alta frequência. A unidade de estimativa de indutância estima um valor de indutância que obtém um torque máximo com base na quantidade de mudança do torque de saída em relação a uma mudança de fase de corrente e define o valor de indutância na unidade de estimativa de posição rotacional como a indutância do eixo geométrico q.

De acordo com um aspecto da modalidade, é possível prover um aparelho de controle de motor e um método de controle de motor que podem realizar precisamente um controle de torque máximo, ainda impedindo que o sistema de controle fique instável.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Uma apreciação mais completa da invenção e de muitas das vantagens presentes desta será prontamente obtida já que a mesma fica mais bem entendida pela referência à seguinte descrição detalhada considerada em conjunto com os desenhos anexos, em que: a figura 1 é um diagrama que ilustra uma configuração de um aparelho de controle de motor de acordo com uma modalidade; a figura 2 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração de um controlador de corrente em alta frequência; a figura 3 é um diagrama que ilustra uma configuração de uma unidade de extração de saída do motor incluída em um controlador de torque máximo; a figura 4 é um diagrama que ilustra uma configuração de uma unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase incluída no controlador de torque máximo; a figura 5 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração de um calculador de indutância; a figura 6 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração de um estimador de velocidade e de posição do polo magnético; a figura 7 A é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração de um controlador de PLL; a figura 7B é um diagrama que ilustra um outro exemplo de configuração do controlador de PLL; a figura 8 é um diagrama que ilustra um fluxo de um primeiro processo de cálculo de um valor estimado da frequência angular do rotor e de um valor estimado da posição do rotor; e a figura 9 é um diagrama que ilustra um fluxo de um segundo processo de cálculo de um valor estimado da frequência angular do rotor e de um valor estimado da posição do rotor.

DESCRIÇÃO DAS MODALIDADES A seguir, uma modalidade de um aparelho de controle de motor e de um método de controle de motor descritos no presente pedido será descrita com detalhes em relação aos desenhos anexos. Esta invenção não é limitada à seguinte modalidade. A figura 1 é um diagrama que ilustra uma configuração de um aparelho de controle de motor de acordo com uma modalidade. Da forma ilustrada na figura 1, um aparelho de controle de motor 1 de acordo com a modalidade é conectado entre uma fonte de CA 2 e um motor de CA 3. O aparelho de controle de motor 1 extrai energia necessária para acionar o motor de CA 3 a partir da fonte de CA 2 e a supre ao motor de CA 3. O motor de CA 3 é, por exemplo, um motor síncrono de ímã permanente interior (IPMSM). O aparelho de controle de motor 1 inclui uma unidade de conversão de energia 10, uma unidade de detecção da corrente de saída 11 e uma unidade de controle 12. A unidade de conversão de energia 10 inclui uma unidade conversora 10a, uma unidade inversora 10b e um capacitor de uniformização Cl, e supre a energia suprida a partir da fonte de CA 2 ao motor de CA 3 depois da conversão de CA-CA. A unidade de conversão de energia 10 é um exemplo da unidade de acionamento e a unidade de detecção da corrente de saída 11 é um exemplo da unidade de detecção de corrente. A unidade conversora 10a, por exemplo, inclui um circuito retificador e retifica a voltagem de CA suprida a partir da fonte de CA 2. A voltagem retificada pela unidade conversora 10a é uniformizada pelo capacitor de uniformização Cl para ser convertida para uma voltagem de CC. A unidade inversora 10b, por exemplo, inclui dois elementos de comutação superior e inferior para cada fase da fase de saída e supre a voltagem de CC transmitida a partir da unidade conversora 10a ao motor de CA 3 depois de convertê-la a uma voltagem de CA pelos elementos de comutação. O motor de CA 3 é acionado pela voltagem de CA transmitida a partir da unidade inversora 10b. O elemento de comutação é, por exemplo, um IGBT (Transistor Bipolar de Porta Isolada) ou um MOSFET. A unidade de detecção da corrente de saída 11 detecta a corrente de saída que flui até o motor de CA 3 a partir da unidade inversora 10b. Especificamente, a unidade de detecção da corrente de saída 11 detecta valores instantâneos Iu, Iv e Iw (a seguir, descritos como valores de corrente de saída Iu, Iv e Iw) da corrente de saída que flui até o motor de CA 3 a partir da fase U, da fase V e da fase W, que são fases de saída da unidade inversora 10b, respectivamente. A unidade de detecção da corrente de saída 11 é, por exemplo, um sensor de corrente que detecta corrente pela utilização um elemento Hall que é um elemento de conversão magnetoelétrica. A unidade de controle 12 transmite uma voltagem com amplitude e frequência desejadas a partir da unidade inversora 10b pelo controle de cada elemento de comutação da unidade inversora 10b, desse modo, acionando o motor de CA 3. A unidade de controle 12 inclui subtratores 20 e 24, um controlador de velocidade 21, um gerador do sinal de injeção 22, um conversor de coordenadas do sinal de injeção 23, um controlador de corrente 25, um controlador de corrente em alta frequência 26, um controlador de desacoplamento 27, um adicionador 28 e um calculador de PWM 29. Além do mais, a unidade de controle 12 inclui um conversor de coordenadas 30, um controlador de torque máximo 31, um calculador de indutância 32 e um estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33. O conversor de coordenadas do sinal de injeção 23 é um exemplo da unidade de geração de referência de corrente e o controlador de corrente 25, o controlador de corrente em alta frequência 26, o controlador de desacoplamento 27 e o adicionador 28 são exemplos da unidade de geração de referência de voltagem. Além do mais, o controlador de torque máximo 31 é um exemplo da unidade de estimativa de quantidade de mudança, o calculador de indutância 32 é um exemplo da unidade de estimativa de indutância e o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 é um exemplo da unidade de estimativa de posição rotacional e da unidade de estimativa de frequência angular. O subtrator 20 obtém um desvio entre uma referência da frequência angular do rotor coref e um valor estimado da frequência angular do rotor coest e o transmite ao controlador de velocidade 21. A referência da frequência angular do rotor coref é uma referência que define a frequência angular (a seguir, descrita como a frequência angular do rotor) do rotor incluído no motor de CA 3, e é inserida a partir de um aparelho de controle de nível superior não mostrado, "est" indica que este é um valor estimado. O controlador de velocidade 21, por exemplo, inclui um controlador PI (Integral Proporcional) e gera uma referência de corrente do eixo geométrico δ I6_ref pelo controle de PI, de maneira tal que o desvio entre a referência da frequência angular do rotor coref e o valor estimado da frequência angular do rotor coest se tome zero. A referência de corrente do eixo geométrico δ Iô ref é transmitida do controlador de velocidade 21 ao conversor de coordenadas do sinal de injeção 23 e ao controlador de desacoplamento 27. O gerador do sinal de injeção 22 gera um sinal de injeção Smag, que é um sinal de alta frequência, e o transmite ao conversor de coordenadas do sinal de injeção 23. O sinal de injeção Smag é um sinal definido por Amag sen(fhx2jrt). Além do mais, o gerador do sinal de injeção 22 transmite um sinal sen(fhx27tt) ao controlador de torque máximo 31. "fh" indica a frequência do sinal de injeção Smag e é definido em um valor mais alto que a frequência da voltagem que aciona o motor de CA 3.

