CN103595326B - 电机控制装置和电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电机控制装置和电机控制方法。电机控制装置包括旋转位置估计单元、相位变化量估计单元和电感估计单元。旋转位置估计单元基于到电机的输出电流和电压基准根据包括电机的q轴电感值的电机参数估计电机的旋转位置。相位变化量估计单元基于对应于其频率高于电机的驱动频率的高频信号的电机的输出功率波动范围估计输出电流的电流矢量的相位变化量。电感估计单元基于相位变化量估计获得电机的最大扭矩的电感值作为q轴电感值。

Description

电机控制装置和电机控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机控制装置和电机控制方法。

背景技术

近来，电机控制装置已经投入了实际使用中，这样的实际使用包括速度估计器，其根据由于电机的旋转而产生的感生电压来估计电机的旋转速度并且执行无传感器控制。在这种类型的电机控制装置中，已知一种电机控制装置，其执行最大扭矩控制，其中有效地使用磁阻扭矩。通过使用通过对于速度估计器进行计算所使用的q轴电感的真实值有意地引入误差而生成的速度估计误差并且使得控制轴匹配最大扭矩操作点来执行最大扭矩控制。

在日本专利申请特开No.2009-291072中公开了第一和第二种方法作为使作为用于速度估计器的计算的参数的q轴电感从其真实值偏移的方法。第一种方法是下述方法，其使用计算用参数L，该参数L被设置为满足Ld≤L＜Lq的值。第二种方法是下述方法，其引入dm-qm坐标系，其中其方向匹配实现最大扭矩控制的电流矢量的方向的旋转轴为qm轴并且与qm轴正交的旋转轴为dm轴，并且该方法还使用了计算用参数Lm。电机参数Ld、Lq和Φa用于计算计算用参数Lm。

然而，第一种方法具有下述问题，其中，由于计算用参数L是固定值，因此最大扭矩控制的精度随着负载的增加而降低。

在第二种方法中，计算用参数Lm是q轴电感的函数；因此，第二种方法能够改进第一种方法。然而，由于电机参数(Ld、Lq和Φa)用于计算计算用参数Lm，因此，如果初始设置值存在误差或者电机参数由于温度或负载而发生变化，则计算用参数Lm根据电机参数的误差而产生误差。因此，存在下述问题，其中，不能够获得最大扭矩控制，并且此外，速度估计器变得不稳定。

实施方式的方面的目的在于提供一种电机控制装置和电机控制方法，其能够准确地执行最大扭矩控制同时防止控制系统变得不稳定。

发明内容

根据实施方式的电机控制装置包括电流基准生成单元、电流检测单元、电压基准生成单元、驱动单元、旋转位置估计单元、相位变化量估计单元和电感估计单元。电流基准生成单元生成电流基准，其上叠加其频率高于电机的驱动频率的高频信号。电流检测单元检测从驱动单元到电机的输出电流。电压基准生成单元，其基于电流基准和输出电流之间的偏差生成电压基准。驱动单元基于电压基准驱动电机。旋转位置估计单元基于输出电流和电压基准根据包括电机的q轴电感值的电机参数估计电机的旋转位置。相位变化量估计单元估计输出电流的电流矢量的相位变化量，使得对应于高频信号的电机的输出功率波动范围变为设置值。电感估计单元基于相位变化量估计获得电机的最大扭矩并且在旋转位置估计单元中将该电感值设置为q轴电感值。

根据实施方式的方面，能够提供一种电机控制装置和电机控制方法，其能够准确地执行最大扭矩控制同时防止控制系统变得不稳定。

附图说明

由于当结合附图进行考虑时通过参考附图能够更好地理解本发明及其优点因此将会容易地获得本发明的更完全的理解和更多的优点。

图1是示出根据实施方式的电机控制装置的构造的图；

图2是示出高频电流控制器的构造示例的图；

图3是示出最大扭矩控制器中包括的电机输出提取单元的构造的图；

图4是示出最大扭矩控制器中包括的相位变化量估计单元的构造的图；

图5是示出电感计算器的构造示例的图；

图6是示出速度和磁极位置估计器的构造示例的图；

图7A是示出PLL控制器的构造示例的图；

图7B是示出PLL控制器的另一构造示例的图；

图8是示出转子角频率估计值和转子位置估计值的第一计算处理的流程的图；以及

图9是示出转子角频率估计值和转子位置估计值的第二计算处理的流程的图。

具体实施方式

下面，将参考附图详细描述本申请中公开的电机控制装置和电机控制方法的实施方式。本发明不限于下面的实施方式。

图1是示出根据实施方式的电机控制装置的构造的图。如图1中所示，根据实施方式的电机控制装置1连接在AC电源2与AC电机3之间。电机控制装置1从AC电源2提取驱动AC电机3所需的电力并且将其提供给AC电机3。AC电机3例如为内置式永磁同步电机(IPMSM)。

电机控制装置1包括电力转换单元10、输出电流检测单元11和控制单元12。电力转换单元10包括转换器单元10a、逆变器单元10b和平滑电容器C1，并且在AC-AC转换之后将从AC电源2提供的电力提供到AC电机3。电力转换单元10是驱动单元的示例并且输出电流检测单元11是电流检测单元的示例。

