KR20140023203A - 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법 - Google Patents

모터 제어 장치 및 모터 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20140023203A
KR20140023203A KR1020130026542A KR20130026542A KR20140023203A KR 20140023203 A KR20140023203 A KR 20140023203A KR 1020130026542 A KR1020130026542 A KR 1020130026542A KR 20130026542 A KR20130026542 A KR 20130026542A KR 20140023203 A KR20140023203 A KR 20140023203A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
motor
axis
induction coefficient
current
output
Prior art date
Application number
KR1020130026542A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101493144B1 (ko
Inventor
신고 후쿠마루
신야 모리모토
히데아키 이우라
아키라 야마자키
Original Assignee
가부시키가이샤 야스카와덴키
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시키가이샤 야스카와덴키 filed Critical 가부시키가이샤 야스카와덴키
Publication of KR20140023203A publication Critical patent/KR20140023203A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101493144B1 publication Critical patent/KR101493144B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

본 실시 형태에 따른 모터 제어 장치는 회전 위치 추정부와, 변화량 추정부와, 유도 계수 추정부를 구비한다. 회전 위치 추정부는 모터로의 출력 전류와 전압 지령에 근거하여, 모터의 q축 유도 계수를 포함하는 모터 파라미터로부터 회전자의 회전 위치를 추정한다. 변화량 추정부는 모터의 구동 주파수보다 높은 주파수의 고주파 신호에 대응하는 모터의 출력 토크의 전류 위상 변화에 대한 변화량을 추정한다. 유도 계수 추정부는 상기 변화량에 근거하여, 최대 토크를 얻는 유도 계수값을 q축 유도 계수로서 추정한다.

Description

모터 제어 장치 및 모터 제어 방법{MOTOR CONTROL APPARATUS AND MOTOR CONTROL METHOD}
본 명세서에 개시된 실시 형태는 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법에 관한 것이다.
최근, 모터의 회전에 의해서 생기는 유기 전압으로부터 모터의 회전 속도를 추정하는 속도 추정기를 구비하고, 센서리스 제어를 행하는 모터 제어 장치가 실용화되어 있다. 이러한 타입의 모터 제어 장치에 있어서, 자기 저항 토크를 유효하게 이용하는 최대 토크 제어를 행하는 모터 제어 장치가 알려져 있다. 최대 토크 제어는, 속도 추정기의 연산에 이용하는 q축 유도 계수를 그 진값(true value)에 대해 의도적으로 오차를 부여하는 것에 의해 발생하는 속도 추정 오차를 이용하여, 제어축을 최대 토크 동작점에 매칭시키는 것에 의해서 행해진다.
속도 추정기의 연산용 파라미터인 q축 유도 계수를 그 진값으로부터 시프팅하는 방법으로서, 일본 특허 공개 제 2009-291072호 공보에는 제 1 및 제 2 방법이이 개시되어 있다. 제 1 방법은 Ld≤L<Lq를 만족하는 값으로 설정된 연산용 파라미터 L을 이용하는 방법이다. 제 2 방법은, 최대 토크 제어를 실현하는 전류 벡터의 방향과 방향이 매칭되는 회전축이 qm축이고, 그 qm축에 직교하는 회전축이 dm 축인 dm-qm 좌표계를 도입하고, 연산용 파라미터 Lm을 이용하는 방법이다. 연산용 파라미터 Lm의 연산에는 모터 파라미터 Ld, Lq, φa가 이용된다.
그러나, 상기 제 1 방법에서는, 연산용 파라미터 L이 고정값이기 때문에, 부하가 커질수록 최대 토크 제어의 정밀도가 나빠진다고 하는 문제가 있다.
상기 제 2 방법에서는, 연산용 파라미터 Lm이 q축 유도 계수의 함수이어서, 제 1 방법을 개선할 수 있다. 그러나, 연산용 파라미터 Lm의 연산에 모터 파라미터(Ld, Lq, φa)가 이용되고 있기 때문에, 초기 설정값에 오차가 있거나 온도나 부하로 인해 모터 파라미터가 변화된 경우에는, 이러한 모터 파라미터의 오차에 따라 연산용 파라미터 Lm에 오차가 발생한다. 그 때문에, 최대 토크 제어를 얻을 수 없을 뿐만 아니라, 속도 추정기가 불안정화된다고 하는 문제가 있다.