Além do mais, Amag é uma amplitude de uma fase de um vetor de referência de corrente Is definida por uma referência de corrente do eixo geométrico γ Iy ref e a referência de corrente do eixo geométrico δ Ιδ ref. A frequência fh e a amplitude Amag do sinal de injeção Smag são definidas para não interferir em consideração da resposta de controle do controlador de velocidade 21 e da frequência de comutação da unidade inversora 10b.

Na presente modalidade, no sistema de coordenadas rotativo que rotaciona na velocidade igual à velocidade rotacional do fluxo magnético gerado por ímãs permanentes arranjados no rotor do motor de CA 3, a direção do fluxo magnético gerado pelos ímãs permanentes é definida como o eixo geométrico d e o eixo geométrico rotacional para controle correspondente ao eixo geométrico d é definido como o eixo geométrico γ. Além do mais, a fase avançada em 90 ° em um ângulo elétrico a partir do eixo geométrico d é definida como o eixo geométrico q e o eixo geométrico rotacional para controle correspondente ao eixo geométrico q é definido como o eixo geométrico δ. O conversor de coordenadas do sinal de injeção 23 obtém referências de corrente do eixo geométrico yô Iy href e Iôhref quando a fase do vetor de referência de corrente Is variar pelo sinal de injeção Smag pela seguinte Equação (1) e as transmite ao subtrator 24. A referência de corrente do eixo geométrico γ Iyref é, por exemplo, definida em zero. O subtrator 24 subtrai um valor detectado da corrente do eixo geométrico γ Iy_fb a ser descrito a seguir da referência de corrente do eixo geométrico γ Iy href na qual o sinal de injeção Smag é sobreposto. Além do mais, o subtrator 24 subtrai um valor detectado da corrente do eixo geométrico δ Iô fb a ser descrito a seguir da referência de corrente do eixo geométrico δ Ιδ href na qual o sinal de injeção Smag é sobreposto. Então, o subtrator 24 transmite cada resultado de subtração ao controlador de corrente 25 e ao controlador de corrente em alta frequência 26. O controlador de corrente 25 gera uma referência de voltagem do eixo geométrico y Vy e um referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô, de maneira tal que cada um de um desvio entre a referência de corrente do eixo geométrico y Iy href e o valor detectado da corrente do eixo geométrico y Iy_fb e de um desvio entre a referência de corrente do eixo geométrico δ Iôhref e o valor detectado da corrente do eixo geométrico δ Iô fb se tome zero. O controlador de corrente 25 é, por exemplo, composto por um controlador PI. O controlador de corrente 25 transmite a referência de voltagem do eixo geométrico y Vy e a referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô geradas ao adicionador 28. O controlador de corrente em alta frequência 26 gera referências de voltagem do eixo geométrico γδ Vy href e Vô href, de maneira tal que um desvio entre as referências de corrente do eixo geométrico γδ e os valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ se tomem zero. O supradescrito sinal de injeção Smag é uma onda de frequência relativamente alta; portanto, o controlador de corrente em alta frequência 26, que é altamente responsivo, se comparado com um controle de corrente normal, é provido para fazer com que o valor de corrente siga o sinal de injeção Smag. O controlador de corrente em alta frequência 26 é, por exemplo, composto por um controlador P (proporcional), desse modo, mantendo a estabilidade. A figura 2 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração do controlador de corrente em alta frequência 26. Da forma ilustrada na figura 2, o controlador de corrente em alta frequência 26 inclui controladores P 40 e 41. Ganhos proporcionais Κργ e Κρ_δ do controlador P 40 são obtidos pela seguinte Equação (2). Na seguinte Equação (2), coAcRjif é o parâmetro de configuração e é, por exemplo, definido em um valor obtido pela multiplicação da frequência de corte no controle de corrente em alta frequência por 2π. O controlador de corrente em alta frequência 26 atualiza um valor de indutância usado para calcular os ganhos proporcionais Κρ γ e Κρ_δ online por um valor de compensação de indutância Lmtpa a partir do calculador de indutância 32. Consequentemente, é possível reduzir a mudança na resposta atual devido à definição do erro da indutância. Em termos do controlador de corrente 25 e do controlador de desacoplamento 27, os parâmetros não são atualizados online para manter a estabilidade. O termo online indica o estado em que o aparelho de controle de motor 1 está operando. O controlador P 40 tem o supradescrito ganho proporcional Κρ γ e gera a referência de voltagem do eixo geométrico γ V^ href pelo controle proporcional de maneira tal que um desvio entre a referência de corrente do eixo geométrico γ Ιγ ref e o valor detectado da corrente do eixo geométrico y Iy_fb se tomem zero. Além do mais, o controlador P 41 tem o supradescrito ganho proporcional Κρ_δ e gera a referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô href pelo controle proporcional de maneira tal que um desvio entre a referência de corrente do eixo geométrico δ lô href e o valor detectado da corrente do eixo geométrico δ Iô fb se tomem zero.