转换器单元10a例如包括整流器电路并且对从AC电源2提供的AC电压进行整流。由转换器单元10a整流后的电压由平滑电容器C1进行平滑以转换为DC电压。逆变器单元10b例如包括用于各输出相的两个上和下开关元件并且利用开关元件将从转换器单元10a输出的DC电压在将其转换为AC电压之后提供给AC电机3。AC电机3由从逆变器单元10b输出的AC电压驱动。开关元件例如为IGBT(绝缘栅双极晶体管)或MOSFET。

输出电流检测单元11检测从逆变器单元10b流到AC电机3的输出电流。具体地，输出电流检测单元11检测分别从作为逆变器单元10b的输出相的U相、V相和W相流到AC电机3的输出电流的瞬时值Iu、Iv和Iw(下面，描述为输出电流值Iu、Iv和Iw)。输出电流检测单元11例如为电流传感器，其通过利用作为电磁转换元件的霍尔元件来检测电流。

控制单元12通过控制逆变器单元10b的各开关元件来从逆变器单元10b输出具有想要的幅值和频率的电压，从而驱动AC电机3。

控制单元12包括减法器20和24、速度控制器21、探查信号生成器22、探查信号坐标转换器23、电流控制器25、高频电流控制器26、去耦控制器27、加法器28和PWM计算器29。此外，控制单元12包括坐标转换器30、最大扭矩控制器31、电感计算器32以及速度和磁极位置估计器33。

探查信号坐标转换器23是电流基准生成单元的示例并且电流控制器25、高频电流控制器26、去耦控制器27和加法器28是电压基准生成单元的示例。此外，最大扭矩控制器31是变化量估计单元的示例，电感计算器32是电感估计单元的示例，并且速度和磁极位置估计器33是旋转位置估计单元和角频率估计单元的示例。

减法器20获得转子角频率基准ωref和转子角频率估计值ωest之间的偏差并且将其输出到速度控制器21。转子角频率基准ωref是定义AC电机3中包括的转子的角频率(下面，描述为转子角频率)的基准并且是从未示出的上级控制装置输入的。“est”表示其是估计值。

速度控制器21例如包括PI(比例积分)控制器并且通过PI控制来生成δ轴电流基准Iδ_ref，从而转子角频率基准ωref与转子角频率估计值ωest之间的偏差变为零。δ轴电流基准Iδ_ref被从速度控制器21输出到探查信号坐标转换器23和去耦控制器27。

探查信号生成器22生成是高频信号的探查信号S_mag并且将其输出到探查信号坐标转换器23。探查信号S_mag是由A_magsin(fh×2πt)定义的信号。此外，探查信号生成器22将信号sin(fh×2πt)输出到最大扭矩控制器31。“fh”表示探查信号S_mag的频率并且被设置为高于驱动AC电机3的电压的频率的值。

此外，A_mag是由γ轴电流基准Iγ_ref和δ轴电流基准Iδ_ref定义的电流基准矢量Is的相位的幅值。考虑速度控制器21的控制响应和逆变器单元10b的切换频率将探查信号S_mag的频率fh和幅值A_mag设置为不发生干涉。

在本实施方式中，在以与由AC电机3的转子中布置的永磁体生成的磁通的旋转速度相同的旋转速度旋转的旋转坐标系中，由永磁体生成的磁通的方向被定义为d轴并且对应于d轴的用于控制的旋转轴被定义为γ轴。此外，从d轴前进90°电气角的相位被定义为q轴并且对应于q轴的控制用旋转轴被定义为δ轴。

探查信号坐标转换器23按照下面的等式(1)获得当电流基准矢量Is的相位由于探查信号S_mag而变化时的γδ轴电流基准Iγ_href和Iδ_href，并且将其输出到减法器24。γ轴电流基准Iγ_ref例如被设置为零。

$\left[\begin{array}{c}I\mathrm{\γ}\_href\\ I\mathrm{\δ}\_href\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(A_{mag}\sin \left(fh\×2\mathrm{\π}t\right)\right)& -\sin \left(A_{mag}\sin \left(fh\×2\mathrm{\π}t\right)\right)\\ \sin \left(A_{mag}\sin \left(fh\×2\mathrm{\π}t\right)\right)& \cos \left(A_{mag}\sin \left(fh\×2\mathrm{\π}t\right)\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\mathrm{\γ}\_ref\\ I\mathrm{\δ}\_ref\end{array}\right]\mathrm{...}\left(1\right)$

减法器24将其上叠加有探查信号S_mag的γ轴电流基准Iγ_href减去将在后面描述的γ轴电流检出值Iγ_fb。此外，减法器24将其上叠加有探查信号S_mag的δ轴电流基准Iδ_href减去将在后面描述的δ轴电流检出值Iδ_fb。然后，减法器24将各减法结果输出到电流控制器25和高频电流控制器26。