본 실시 형태의 일 관점은, 제어계(control system)의 불안정화를 억제하면서 최대 토크 제어를 정밀하게 행할 수 있는 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 실시 형태에 따른 모터 제어 장치는, 전류 지령 생성부와, 전류 검출부와, 전압 지령 생성부와, 구동부와, 회전 위치 추정부와, 변화량 추정부와, 유도 계수 추정부를 구비한다. 상기 전류 지령 생성부는 모터의 구동 주파수보다 높은 주파수의 고주파 신호가 중첩된 전류 지령을 생성한다. 상기 전류 검출부는 상기 구동부로부터 상기 모터로의 출력 전류를 검출한다. 상기 전압 지령 생성부는 상기 전류 지령과 상기 출력 전류간의 편차에 근거하여 전압 지령을 생성한다. 상기 구동부는 상기 전압 지령에 근거하여 상기 모터를 구동한다. 상기 회전 위치 추정부는 상기 출력 전류와 상기 전압 지령에 근거하여, 상기 모터의 q축 유도 계수를 포함하는 모터 파라미터로부터 상기 회전자의 회전 위치를 추정한다. 상기 변화량 추정부는 상기 고주파 신호에 대응하는 상기 모터의 출력 토크의 전류 위상 변화에 대한 변화량을 추정한다. 상기 유도 계수 추정부는 상기 출력 토크의 전류 위상 변화에 대한 변화량에 근거하여, 최대 토크를 얻는 유도 계수값을 추정하고, 상기 유도 계수값을 상기 q축 유도 계수로서 상기 회전 위치 추정부에 설정한다.
본 실시 형태의 일 관점에 의하면, 제어계의 불안정화를 방지하면서 최대 토크 제어를 정밀하게 행할 수 있는 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법을 제공할 수 있다.
본 발명의 더 완전한 인식 및 그에 따른 장점은, 이하의 발명의 상세한 설명을 참조하여, 첨부 도면과 대조하여 생각하면, 더 용이하게 이해할 수 있다.
도 1은 본 실시 형태에 따른 모터 제어 장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 고주파 전류 제어기의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 3은 최대 토크 제어기에 구비되는 모터 출력 추출부의 구성을 나타내는 도면이다.
도 4는 최대 토크 제어기에 구비되는 위상 변화량 검출부의 구성을 나타내는 도면이다.
도 5는 유도 계수 연산기의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 6은 속도·자극 위치 추정기의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7(a)는 PLL 제어기의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7(b)는 PLL 제어기의 다른 구성예를 나타내는 도면이다.
도 8은 회전자 각주파수 추정값 및 회전자 위치 추정값의 제 1 산출 처리의 흐름을 나타내는 도면이다.
도 9는 회전자 각주파수 추정값 및 회전자 위치 추정값의 제 2 산출 처리의 흐름을 나타내는 도면이다.
이하, 첨부 도면을 참조하여, 본원에 개시된 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법의 실시 형태를 상세히 설명한다. 본 발명은 이하의 실시 형태에 한정되는 것은 아니다.
도 1은 일 실시 형태에 따른 모터 제어 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 도 1에 나타내는 바와 같이, 실시 형태에 따른 모터 제어 장치(1)는 AC 전원(2)과 AC 모터(3) 사이에 접속된다. 모터 제어 장치(1)는 AC 모터(3)를 구동하는데 필요한 전력을 AC 전원(2)으로부터 취출하고, AC 모터(3)에 공급한다. AC 모터(3)는, 예를 들면, 매입 영구 자석 동기 모터(IPMSM: Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)이다.
모터 제어 장치(1)는 전력 변환부(10)와, 출력 전류 검출부(11)와, 제어부(12)를 구비한다. 전력 변환부(10)는 컨버터부(10a), 인버터부(10b) 및 평활 캐패시터 C1을 포함하고, AC 전원(2)으로부터 공급되는 전력을 AC-AC 변환 후에 AC 모터(3)에 공급한다. 전력 변환부(10)가 구동부의 일례이고, 출력 전류 검출부(11)가 전류 검출부의 일례이다.