Retomando para a figura 1, uma explicação da unidade de controle 12 continua. O controlador de desacoplamento 27 gera uma voltagem de interferência do eixo geométrico γ Vy dcp e uma voltagem de interferência do eixo geométrico δ Vô dcp que cancelam o efeito do componente de corrente do eixo geométrico y e do componente de corrente do eixo geométrico δ, cada qual interferindo no outro componente de corrente como a voltagem do eixo geométrico δ e a voltagem do eixo geométrico y.

Especificamente, a referência de corrente do eixo geométrico y Iy_ref, a referência de corrente do eixo geométrico δ Iô ref e o valor estimado da frequência angular do rotor ooest a serem descritos a seguir são inseridos no controlador de desacoplamento 27, e o controlador de desacoplamento 27 obtém a voltagem de interferência do eixo geométrico y Vy dcp e a voltagem de interferência do eixo geométrico δ Vô dcp pela seguinte Equação (3): em que Lq é a indutância do eixo geométrico q do motor de CA 3 e Ld é a indutância do eixo geométrico d do motor de CA 3. Lq pode ser definido igual a LMtpa e Ld pode ser definido igual a Ld*, ou Lq pode ser definido igual a LMTPA e Ld pode ser definido igual a LMTPA, com base no valor de compensação de indutância LMtpa transmitido a partir do estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 a ser descrito posteriormente. O adicionador 28 gera uma referência de voltagem do eixo geométrico y Vy ref e uma referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô ref pela adição da saída do controlador de desacoplamento 27, da saída do controlador de corrente 25 e da saída do controlador de corrente em alta frequência 26. As referências de voltagem do eixo geométrico yd Vy_ref e Vd ref são transmitidas ao calculador de PWM 29, ao controlador de torque máximo 31 e ao estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 a partir do adicionador 28.

Especificamente, o adicionador 28 gera a referência de voltagem do eixo geométrico γ Vy_ref pela adição da voltagem de interferência do eixo geométrico γ Vy dcp, da referência de voltagem do eixo geométrico y Vy e da referência de voltagem do eixo geométrico y Vy_href.

Além do mais, o adicionador 28 gera a referência de voltagem do eixo geométrico δ VÔ_ref pela adição da voltagem de interferência do eixo geométrico δ Vô dcp, da referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô e da referência de voltagem do eixo geométrico δ Vôhref. O calculador de PWM 29 realiza conversão de coordena rotativa na referência de voltagem do eixo geométrico y Vy_ref e na referência de voltagem do eixo geométrico δ Vô_ref pelo uso do valor estimado da posição do rotor Oest e, além do mais, realiza conversão bifásica para trifásica para gerar referências de voltagem Vu, Vv e Vw correspondentes à fase U, à fase V e à fase W, respectivamente. Então, o calculador de PWM 29 gera um sinal de acionamento que aciona os elementos de comutação da unidade inversora 10b por um método, tal como uma comparação de onda triangular, com base nas referências de voltagem Vu, Vv e Vw, e supre o sinal de acionamento à unidade inversora 10b.

Consequentemente, a voltagem correspondente às referências de voltagem Vu, Vv e Vw é transmitida ao motor de CA 3 da unidade inversora 10b.

Os valores de corrente de saída Iu, Iv e Iw transmitidos a partir da unidade de detecção da corrente de saída 11 são inseridos no conversor de coordenadas 30, e o conversor de coordenadas 30 realiza conversão de coordenas no sistema de coordenadas do eixo geométrico γ-δ pelo uso do valor estimado da posição do rotor 0est depois de realizar conversão bifásica para trifásica nos valores de corrente de saída Iu, Iv e Iw. O sistema de coordenadas do eixo geométrico γ-δ é um sistema de coordenadas rotativo que rotaciona em sincronismo com o valor estimado da frequência angular do rotor coe st. O conversor de coordenadas 30 obtém o valor detectado da corrente do eixo geométrico γ Iy_fb, que é um componente do eixo geométrico γ, e o valor detectado da corrente do eixo geométrico δ Iô_fb, que é um componente do eixo geométrico δ, pela conversão de coordenas no sistema de coordenadas do eixo geométrico γ-δ, e os transmite a cada um do subtrator 24, do controlador de torque máximo 31, do calculador de indutância 32 e do estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33. O controlador de torque máximo 31 obtém uma quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα com base nos valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ Iy_fb e Ιδ_fb, nas referências de voltagem do eixo geométrico γδ Vy ref e Vô ref, e em um sinal sen(fhx27c), que têm uma frequência e uma fase iguais àquelas do sinal de injeção Smag. A quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα é uma quantidade de mudança de fase do vetor de referência de corrente Is depois que o controle for iniciado e é transmitida ao calculador de indutância 32. O controlador de torque máximo 31 obtém a quantidade de mudança de fase ΔΘΜτρα com base em uma energia de entrada do motor Pe.

Especificamente, os valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ Iy fb e Iô fb e as referências de voltagem do eixo geométrico γδ Vy ref e Vô ref são inseridos no controlador de torque máximo 31 e o controlador de torque máximo 31 obtém a energia de entrada do motor Pe, que é a energia inserida da unidade de conversão de energia 10 no motor de CA 3 pela seguinte Equação (4).