电流控制器25生成γ轴电压基准Vγ和δ轴电压基准Vδ使得γ轴电流基准Iγ_href与γ轴电流检出值Iγ_fb之间的偏差以及δ轴电流基准Iδ_href与δ轴电流检出值Iδ_fb之间的偏差均变为零。电流控制器25例如由PI控制器构成。电流控制器25将生成的γ轴电压基准Vγ和δ轴电压基准Vδ输出到加法器28。

高频电流控制器26生成γδ轴电压基准Vγ_href和Vδ_href使得γδ轴电流基准与γδ轴电流检出值之间的偏差变为零。上述探查信号S_mag是相对高频波；因此，提供了与通常的电流控制相比响应较高的高频电流控制器26以使得电流值跟随探查信号S_mag。高频电流控制器26例如由P(比例)控制器构成，从而保持稳定性。

图2是示出高频电流控制器26的构造示例的图。如图2中所示，高频电流控制器26包括P控制器40和41。利用下面的等式(2)获得P控制器40的比例增益Kp_γ和Kp_δ。在下面的等式(2)中，ω_{ACR_hf}是配置参数，并且例如被设置为通过将高频电流控制中的截止频率乘以2π而获得的值。

Kp_γ＝L_MTPA×ω_{ACR_hf}

…(2)

Kp_δ＝L_MTPA×ω_{ACR_hf}

高频电流控制器26利用来自电感计算器32的电感补偿值L_MTPA来在线更新用于计算比例增益Kp_γ和Kp_δ的电感值。因此，能够减小由于电感的设置误差导致的电流响应的变化。在电流控制器25和去耦控制器27方面，参数没有在线更新以保持稳定性。词语在线表示电机控制装置1正在操作的状态。

P控制器40具有上述比例增益Kp_γ并且利用比例控制生成γ轴电压基准Vγ_href从而γ轴电流基准Iγ_href与γ轴电流检出值Iγ_fb之间的偏差变为零。此外，P控制器41具有上述比例增益Kp_δ并且利用比例控制生成δ轴电压基准Vδ_href从而δ轴电流基准Iδ_href与δ轴电流检出值Iδ_fb之间的偏差变为零。

返回图1，继续说明控制单元12。去耦控制器27生成γ轴干涉电压Vγ_dcp和δ轴干涉电压Vδ_dcp作为δ轴电压和γ轴电压，其消除了均与其它电流分量干涉的γ轴电流分量和δ轴电流分量的影响。

具体地，γ轴电流基准Iγ_ref、δ轴电流基准Iδ_ref和将在下面描述的转子角频率估计值ωest被输入到去耦控制器27并且去耦控制器27按照下面的等式(3)获得γ轴干涉电压Vγ_dcp和δ轴干涉电压Vδ_dcp：

Vγ_dcp＝-ωest×Lq×Iδ_ref

…(3)

Vδ_dcp＝ωest×Ld×Iγ_ref

其中Lq是AC电机3的q轴电感并且Ld是AC电机3的d轴电感。基于从将在下面描述的速度和磁极位置估计器33输出的电感补偿值L_MTPA，Lq可以设置为等于L_MTPA并且Ld可以被设置为等于Ld*，或者Lq可以被设置为等于L_MTPA并且Ld可以设置为等于L_MTPA。

加法器28通过将去耦控制器27的输出、电流控制器25的输出和高频电流控制器26的输出相加来生成γ轴电压基准Vγ_ref和δ轴电压基准Vδ_ref。γδ轴电压基准Vγ_ref和Vδ_ref被从加法器28输出到PWM计算器29、最大扭矩控制器31和速度和磁极位置估计器33。

具体地，加法器28通过将γ轴干涉电压Vγ_dcp、γ轴电压基准Vγ和γ轴电压基准Vγ_href相加来获得γ轴电压基准Vγ_ref。此外，加法器28通过将δ轴干涉电压Vδ_dcp、δ轴电压基准Vδ和δ轴电压基准Vδ_href相加来生成δ轴电压基准Vδ_ref。

PWM计算器29通过使用转子位置估计值θest来对于γ轴电压基准Vγ_ref和δ轴电压基准Vδ_ref执行旋转坐标转换，并且此外，执行两相至三相转换以生成分别对应于U相、V相和W相的电压基准Vu、Vv和Vw。然后，PWM计算器29基于电压基准Vu、Vv和Vw通过诸如三角波比较的方法生成驱动逆变器单元10b的开关元件的驱动信号并且将该驱动信号提供给逆变器单元10b。因此，对应于电压基准Vu、Vv和Vw的电压被从逆变器单元10b输出到AC电机3。

从输出电流检测单元11输出的输出电流值Iu、Iv和Iw被输入到坐标转换器30并且坐标转换器30在对于输出电流值Iu、Iv和Iw执行两相至三相转换之后通过使用转子位置估计值θest来执行到γ-δ轴坐标系的坐标转换。γ-δ轴坐标系是与转子角频率估计值ωest同步旋转的旋转坐标系。

坐标转换器30通过到γ-δ轴坐标系的坐标转换来获得是γ轴分量的γ轴电流检出值Iγ_fb和是δ轴分量的δ电流检出值Iδ_fb并且将其输出到减法器24、最大扭矩控制器31、电感计算器32以及速度和磁极位置估计器33中的每一个。