컨버터부(10a)는, 예를 들면, 정류 회로를 갖고, AC 전원(2)으로부터 공급되는 AC 전압을 정류한다. 컨버터부(10a)에 의해서 정류된 전압은 평활 캐패시터 C1에 의해서 평활되어 DC 전압으로 변환된다. 인버터부(10b)는, 예를 들면, 출력상(output phase)의 각 상마다 상하 2개의 스위칭 소자를 포함하고, 컨버터부(10a)로부터 출력되는 DC 전압을 스위칭 소자에 의해서 AC 전압으로 변환한 후에 AC 모터(3)에 공급한다. 인버터부(10b)로부터 출력되는 AC 전압에 의해서 AC 모터(3)가 구동된다. 스위칭 소자는, 예를 들면, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는 MOSFET이다.
출력 전류 검출부(11)는 인버터부(10b)로부터 AC 모터(3)로 흐르는 출력 전류를 검출한다. 구체적으로는, 출력 전류 검출부(11)는, 인버터부(10b)의 출력상인 U상, V상, W상의 각각으로부터 AC 모터(3)에 흐르는 출력 전류의 순간값 Iu, Iv, Iw(이하, 출력 전류값 Iu, Iv, Iw라고 기재함)를 검출한다. 출력 전류 검출부(11)는, 예를 들면, 자전 변환 소자(magnetoelectric converting element)인 홀 소자를 이용하여 전류를 검출하는 전류 센서이다.
제어부(12)는, 인버터부(10b)의 각 스위칭 소자를 제어하는 것에 의해, 인버터부(10b)로부터 소망하는 진폭 및 주파수의 전압을 출력시키고, 이것에 의해, AC 모터(3)를 구동한다.
제어부(12)는 감산기(20, 24)와, 속도 제어기(21)와, 탐사(injection) 신호 발생기(22)와, 탐사 신호 좌표 변환기(23)와, 전류 제어기(25)와, 고주파 전류 제어기(26)와, 비간섭 제어기(decoupling controller)(27)와, 가산기(28)와, PWM 연산기(29)를 구비한다. 게다가, 제어부(12)는 좌표 변환기(30)와, 최대 토크 제어기(31)와, 유도 계수 연산기(32)와, 속도·자극 위치 추정기(33)를 구비한다.
탐사 신호 좌표 변환기(23)는 전류 지령 생성부의 일례이고, 전류 제어기(25), 고주파 전류 제어기(26), 비간섭 제어기(27) 및 가산기(28)는 전압 지령 생성부의 일례이다. 또한, 최대 토크 제어기(31)는 변화량 추정부의 일례이고, 유도 계수 연산기(32)는 유도 계수 추정부의 일례이며, 속도·자극 위치 추정기(33)는 회전 위치 추정부 및 각주파수 추정부의 일례이다.
감산기(20)는 회전자 각주파수 지령 ωref와 회전자 각주파수 추정값 ωest간의 편차를 구하고, 속도 제어기(21)에 출력한다. 회전자 각주파수 지령 ωref는, AC 모터(3)에 포함되는 회전자의 각주파수(이하, 회전자 각주파수라고 기재함)를 규정하는 지령이며, 도시하지 않는 상위 제어 장치로부터 입력된다. "est"는 추정값을 나타내는 부호이다.
속도 제어기(21)는, 예를 들면, PI(비례 적분) 제어기를 포함하고, 회전자 각주파수 지령 ωref와 회전자 각주파수 추정값 ωest간의 편차가 영(zero)으로 되도록 PI 제어에 의해서 δ축 전류 지령 Iδ_ref를 생성한다. δ축 전류 지령 Iδ_ref는 속도 제어기(21)로부터 탐사 신호 좌표 변환기(23) 및 비간섭 제어기(27)에 출력된다.