Pe = Vy ref xly_fb + Vô ref xlÔ fb - · - (4) A energia de entrada do motor Pe inclui uma perda de cobre Pc, devido à resistência do enrolamento do motor de CA 3 e um componente de uma energia reativa Pr, além de uma energia de saída do motor Pmccha, que é uma saída mecânica do motor de CA 3. A perda de cobre Pc inclui apenas um componente de CC. Além do mais, a energia reativa Pr inclui um componente de frequência cuja frequência é igual àquela do sinal de injeção Smag e um componente de frequência cuja frequência é duas vezes aquela do sinal de injeção Smag. O componente cuja frequência é igual àquela do sinal de injeção Smag está fora de fase em π/2 em relação à fase do sinal de injeção Smag· Por outro lado, a energia de saída do motor Pmecha inclui um componente cujas frequência e fase são iguais àquelas do sinal de injeção Smag. O controlador de torque máximo 31 extrai uma faixa de flutuação da energia de saída do motor Po, que é o valor de amplitude de um componente cujas frequência e fase são iguais àquelas do sinal de injeção Smag, na energia de saída do motor Pmecha da energia de entrada do motor Pe por uma unidade de extração de saída do motor 50 ilustrada na figura 3. A figura 3 é um diagrama que ilustra a configuração da unidade de extração de saída do motor 50 incluída no controlador de torque máximo 31.

Da forma ilustrada na figura 3, a unidade de extração de saída do motor 50 inclui um filtro passa banda (BPF) 51, um multiplicador 52 e um filtro passa baixa (LPF) 53. O BPF 51 é definido para passar um sinal da frequência fh e extrair um componente de frequência PBpf, cuja frequência é igual àquela do sinal de injeção Smag, da energia de entrada do motor Pe inserida. A saída do BPF 51 é inserida no multiplicador 52 e é multiplicada por um sinal sen(fhx27rt) cujas frequência e fase são iguais àquelas do sinal de injeção Smag· Consequentemente, o sinal, cujas frequência e fase são iguais àquelas do sinal de injeção Smag, na saída do BPF 51, toma- se um componente de CC, e um sinal Ph, que inclui este componente de CC, é transmitido a partir do multiplicador 52. O sinal Ph transmitido a partir do multiplicador 52 é inserido no LPF 53, e apenas o componente de CC é extraído no LPF 53 e é transmitido a partir do LPF 53. Este componente de CC é um componente que corresponde à faixa de flutuação da energia de saída do motor Po. A faixa de flutuação da energia de saída do motor Po pode ser representada pela seguinte Equação (5): 3 Po = — tor x Amagx Isa x {(Ld - Lq) x Isa x cos(20avg) + λί x cos(0avg) } ---(5) em que cor é a velocidade angular do rotor, Isa é a amplitude da corrente do vetor de referência de corrente Is, λί é a constante de ligação do fluxo, Ld é a indutância do eixo geométrico d, Lq é a indutância do eixo geométrico q e 0avg é a fase do vetor de referência de corrente Is. Na presente modalidade, a referência de corrente do eixo geométrico γ I yref é igual a zero; portanto, 0avg é a fase do eixo geométrico δ.

Por outro lado, uma mudança dTe/õQ de um torque gerado pelo motor Te em relação à variação de fase do vetor de referência de corrente Is é representada pela seguinte Equação (6): STe 3P = — x AmagxIsax{(Ld-Lq)xIsaxcos2e + LfxcosG) · · * (6) em que P é o número de polos do motor, λί é a constante de ligação do fluxo, e Ld e Lq são a indutância do eixo geométrico d e a indutância do eixo geométrico q, respectivamente. Isa é a magnitude do vetor de referência de corrente Is e Θ é a fase do vetor de referência de corrente Is do motor de CA 3.

Comparando a Equação (5) e a Equação (6), verificou-se que a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po é proporcional à mudança õTe/ôO do torque gerado pelo motor Te em relação à variação de fase do vetor de referência de corrente Is. Portanto, a fase do vetor de referência de corrente Is na qual a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po se toma zero se toma o eixo geométrico do torque máximo. No aparelho de controle de motor 1 da presente modalidade, a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po é estimada como a mudança (3Te/<90 do torque de saída Te do motor de CA 3 em relação à mudança da fase de corrente. O controlador de torque máximo 31 inclui uma unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase que detecta a quantidade de mudança de fase ΔΘΜτρα do vetor de referência de corrente Is na qual a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po se toma um valor de definição Po* da faixa de flutuação da energia de saída do motor. A quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα é uma quantidade de mudança de fase do vetor de referência de corrente Is depois que o controle for iniciado, e é uma quantidade de mudança de fase que faz com que o eixo geométrico δ corresponda ao eixo geométrico do torque máximo em um estado estacionário. A fase de corrente quando o controle for iniciado é uma fase obtida quando o valor de indutância definido no aparelho de controle de motor 1 como um valor inicial for usado para cálculo em um observador de força eletromotriz estendida 80 a ser descrito posteriormente. O valor de definição Po* da faixa de flutuação da energia de saída do motor é normalmente definido em zero ou próximo de zero; entretanto, ele também pode ser definido em outros valores. A figura 4 é um diagrama que ilustra a configuração de uma unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 incluída no controlador de torque máximo 31. Da forma ilustrada na figura 4, a unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 inclui um subtrator 61, um limitador 62, comutadores 63 e 64, um comparador 65, um controlador PI 66, um adicionador 67, um amplificador 68 e um limitador 69. O subtrator 61 subtrai a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po do valor de definição Po* da faixa de flutuação da energia de saída do motor e transmite o resultado de subtração ao limitador 62 e ao comutador 63. O limitador 62 é um limitador inferior. Se o resultado de subtração do subtrator 61 for menor que zero, o limitador 62 transmite zero ao comutador 63 e, se o resultado de subtração do subtrator 61 for igual ou maior que zero, o limitador 62 transmite diretamente o resultado de subtração do subtrator 61 ao comutador 63. O comutador 63 é controlado por um sinal de referência Ssw a ser descrito posteriormente, que é transmitido a partir do calculador de indutância 32, e seleciona e transmite uma da saída do subtrator 61 e da saída do limitador 62 ao comutador 64. Especificamente, quando a sinal de referência Ssw estiver em um baixo nível, o comutador 63 seleciona a saída do subtrator 61 e a transmite ao comutador 64 e, quando o sinal de referência Ssw estiver em um alto nível, o comutador 63 seleciona a saída do limitador 62 e a transmite ao comutador 64.