最大扭矩控制器31基于γδ轴电流检出值Iγ_fb和Iδ_fb、γδ轴电压基准Vγ_ref和Vδ_ref和具有与探查信号S_mag相同的频率和相位的信号sin(fh×2π)来获得相位变化量△θ_MTPA。相位变化量△θ_MTPA是控制开始之后的电流基准矢量Is的相位变化量并且被输出到电感计算器32。

最大扭矩控制器31基于电机输入功率Pe获得相位变化量△θ_MTPA。具体地，γδ轴电流检出值Iγ_fb和Iδ_fb和γδ轴电压基准Vγ_ref和Vδ_ref被输入到最大扭矩控制器31并且最大扭矩控制器31按照下述等式(4)获得是从电力转换单元10输入到AC电机3的功率的电机输入功率Pe。

Pe＝Vγ_ref×Iγ_fb+Vδ_ref×Iδ_fb…(4)

除了作为AC电机3的机械输出的电机输出功率P_mecha之外，电机输入功率Pe还包括由于AC电机3的绕阻导致的铜损Pc和无效功率Pr的分量。铜损Pc仅包括DC分量。此外，无效功率Pr包括其频率与探查信号S_mag相同的频率分量以及其频率是探查信号S_mag的频率的两倍的频率分量。其频率与探查信号S_mag相同的分量与探查信号Smag的相位相差π/2相位。另一方面，电机输出功率P_mecha包括其频率和相位与探查信号S_mag相同的分量。

最大扭矩控制器31利用图3中所示的电机输出提取单元50从电机输入功率Pe提取是电机输出功率P_mecha中其频率和相位与探查信号S_mag相同的分量的幅值的电机输出功率波动范围Po。图3是示出最大扭矩控制器31中包括的电机输出提取单元50的构造的图。

如图3中所示，电机输出提取单元50包括带通滤波器(BPF)51、乘法器52和低通滤波器(LPF)53。BPF51被设置为使频率fh的信号通过并且从输入的电机输入功率Pe提取其频率与探查信号S_mag相同的频率分量P_BPF。

BPF51的输出被输入到乘法器52并且乘以其频率和相位与探查信号S_mag相同的信号sin(fh×2πt)。因此，BPF51的输出中其频率和相位与探查信号S_mag相同的信号变为DC分量并且包括该DC分量的信号Ph被从乘法器52输出。

从乘法器52输出的信号Ph被输入到LPF53，并且在LPF53中仅提取DC分量并且将其从LPF53输出。该DC分量是对应于电机输出功率波动范围Po的分量。电机输出功率波动范围Po能够由下面的等式(5)表示。

$Po=\frac{3}{4}\mathrm{\ω}r\×Amag\×Isa\×\{(Ld-Lq)\×Isa\×cos\left(2\mathrm{\θ}avg\right)+\mathrm{\λ}f\×cos\left(\mathrm{\θ}avg\right)\}...\left(5\right)$

其中，ωr是转子角速度，Isa是电流基准矢量Is的电流幅值，λf是磁链常数，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感，并且θavg是电流基准矢量Is的相位。在本实施方式中，γ轴电流基准I-γref等于零；因此，θavg是δ轴的相位。

另一方面，电机生成扭矩Te相对于电流基准矢量Is的相位变化的变化由下面的等式(6)表示：

$\frac{\∂Te}{\∂\mathrm{\θ}}=\frac{3P}{4}\×Mag\×Isa\×\{(Ld-Lq)\×Isa\×cos2\mathrm{\θ}+\mathrm{\λ}f\×cos\mathrm{\θ}\}...\left(6\right)$

其中，P是电机的极数，λf是磁链常数，并且Ld和Lq分别是d轴电感和q轴电感。Isa是电流基准矢量Is的幅值并且θ是AC电机3的电流基准矢量Is的相位。

比较等式(5)和等式(6)，发现的是，电机输出功率波动范围Po与电机生成扭矩Te相对于电流基准矢量Is的相位变化的变化成比例。因此，其中电机输出功率波动范围Po变为零的电流基准矢量Is的相位变为最大扭矩轴。在本实施方式中的电机控制装置1中，电机输出功率波动范围Po被估计为AC电机3的输出扭矩Te相对于电流相位变化的变化

最大扭矩控制器31包括相位变化量估计单元，其检测电机输出功率波动范围Po变为电机输出功率波动范围的设置值Po*的电流基准矢量Is的相位变化量Δθ_MTPA。相位变化量Δθ_MTPA是控制开始之后的电流基准矢量Is的相位变化量并且是使得δ轴在稳定状态下匹配最大扭矩轴的相位变化量。控制开始时的电流相位是当作为初始值在电机控制装置1中设置的电感值用于将在下面描述的扩展电动势观察器80中的计算。电机输出功率波动范围的设置值Po*通常被设置为零或接近零；然而，其也能够设置为其它值。