Se o valor de compensação de indutância LMTPA alcançar o valor limite de um limitador 78 (veja a figura 5), o sinal de referência Ssw é transmitido como um sinal em um alto nível. Neste caso, se o resultado obtido pela subtração da faixa de flutuação da energia de saída do motor Po do valor de definição Po* da faixa de flutuação da energia de saída do motor for negativo, zero é inserido no controlador PI 66 pelo limitador 62 e pelo comutador 63. Portanto, a atualização do valor integrado no controlador PI 66 é interrompida e a atualização da quantidade de mudança de fase ΔΘΜτρα é interrompida. O comutador 64 seleciona um da saída do comutador 63 e da saída do amplificador 68 com base na saída do comparador 65 e a transmite ao controlador PI 66. O comparador 65 controla o comutador 64 pela comparação de uma energia inicial Pstart com a energia de entrada do motor Pe. Se a energia de entrada do motor Pe for menor que a energia inicial Pstart, um sinal em um baixo nível é transmitido a partir do comparador 65. Se a energia de entrada do motor Pe for igual ou maior que a energia inicial Ps,art, um sinal em um alto nível é transmitido a partir do comparador 65. O comparador 65 pode comparar a energia inicial Pstart com a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po, em vez da energia de entrada do motor Pe.

Quando um sinal em um baixo nível for transmitido a partir do comparador 65, o comutador 64 seleciona a saída do amplificador 68, que inverte a saída integrada do controlador PI 66, e transmite a saída do amplificador 68 ao controlador PI 66. Portanto, em um estado em que a energia de entrada do motor Pe for menor que a energia inicial Pstart, o sinal, que é obtido pela inversão da saída integrada do controlador PI 66, é transmitido ao controlador PI 66. Consequentemente, a saída da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 é atenuada ou mantida em zero pela constante de tempo definida do controlador PI 66.

Portanto, em uma área na qual a energia elétrica é pequena, a operação de estimativa da quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα pela unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 é interrompida e a quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα transmitida a partir da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 se toma zero ou converge para zero. A faixa de flutuação da energia de saída do motor Po é calculada a partir da energia de entrada do motor Pe; portanto, a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po é amplamente afetada pela precisão da detecção da unidade de detecção da corrente de saída 11 e pelo erro da voltagem de saída. Assim, em uma área na qual a energia elétrica é pequena, a precisão da faixa de flutuação da energia de saída do motor Po degrada.

Portanto, no controlador de torque máximo 31, em uma área na qual a energia elétrica é pequena, a operação da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 para. Consequentemente, a quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤΡΑ com baixa precisão pode ser impedida de ser transmitida a partir da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60. É desejável que a energia inicial Pstart seja determinada, por exemplo, em um valor (por exemplo, cerca de 10 % da capacidade nominal do motor), no qual a precisão do cálculo da faixa de flutuação da energia de saída do motor Po começa a degradar com a capacidade nominal do motor como uma referência.

Por outro lado, quando um sinal em um alto nível for transmitido a partir do comparador 65, o comutador 64 seleciona a saída do comutador 63. Portanto, em um estado em que a energia de entrada do motor Pe for igual ou maior que a energia inicial Pstarl, a saída do comutador 63 é transmitida ao controlador PI 66. O controlador PI 66 inclui um amplificador 45 de um ganho proporcional Kp, um amplificador 46 de um ganho integral Ki e um integrador 47. A saída do comutador 64 é multiplicada por Kp pelo amplificador 45 e é transmitida ao adicionador 67. Além do mais, a saída do comutador 64 é multiplicada por Ki pelo amplificador 46, é integrada pelo integrador 47 e é transmitida ao adicionador 67. O adicionador 67 adiciona a saída do amplificador 45 e a saída do integrador 47, e transmite o resultado da adição ao limitador 69. O limitador 69 limita a saída da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 em uma faixa predeterminada. Em outras palavras, se a saída do adicionador 67 estiver na faixa predeterminada, o limitador 69 transmite a saída do adicionador 67 diretamente como a quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤΡΑ e, se a saída do adicionador 67 estiver fora da faixa predeterminada, o limitador 69 transmite o limite superior ou o limite inferior da faixa predeterminada como a quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤρα· A saída do integrador 47 é invertida pelo amplificador 68 e é transmitida ao comutador 64.

Retomando para a figura 1, uma explicação da unidade de controle 12 continua. O calculador de indutância 32 ilustrado na figura 1 obtém o valor de compensação de indutância LMtpa a partir da quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤΡΑ do vetor de referência de corrente Is transmitida a partir do controlador de torque máximo 31 pela seguinte Equação (7). A seguinte Equação (7) pode ser derivada pela modificação da Equação (5) exposta pelo uso do relacionamento de Gavg = ΔΘμτρα + π/2. O calculador de indutância 32 transmite o valor de compensação de indutância LMTPA obtido como exposto ao estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 e ao controlador de corrente em alta frequência 26. Na Equação (7) exposta, a indutância do eixo geométrico d Ld* e a constante de ligação do fluxo λϊ são constantes definidas no aparelho de controle de motor 1 e são, por exemplo, valores determinados a partir de sintonia fora de linha, em que o aparelho de controle de motor 1 está em um estado não operacional, ou a informação em um relatório de teste do motor. A figura 5 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração do calculador de indutância 32. Da forma ilustrada na figura 5, o calculador de indutância 32 inclui um calculador do valor do seno 71, um calculador do valor do cosseno 72, um amplificador 73, multiplicadores 74 e 75, um divisor 76, um adicionador 77, o limitador 78 e um filtro 79. O calculador do valor do seno 71 calcula um valor do seno da quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤρα· Um resultado do cálculo SinA9MTPA é multiplicado pela constante de ligação do fluxo λί pelo multiplicador 74. O resultado do cálculo do multiplicador 74 é transmitido ao divisor 76. O calculador do valor do cosseno 72 calcula um valor do cosseno da quantidade de mudança de fase ΔΘμτρα dobrado pelo amplificador 73. O resultado do cálculo cos2A0MTPA é multiplicado por uma amplitude da corrente Isa do vetor de referência de corrente Is pelo multiplicador 75. O resultado do cálculo do multiplicador 75 é transmitido ao divisor 76. O divisor 76 divide o resultado do cálculo do multiplicador 74 pelo resultado do cálculo do multiplicador 75. O resultado do cálculo do divisor 76 é transmitido ao adicionador 77 e a indutância do eixo geométrico d Ld* é nele adicionada pelo adicionador 77. O resultado da adição do adicionador 77 é transmitido por meio do limitador 78 e do filtro 79.

Se a quantidade de mudança de fase ΔΘΜτρα do vetor de referência de corrente Is depois que o controle for iniciado for zero, o valor de compensação de indutância LMTPA se toma igual a Ld*. O valor de compensação de indutância LMTPA é atualizado com base na quantidade de mudança de fase ΔΘΜΤΡΑ transmitida a partir do controlador de torque máximo 31, e é transmitido ao controlador de corrente em alta frequência 26 e ao estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33.

Um limite inferior é definido no limitador 78 para impedir sobrecompensação. Quando o valor de compensação de indutância LMtpa alcançar o limite inferior, o limitador 78 transmite o sinal de referência Ssw em um alto nível ao comutador 63 como uma operação antitensão.

Consequentemente, o comutador 63 da unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase 60 ilustrada na figura 4 é comutado e a saída do limitador 62 é transmitida a partir do comutador 63. O limitador 78 compara os sinais de entrada e saída do limitador 78. Se os sinais forem diferentes um do outro, o limitador 78 determina que o valor de compensação de indutância LMtpa alcança o limite inferior. Além do mais, o limite inferior é, por exemplo, definido em um valor que é a metade da indutância do eixo geométrico d Ld*, de forma que o valor de compensação de indutância LMtpa não se tome menor que o valor que é a metade da indutância do eixo geométrico d Ld*.

Retomando para a figura 1, uma explicação da unidade de controle 12 continua. O estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 detecta a velocidade rotacional e a posição do polo magnético do rotor do motor de CA 3. Especificamente, as referências de voltagem do eixo geométrico γδ Vy ref e Vô ref, os valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ Iyfb e Iôfb, e o valor de compensação de indutância LMTPA são inseridos no estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33, e o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 obtém o valor estimado da frequência angular do rotor coest e o valor estimado da posição do rotor 0est. O estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 transmite o valor estimado da frequência angular do rotor coest ao subtrator 20 e transmite o valor estimado da posição do rotor Oest ao calculador de PWM 29 e ao conversor de coordenadas 30. A figura 6 é um diagrama que ilustra um exemplo de configuração do estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33.

Da forma ilustrada na figura 6, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 inclui o observador de força eletromotriz estendida 80, um calculador de erro de fase 81 e um controlador de PLL 82. O observador de força eletromotriz estendida 80 obtém um valor estimado da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γ cy est e um valor estimado da força eletromotriz estendida do eixo geométrico δ aô_est, por exemplo, pela seguinte Equação (8): em que Rs, Ld e Lq são parâmetros do motor que são parâmetros de cálculo. Rs é a resistência primária. Ld é a indutâncía do eixo geométrico d. Lq é a indutância do eixo geométrico q. Hj até H9 são os ganhos do observador. A seguinte Equação (9) pode ser obtida pelo desenvolvimento da Equação (8) exposta em um sistema discreto. Na seguinte Equação (9), Ts representa o tempo de amostragem.

Da forma representada pela Equação exposta (9), o observador de força eletromotriz estendida 80 obtém os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ ay est e cÔ est em ([k + 1] · Ts) segundos com base nos valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ Iy fb e IÔfb, nos valores estimados de corrente do eixo geométrico γδ Iy est e Iô est, nos valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ ay est e eô est, no valor estimado da velocidade e nos parâmetros do motor em (k · Ts) segundos.

Neste momento, o observador de força eletromotriz estendida 80 obtém os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico yò cy est e eô est pelo uso do valor de compensação de indutância LMTPA obtido pelo calculador de indutância 32 como a indutância do eixo geométrico q Lq. O observador de força eletromotriz estendida 80 realiza seletivamente um primeiro processo de estimativa e um segundo processo de estimativa com base na definição proveniente do exterior.

No primeiro processo de estimativa, os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ cy est e sô est são obtidos pela definição de Lq igual a LMtpa e pela definição de Ld igual a Ld* na Equação exposta (9). Por outro lado, no segundo processo de estimativa, os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ ay est e sô est são obtidos pela definição de Lq igual a LMTPA e pela definição de Ld igual a LMtpa na Equação exposta (9).

Os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ εγ_β5ί e eô est são inseridos no calculador de erro de fase 81a partir do observador de força eletromotriz estendida 80, e o calculador de erro de fase 81 obtém um valor estimado do erro de fase AGest pela seguinte Equação (10) e o transmite ao controlador de PLL 82.

Da forma representada pela Equação exposta (9), os valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ εγ_est e sô est incluem um componente do erro de voltagem gerado devido à mudança de velocidade, à mudança no estado da carga e ao erro de parâmetro.