图4是示出最大扭矩控制器31中包括的相位变化量估计单元60的构造的图。如图4中所示，相位变化量估计单元60包括减法器61、限制器62、开关63和64、比较器65、PI控制器66、加法器67、放大器68和限制器69。

减法器61将电机输出功率波动范围的设置值Po*减去电机输出功率波动范围Po并且将减法结果输出到限制器62和开关63。限制器62是下限限制器。如果减法器61的减法结果小于零，则限制器62将零输出到开关63，并且如果减法器61的减法结果等于或大于零，则限制器62将减法器61的减法结果直接输出到开关63。

利用从电感计算器32输出的将在下面描述的基准信号S_SW控制开关63，并且开关63选择减法器61的输出和限制器62的输出中的一个并且将其输出到开关64。具体地，当基准信号S_SW处于低电平时，开关63选择减法器61的输出并且将其输出到开关64，并且当基准信号S_SW处于高电平时，开关63选择限制器62的输出并且将其输出到开关64。

如果电感补偿值L_MTPA达到限制器78(参见图5)的限制值，则基准信号S_SW被输出为高电平的信号。在该情况下，如果通过将电机输出功率波动范围的设置值Po*减去电机输出功率波动范围Po获得的结果为负，则由限制器62和开关63将零输入到PI控制器66。因此，停止PI控制器66中的积分值的更新并且停止相位变化量Δθ_MTPA的更新。

开关64基于比较器65的输出选择开关63的输出与放大器68的输出中的一个并且将其输出到PI控制器66。比较器65通过比较开始功率P_start与电机输入功率Pe来控制开关64。如果电机输入功率Pe小于开始功率P_start，则从比较器65输出处于低电平的信号。如果电机输入功率Pe等于或大于开始功率P_start，则从比较器65输出处于高电平的信号。比较器65可以比较开始功率P_start与电机输出功率波动范围Po(而不是电机输入功率Pe)。

当从比较器65输出处于低电平的信号时，开关64选择反转PI控制器66的积分输出的放大器68的输出，并且将放大器68的输出输出到PI控制器66。因此，在电机输入功率Pe小于开始功率P_start的状态下，通过反转PI控制器66的积分输出获得的信号被输出到PI控制器66。因此，通过PI控制器66的设置时间常数来使得相位变化量估计单元60的输出衰减或保持为零。

因此，在电能较小的区域中，停止利用相位变化量估计单元60进行的相位变化量Δθ_MTPA的估计操作并且从相位变化量估计单元60输出的相位变化量Δθ_MTPA变为零或收敛到零。根据电机输入功率Pe计算电机输出功率波动范围Po；因此，电机输出功率波动范围Po受到输出电流检测单元11的检测精度以及输出电压误差的影响较大。因此，在电能较小的区域中，电机输出功率波动范围Po的精度劣化。

因此，在最大扭矩控制器31中，在电能较小的区域中，相位变化量估计单元60的操作停止。因此，能够防止从相位变化量估计单元60输出较低精度的相位变化量Δθ_MTPA。想要的是，开始功率P_start确定为例如电机输出功率波动范围Po的计算精度开始劣化(以电机额定容量为基准)的值。

另一方面，当从比较器65输出处于高电平的信号时，开关64选择开关63的输出。因此，在电机输入功率Pe等于或大于开始功率P_start的状态下，开关63的输出被输出到PI控制器66。

PI控制器66包括比例增益Kp的放大器45、积分增益Ki的放大器46和积分器47。开关64的输出由放大器45乘以Kp并且输出到加法器67。此外，开关64的输出由放大器46乘以Ki，由积分器47积分并且输出到加法器67。

加法器67将放大器45的输出与积分器47的输出相加并且将加法结果输出到限制器69。限制器69将相位变化量估计单元60的输出限制在预定范围内。换言之，如果加法器67的输出处于预定范围内，则限制器69直接输出加法器67的输出作为相位变化量Δθ_MTPA，并且，如果加法器67的输出处于预定范围之外，则限制器69输出预定范围的上限或下限作为相位变化量Δθ_MTPA。积分器47的输出由放大器68反转并且输出到开关64。

返回到图1，继续说明控制单元12。图1中所示的电感计算器32按照下面的等式(7)根据从最大扭矩控制器31输出的电流基准矢量Is的相位变化量△θ_MTPA获得电感补偿值L_MTPA。能够通过利用关系θavg＝△θ_MTPA+π/2修改上述等式(5)来获得下面的等式(7)。

$L_{MTPA}=\frac{\mathrm{\λ}f\×{\mathrm{sin\Δ\θ}}_{MTPA}}{Isa\×\cos 2{\mathrm{\Δ\θ}}_{MTPA}}+L_d^{*}...\left(7\right)$

电感计算器32将如上获得的电感补偿值L_MTPA输出到速度和磁极位置估计器33和高频电流控制器26。在上面的等式(7)中，d轴电感Ld*和磁链常数λf是在电机控制装置1中设置的常数并且例如为根据其中电机控制装置1处于非操作状态的离线调优或者电机测试报告的信息确定的值。

图5是示出电感计算器32的构造示例的图。如图5中所示，电感计算器32包括正弦值计算器71、余弦值计算器72、放大器73、乘法器74和75、除法器76、加法器77、限制器78和滤波器79。