Com base nos valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ εγ_β8ΐ e côest que incluem o componente do erro de voltagem, o valor estimado do erro de fase AGest é obtido da forma representada pela Equação exposta (10). Portanto, verificou-se que o valor de compensação de indutância LMtpa obtido pelo calculador de indutância 32 é refletido no valor estimado do erro de fase AGest. O controlador de PLL 82 obtém o valor estimado da posição do rotor Gest e o valor estimado da frequência angular do rotor coest com base no valor estimado do erro de fase AGest transmitido a partir do calculador de erro de fase 81. A figura 7A e a figura 7B ilustram um exemplo de configuração do controlador de PLL 82.

No exemplo ilustrado na figura 7 A, o controlador de PLL 82 obtém o valor estimado da posição do rotor 9est e o valor estimado da frequência angular do rotor toest pelo controle, de maneira tal que o valor estimado do erro de fase AGest, estimado a partir dos valores estimados da força eletromotriz estendida do eixo geométrico γδ sy est e eô est, torne-se zero. Especificamente, o controlador de PLL 82 ilustrado na figura 7A inclui um controlador PI 91 e um integrador 92, e obtém o valor estimado da frequência angular do rotor coest pela realização do controle PI no valor estimado do erro de fase A9est pelo controlador PI 91 e obtém o valor estimado da posição do rotor 9est pela integração do valor estimado da frequência angular do rotor ooest pelo integrador 92.

Se não houver erro de parâmetro e, assim, não houver erro no valor estimado do erro de fase A9est, pode-se fazer com que as coordenadas do eixo geométrico γ-δ, que compreendem um sistema de coordenadas de controle, correspondam às coordenadas do eixo geométrico d-q, que compreendem um sistema de coordenadas do rotor, pelo controle do valor estimado do erro de fase A9est em zero. Na presente modalidade, parâmetros não correspondem a valores verdadeiros; portanto, mesmo se o valor estimado do erro de fase A9est for zero no controle, as coordenadas do eixo geométrico γ-δ não correspondem às coordenadas do eixo geométrico d-q. Os parâmetros são determinados de maneira tal que o eixo geométrico δ corresponda ao eixo geométrico do torque máximo e, em decorrência disto, como no controlador de PLL 82 ilustrado na figura 7A, o eixo geométrico δ nas coordenadas do eixo geométrico γ-δ, que compreendem um sistema de coordenadas de controle, é controlado para corresponder ao eixo geométrico do torque máximo pelo controle do valor estimado do erro de fase A9est em zero. Em virtude de o vetor de referência de corrente Is estar sempre no eixo geométrico δ, o controle de torque máximo pode ser realizado fazendo com que o eixo geométrico δ corresponda ao eixo geométrico do torque máximo.

Além do mais, o controlador de PLL 82 pode ter uma configuração ilustrada na figura 7B. O controlador de PLL 82 ilustrado na figura 7B inclui um controlador PI 93, um divisor 94, um adicionador 95 e um integrador 96. No controlador de PLL 82, a velocidade é estimada aproximadamente pela divisão do valor estimado da força eletromotriz estendida do eixo geométrico δ côest por uma constante de voltagem induzida φ pelo divisor 94, e o valor estimado da frequência angular do rotor coest é obtido pela adição da velocidade estimada na saída do controlador PI 93 pelo adicionador 95. Além do mais, o valor estimado da posição do rotor 9est é obtido pela integração do valor estimado da frequência angular do rotor cuest pelo integrador 96. A figura 8 e a figura 9 são diagramas que ilustram o fluxo do processo de cálculo do valor estimado da frequência angular do rotor coest e do valor estimado da posição do rotor 9est na unidade de controle 12. A figura 8 ilustra o fluxo do primeiro processo de cálculo no caso em que o supradescrito primeiro processo de estimativa for selecionado e a figura 9 ilustra o fluxo do segundo processo de cálculo no caso em que o supradescrito segundo processo de estimativa for selecionado.

Primeiro, o fluxo do primeiro processo de cálculo do valor estimado da frequência angular do rotor coest e do valor estimado da posição do rotor 9est será descrito em relação à figura 8. O controlador de torque máximo 31 da unidade de controle 12 compara a energia inicial Pstart com a energia de entrada do motor Pe (Etapa S10). Se a energia de entrada do motor Pe for igual ou maior que a energia inicial Pstart (Sim na Etapa S10), o controlador de torque máximo 31 define o alvo para o controle PI em Po-Po* (Etapa SI 1). Por outro lado, se a energia de entrada do motor Pe for menor que a energia inicial Pstart (Não na Etapa S19), o controlador de torque máximo 31 define o alvo para o controle PI em um inverso da saída integral (Etapa SI2). O controlador de torque máximo 31 obtém a quantidade de mudança de fase ΔΘΜΙΡΑ pela realização do controle PI com base na definição das Etapas SI 1 e SI2 (Etapa SI3). Então, o calculador de indutância 32 obtém o valor de compensação de indutância LMTPA com base na quantidade de mudança de fase ΔΘΜτρα transmitida do controlador de torque máximo 31 (Etapa SI4). O estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 define a indutância do eixo geométrico q Lq e a indutância do eixo geométrico d Ld, que são parâmetros do motor. Especificamente, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 define o valor de compensação de indutância LMTpA como a indutância do eixo geométrico q Lq e define a indutância do eixo geométrico d Ld*, que é pré-ajustada, como a indutância do eixo geométrico d Ld (Etapa SI5). Então, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 obtém o valor estimado da posição do rotor Oest e o valor estimado da frequência angular do rotor toe st com base nos parâmetros do motor definidos na Etapa SI5 (Etapa SI6). A seguir, o fluxo do segundo processo de cálculo do valor estimado da frequência angular do rotor coest e do valor estimado da posição do rotor 9est será descrito em relação à figura 9. Neste processo, os processos das Etapas Sll até S14 e SI6 são iguais àqueles do primeiro processo de cálculo ilustrado na figura 8, e o processo da Etapa S25 é diferente daquele do primeiro processo de cálculo.