正弦值计算器71计算相位变化量Δθ_MTPA的正弦值。计算结果sinΔθ_MTPA由乘法器74乘以磁链常数λf。乘法器74的计算结果被输出到除法器76。

余弦值计算器72计算由乘法器73加倍的相位变化量Δθ_MTPA的余弦值。计算结果cos2Δθ_MTPA由乘法器75乘以电流基准矢量Is的电流幅值Isa。乘法器75的计算结果被输出到除法器76。

除法器76将乘法器74的计算结果除以乘法器75的计算结果。除法器76的计算结果被输出到加法器77并且由加法器77与d轴电感Ld*相加。加法器77的加法结果被经由限制器78和滤波器79输出。

如果控制开始之后的电流基准矢量Is的相位变化量Δθ_MTPA为零。则电感补偿值L_MTPA变为等于Ld*。基于从最大扭矩控制器31输出的相位变化量Δθ_MTPA来更新电感补偿值L_MTPA，并且将其输出到高频电流控制器26和速度和磁极位置估计器33。

在限制器78中设置下限以防止过补偿。当电感补偿值L_MTPA达到下限时，限制器78将高电平的基准信号S_SW输出到开关63作为抗回绕操作。因此，图4中所示的相位变化量估计单元60的开关63被切换并且限制器62的输出被从开关63输出。

限制器78比较限制器78的输入和输出信号。如果信号彼此不同，则限制器78确定电感补偿值L_MTPA达到下限。此外，下限例如被设置为是d轴电感Ld*的一半的值，从而电感补偿值L_MTPA没有变为小于是d轴电感Ld*的一半的值。

返回图1，继续说明控制单元12。速度和磁极位置估计器33检测AC电机3的转子的旋转速度和磁极位置。具体地，γδ轴电压基准Vγ_ref和Vδ_ref、γδ轴电流检出值Iγ_fb和Iδ_fb以及电感补偿值L_MTPA被输入到速度和磁极位置估计器33，并且速度和磁极位置估计器33获得转子角频率估计值ωest和转子位置估计值θest。速度和磁极位置估计器33将转子角频率估计值ωest输出到减法器20并且将转子位置估计值θest输出到PWM计算器29和坐标转换器30。

图6是示出速度和磁极位置估计器33的构造示例的图。如图6中所示，速度和磁极位置估计器33包括扩展电动势观察器80、相位误差计算器81和PLL控制器82。

扩展电动势观察器80例如按照下面的等式(8)获得γ轴扩展电动势估计值εγ_est和δ轴扩展电动势估计值εδ_est。

$\begin{array}{c}\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}\_est}\\ I_{\mathrm{\δ}\_est}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R_s}{L_d}& {\mathrm{\ω}}_{est}\frac{L_q}{L_d}& -\frac{1}{L_d}& 0\\ -{\mathrm{\ω}}_{est}\frac{L_q}{L_d}& -\frac{R_s}{L_d}& 0& -\frac{1}{L_d}\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}\_est}\\ I_{\mathrm{\δ}\_est}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_d}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}\_ref}\\ V_{\mathrm{\δ}\_ref}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{H}_1& H_2\\ H_3& H_4\\ H_5& H_6\\ H_7& H_8\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}}-I_{\mathrm{\γ}\_est}\\ I_{\mathrm{\δ}}-I_{\mathrm{\δ}\_est}\end{array}\right]\end{array}\mathrm{...}\left(8\right)$

其中，Rs、Ld和Lq是作为计算参数的电机参数。Rs是初级电阻。Ld是d轴电感。Lq是q轴电感。H1至H9是观察器增益。能够通过将上面的等式(8)展开到离散系来获得下面的等式(9)。在下面的等式(9)中，Ts表示采样时间。

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k+1\right)\\ I_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k+1\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k+1\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k+1\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k\right)\end{array}\right]+T_s\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R_s}{L_d}& {\mathrm{\ω}}_{est}\frac{L_q}{L_d}& -\frac{1}{L_d}& 0\\ -{\mathrm{\ω}}_{est}\frac{L_q}{L_d}& -\frac{R_s}{L_d}& 0& -\frac{1}{L_d}\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k\right)\\ {\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k\right)\end{array}\right]\\ +T_s\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_d}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}\_ref}\\ V_{\mathrm{\δ}\_ref}\end{array}\right]+T_s\left[\begin{array}{cc}{H}_1& H_2\\ H_3& H_4\\ H_5& H_6\\ H_7& H_8\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\γ}}\left(k\right)-I_{\mathrm{\γ}\_est}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{\δ}}\left(k\right)-I_{\mathrm{\δ}\_est}\left(k\right)\end{array}\right]\end{array}\mathrm{...}\left(9\right)$

如上面的等式(9)所示，扩展电动势观察器80基于(k·Ts)秒的γδ轴电流检出值Iγ_fb和Iδ_fb、γδ轴电流估计值Iγ_est和Iδ_est、γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est、速度估计值和电机参数获得([k+1]·Ts)秒的γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est。