Na Etapa S25, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 define o valor de compensação de indutância LMTpa como a indutância do eixo geométrico q Lq e define o valor de compensação de indutância LMtpa como a indutância do eixo geométrico d Ld. Então, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 obtém o valor estimado da posição do rotor Gest e o valor estimado da frequência angular do rotor coest de acordo com os parâmetros do motor definidos como exposto.

Da forma supradescrita, o aparelho de controle de motor 1 de acordo com a presente modalidade inclui o controlador torque máximo 31, o calculador de indutância 32 e o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33. O controlador de torque máximo 31 estima a faixa de flutuação da energia de saída do motor Po do motor de CA 3 correspondente ao sinal de injeção Smag, que é um sinal de alta frequência cuja frequência é mais alta que aquela da frequência de acionamento do motor de CA 3. O calculador de indutância 32 estima o valor de compensação de indutância LMTPA que obtém o torque máximo com base na faixa de flutuação da energia de saída do motor Po e o define no estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 como a indutância do eixo geométrico q. O estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 estima o valor estimado da posição do rotor Oest, que é a posição rotacional do rotor do motor de CA 3, a partir dos parâmetros do motor que incluem a indutância do eixo geométrico q Lq definida pelo calculador de indutância 32 com base nos valores detectados da corrente do eixo geométrico γδ Iyfb e Iôfb, que são valores detectados da corrente de saída no motor de CA 3, e nas referências de voltagem do eixo geométrico γδ Vy_ref e Vdref. O aparelho de controle de motor 1 de acordo com a presente modalidade pode definir a indutância do eixo geométrico q na qual um erro é intencionalmente induzido a partir do seu valor verdadeiro pela obtenção do valor de compensação de indutância LMtpa para ser definida como a indutância do eixo geométrico q online sem usar um valor fixo e parâmetros do motor (Ld, Lq e <E>a). Portanto, por exemplo, mesmo se houver um erro nos parâmetros do motor ou variação nos parâmetros do motor, o estimador de velocidade e de posição do polo magnético 33 pode ser operado estavelmente e, assim, o controle de torque máximo pode ser precisamente realizado.

Claims

1. Aparelho de controle de motor, caracterizado pelo fato de que compreende: uma unidade de geração de referência de corrente que gera uma referência de corrente, na qual um sinal de alta frequência cuja frequência é mais alta que uma frequência de acionamento de um motor é sobreposto; uma unidade de acionamento que aciona o motor com base em uma referência de voltagem; uma unidade de detecção de corrente que detecta uma corrente de saída ao motor proveniente da unidade de acionamento; uma unidade de geração de referência de voltagem que gera a referência de voltagem com base em um desvio entre a referência de corrente e a corrente de saída; uma unidade de estimativa de posição rotacional que estima uma posição rotacional de um rotor do motor a partir de um parâmetro de cálculo que inclui uma indutância do eixo geométrico q do motor com base na corrente de saída e na referência de voltagem; uma unidade de estimativa de quantidade de mudança que estima uma quantidade de mudança de um torque de saída em relação a uma mudança de fase de corrente do motor correspondente ao sinal de alta frequência; e uma unidade de estimativa de indutância que estima um valor de indutância que obtém um torque máximo com base na quantidade de mudança e define o valor de indutância na unidade de estimativa de posição rotacional como a indutância do eixo geométrico q.

2. Aparelho de controle de motor de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente uma unidade de estimativa de quantidade de mudança de fase que estima uma quantidade de mudança de fase de um vetor de corrente da corrente de saída, de maneira tal que a quantidade de mudança se tome um valor alvo, em que a unidade de estimativa de indutância estima o valor de indutância com base na quantidade de mudança de fase.

3. Aparelho de controle de motor de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo fato de que a unidade de estimativa de quantidade de mudança estima a quantidade de mudança com base em uma amplitude de um componente de frequência igual ao sinal de alta frequência em um componente de frequência de uma saída mecânica de um motor.

4. Aparelho de controle de motor de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que a unidade de estimativa de quantidade de mudança para a estimativa da quantidade de mudança até que uma energia de entrada no motor ou uma energia de saída do motor se tomem um valor predeterminado e realiza estimativa da quantidade de mudança depois que a energia de entrada ou a energia de saída ficarem iguais ou maiores que o valor predeterminado.

5. Aparelho de controle de motor de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que a unidade de estimativa de indutância inclui um limitador que limita o valor de indutância estimado, de maneira tal que o valor de indutância estimado não fique menor que um valor predeterminado.

6. Aparelho de controle de motor de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que o parâmetro de cálculo inclui uma indutância do eixo geométrico d do motor, e a unidade de estimativa de indutância define o valor de indutância na unidade de estimativa de posição rotacional como a indutância do eixo geométrico d.

7. Aparelho de controle de motor de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente uma unidade de estimativa de frequência angular que estima uma frequência angular do rotor a partir do parâmetro de cálculo com base na corrente de saída e na referência de voltagem.

8. Aparelho de controle de motor de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizado pelo fato de que a unidade de geração de referência de corrente define uma direção do fluxo para controle correspondente a um eixo geométrico d, que é uma direção do fluxo gerado por um ímã permanente, as um eixo geométrico γ e define uma referência de corrente do eixo geométrico γ em zero.

9. Método de controle de motor, caracterizado pelo fato de que compreende: gerar uma referência de corrente, na qual um sinal de alta frequência cuja frequência é mais alta que uma frequência de acionamento de um motor é sobreposto; acionar o motor com base em uma referência de voltagem; detectar uma corrente de saída ao motor; gerar a referência de voltagem com base em um desvio entre a referência de corrente e a corrente de saída; estimar uma posição rotacional de um rotor do motor a partir de um parâmetro de cálculo que inclui uma indutância do eixo geométrico q do motor com base na corrente de saída e na referência de voltagem; estimar uma quantidade de mudança de um torque de saída em relação a uma mudança de fase de corrente do motor correspondente ao sinal de alta frequência; e estimar um valor de indutância que obtém um torque máximo com base na quantidade de mudança e definir o valor de indutância como a indutância do eixo geométrico q.