这时，扩展电动势观察器80通过使用由电感计算器32获得的电感补偿值L_MTPA作为q轴电感Lq来获得γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est。扩展电动势观察器80基于来自外部的设置选择性地执行第一估计处理和第二估计处理。

在第一估计处理中，通过在上面的等式(9)中将Lq设置为等于L_MTPA并且将Ld设置为等于Ld*来获得γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est。另一方面，在第二估计处理中，通过在上面的等式(9)中将Lq设置为等于L_MTPA并且将Ld设置为等于L_MTPA来获得γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est。

γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est被从扩展电动势观察器80输入到相位误差计算器81并且相位误差计算器81按照下面的等式(10)获得相位误差估计值△θest并且将其输出到PLL控制器82。

${\mathrm{\Δ\θ}}_{est}={\tan }^{-1}\left(\frac{-{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\γ}\_est}}{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{\δ}\_est}}\right)...\left(10\right)$

如上面的等式(9)所示，γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est包括由于速度的变化、负载状态的变化和参数误差而产生的电压误差分量。基于包括电压误差分量的γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est，获得如上面的等式(10)表示的相位误差估计值△θest。因此，发现的是，由电感计算器32获得的电感补偿值L_MTPA被反映在相位误差估计值△θest中。

PLL控制器82基于从相位误差计算器81输出的相位误差估计值△θest获得转子位置估计值θest和转子角频率估计值ωest。图7A和图7B示出PLL控制器82的构造示例。

在图7A中所示的示例中，PLL控制器82通过进行控制使得根据γδ轴扩展电动势估计值εγ_est和εδ_est估计的相位误差估计值△θest变为零来获得转子位置估计值θest和转子角频率估计值ωest。具体地，图7A中所示的PLL控制器82包括PI控制器91和积分器92，并且通过利用PI控制器91对相位误差估计值△θest进行PI控制来获得转子角频率估计值ωest并且通过利用积分器92积分转子角频率估计值ωest来获得转子位置估计值θest。

如果不存在参数误差并且因此也不存在相位误差估计值△θest的误差，则通过将相位误差估计值△θest控制为零来使得作为控制坐标系的γ-δ轴坐标匹配作为转子坐标系的d-q轴坐标。在本实施方式中，参数不匹配真实值；因此，即使相位误差估计值△θest在控制中为零，则γ-δ轴坐标也没有匹配d-q轴坐标。参数被确定为使得δ轴匹配最大扭矩轴，并且结果，如图7A中所示的PLL控制器82中一样，通过将相位误差估计值△θest控制为零来将作为控制坐标系的γ-δ轴坐标中的δ轴控制为匹配最大扭矩轴。由于电流基准矢量Is始终处于δ轴上，因此能够通过使得δ轴匹配最大扭矩轴来执行最大扭矩控制。

此外，PLL控制器82可以具有图7B中所示的构造。图7B中所示的PLL控制器82包括PI控制器93、除法器94、加法器95和积分器96。在PLL控制器82中，通过利用除法器94将δ轴扩展电动势估计值εδ_est除以感生电压常数φ来近似估计速度，并且通过利用加法器95将估计速度与PI控制器93的输出相加来获得转子角频率估计值ωest。此外，通过利用积分器96积分转子角频率估计值ωest来获得转子位置估计值θest。

图8和图9是示出控制单元12中的转子角频率估计值ωest和转子位置估计值θest的计算处理的流程的图。图8示出了选择上述第一估计处理的情况下的第一计算处理的流程，并且图9示出了选择上述第二估计处理的情况下的第二计算处理的流程。

首先，将参考图8描述转子角频率估计值ωest和转子位置估计值θest的第一计算处理的流程。

控制单元12的最大扭矩控制器31比较开始功率P_start与电机输入功率Pe(步骤S10)。如果电机输入功率Pe等于或超过开始功率P_start(步骤S10中为是)，则最大扭矩控制器31将用于PI控制的目标设置为Po-Po*(步骤S11)。另一方面，如果电机输入功率Pe小于开始功率P_start(步骤S10中为否)，则最大扭矩控制器31将用于PI控制的目标设置为积分输出的反转(步骤S12)。

最大扭矩控制器31通过基于步骤S11和S12中的设置执行PI控制来获得相位变化量△θ_MTPA(步骤S13)。然后，电感计算器32基于从最大扭矩控制器31输出的相位变化量△θ_MTPA来获得电感补偿值L_MTPA(步骤S14)。

速度和磁极位置估计器33设置作为电机参数的q轴电感Lq和d轴电感Ld。具体地，速度和磁极位置估计器33将电感补偿值L_MTPA设置为q轴电感Lq并且将预置的d轴电感Ld*设置为d轴电感Ld(步骤S15)。然后，速度和磁极位置估计器33基于在步骤S15中设置的电机参数来获得转子位置估计值θest和转子角频率估计值ωest(步骤S16)。

接下来，将参考图9描述转子位置估计值θest和转子角频率估计值ωest的第二计算处理的流程。在该处理中，步骤S11至S14和S16中的处理与图8中所示的第一计算处理相同并且步骤S25中的处理不同于第一计算处理。

在步骤S25中，速度和磁极位置估计器33将电感补偿值L_MTPA设置为q轴电感Lq并且将电感补偿值L_MTPA设置为d轴电感Ld。然后，速度和磁极位置估计器33根据如上设置的电机参数获得转子位置估计值θest和转子角频率估计值ωest。

如上所述，根据本实施方式的电机控制装置1包括最大扭矩控制器31、电感计算器32和速度和磁极位置估计器33。最大扭矩控制器31估计对应于是其频率高于AC电机3的驱动频率的高频信号的探查信号S_mag的AC电机3的电机输出功率波动范围Po。电感计算器32基于电机输出功率波动范围Po估计获得最大扭矩的电感补偿值L_MTPA并且将其在速度和磁极位置估计器33中设置为q轴电感。速度和磁极位置估计器33基于是到AC电机3的输出电流的检出值的γδ轴电流检出值Iγ_fb和Iδ_fb和γδ轴电压基准Vγ_ref和Vδ_ref从包括由电感计算器32设置的q轴电感Lq的电机参数估计是AC电机3的转子的旋转位置的转子位置估计值θest。

根据本实施方式的电机控制装置1能够通过在没有使用固定值和电机参数(Ld、Lq和Φa)的情况下在线获得将被设置为q轴电感的电感补偿值LMTPA来设置其中有意地从其真实值产生误差的q轴电感。因此，例如，即使在电机参数中存在误差或者在电机参数中存在变化，则速度和磁极位置估计器33也能够稳定地运行并且因此能够准确地执行最大扭矩控制。

Claims (9)

1.一种电机控制装置，所述电机控制装置包括：

电流基准生成单元，所述电流基准生成单元生成叠加有频率高于电机的驱动频率的高频信号的电流基准；

驱动单元，所述驱动单元基于电压基准驱动所述电机；

电流检测单元，所述电流检测单元检测从所述驱动单元到所述电机的输出电流；

电压基准生成单元，所述电压基准生成单元基于所述电流基准与所述输出电流之间的偏差生成所述电压基准；

旋转位置估计单元，所述旋转位置估计单元基于所述输出电流和所述电压基准，由包括所述电机的q轴电感值在内的计算参数估计所述电机的转子的旋转位置；

相位变化量估计单元，所述相位变化量估计单元估计所述输出电流的电流矢量的相位变化量，使得对应于所述高频信号的所述电机的输出功率波动范围变为设置值；以及

电感估计单元，所述电感估计单元基于所述相位变化量估计获得所述电机的最大扭矩的电感值，并且在所述旋转位置估计单元中将该电感值设置为所述q轴电感值。

2.根据权利要求1所述的电机控制装置，所述电机控制装置进一步包括电机输出提取单元，所述电机输出提取单元从所述电机的输入功率中提取对应于所述高频信号的所述电机的所述输出功率波动范围，其中，

所述相位变化量估计单元基于由所述电机输出提取单元提取的所述输出功率波动范围估计所述相位变化量。

3.根据权利要求2所述的电机控制装置，其中，所述电机输出提取单元基于电机的机械输出的频率分量中与所述高频信号相同的频率分量的幅值来从所述输入功率中提取所述输出功率波动范围。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电机控制装置，其中，所述相位变化量估计单元停止所述相位变化量的估计直到输入到所述电机的输入功率或者所述电机的输出功率变为预定值，并且在所述输入功率或所述输出功率变为所述预定值以上之后执行所述相位变化量的估计。

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的电机控制装置，其中，所述电感估计单元包括限制器，所述限制器限制所估计的电感值，使得所估计的电感值不会变为小于预定值。

6.根据权利要求1至3中的任一项所述的电机控制装置，其中，

所述计算参数包括所述电机的d轴电感值，并且

所述电感估计单元在所述旋转位置估计单元中将所述电感值设置为所述d轴电感值。

7.根据权利要求1至3中的任一项所述的电机控制装置，所述电机控制装置进一步包括：角频率估计单元，所述角频率估计单元基于所述输出电流和所述电压基准，由所述计算参数估计所述转子的角频率。

8.根据权利要求1至3中的任一项所述的电机控制装置，其中，所述电流基准生成单元将对应于d轴的控制用磁通方向设置为γ轴，并且将所述γ轴的电流基准设置为零，其中所述d轴是由永磁体产生的磁通方向。

9.一种电机控制方法，所述电机控制方法包括：

生成叠加有频率高于电机的驱动频率的高频信号的电流基准；

基于电压基准驱动所述电机；

检测针对所述电机的输出电流；

基于所述电流基准与所述输出电流之间的偏差来生成所述电压基准；

基于所述输出电流和所述电压基准，由包括所述电机的q轴电感在内的计算参数估计所述电机的转子的旋转位置；

估计所述输出电流的电流矢量的相位变化量，使得对应于所述高频信号的所述电机的输出功率波动范围变为设置值；以及

基于所述相位变化量估计获得所述电机的最大扭矩的电感值并且将该电感值设置为所述q轴电感值。