탐사 신호 발생기(22)는 고주파 신호인 탐사 신호 Smag를 생성하고, 탐사 신호 좌표 변환기(23)에 출력한다. 탐사 신호 Smag는 Amag sin(fh×2πt)로 규정되는 신호이다. 또한, 탐사 신호 발생기(22)는 신호 sin(fh×2πt)를 최대 토크 제어기(31)에 출력한다. "fh"는, 탐사 신호 Smag의 주파수이고, AC 모터(3)를 구동하는 전압의 주파수보다 높은 값으로 설정된다.
또한, Amag는, γ축 전류 지령 Iγ_ref 및 δ축 전류 지령 Iδ_ref에 의해서 규정되는 전류 지령 벡터 Is의 위상의 진폭이다. 탐사 신호 Smag에서의 주파수 fh 및 진폭 Amag는, 속도 제어기(21)의 제어 응답 및 인버터부(10b)의 스위칭 주파수를 고려하여, 간섭되지 않도록 설정된다.
본 실시 형태에서는, AC 모터(3)의 회전자에 배치된 영구 자석에 생성되는 자속(magnetic flux)의 회전 속도와 동일한 속도로 회전하는 회전 좌표계에서, 영구 자석에 의해 생성되는 자속의 방향을 d축으로 하고, d축에 대응하는 제어용 회전축을 γ축으로 한다. 또한, d축으로부터 전기각에서 90도 앞선 위상을 q축으로 하고, 걸리는 q축에 대응하는 제어용 회전축을 δ축으로 한다.
탐사 신호 좌표 변환기(23)는, 전류 지령 벡터 Is의 위상을 탐사 신호 Smag에 의해 변동시켰을 때의 γδ축 전류 지령 Iγ_href, Iδ_href를 하기의 식 (1)에 의해 얻고, 감산기(24)에 출력한다. γ축 전류 지령 Iγ_ref는, 예를 들면, 영으로 설정된다.
Figure pat00001
감산기(24)는, 탐사 신호 Smag가 중첩된 γ축 전류 지령 Iγ_href로부터 후술하는 γ축 전류 검출값 Iγ_fb를 감산한다. 또한, 감산기(24)는, 탐사 신호 Smag가 중첩된 δ축 전류 지령 Iδ_href로부터 후술하는 δ축 전류 검출값 Iδ_fb를 감산한다. 그리고, 감산기(24)는 각 감산 결과를 전류 제어기(25) 및 고주파 전류 제어기(26)에 출력한다.
전류 제어기(25)는, γ축 전류 지령 Iγ_href와 γ축 전류 검출값 Iγ_fb의 편차, 및 δ축 전류 지령 Iδ_href와 δ축 전류 검출값 Iδ_fb의 편차가 각각 영으로 되도록 γ축 전압 지령 Vγ 및 δ축 전압 지령 Vδ를 생성한다. 전류 제어기(25)는, 예를 들면, PI 제어기로 구성된다. 전류 제어기(25)는 생성한 γ축 전압 지령 Vγ 및 δ축 전압 지령 Vδ를 가산기(28)에 출력한다.
고주파 전류 제어기(26)는 γδ축 전류 지령과γδ축 전류 검출값의 편차가 영으로 되도록 γδ축 전압 지령 Vγ_href, Vδ_href를 생성한다. 상술한 탐사 신호 Smag는 비교적 고주파이어서, 탐사 신호 Smag에 전류값을 추종시키기 위해서, 통상의 전류 제어와 비교하여 고응답의 고주파 전류 제어기(26)를 마련하고 있다. 고주파 전류 제어기(26)는, 예를 들면 P(비례) 제어기로 구성되고, 이에 의해, 안정성을 확보하고 있다.
도 2는 고주파 전류 제어기(26)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 2에 나타내는 바와 같이, 고주파 전류 제어기(26)는 P 제어기(40, 41)를 구비한다. P 제어기(40, 41)의 비례 이득 Kp_γ, Kp_δ는 하기의 식 (2)에 의해 얻어진다. 하기의 식 (2)에서, ωACR _ hf는 설정 파라미터이며, 예를 들면, 고주파 전류 제어의 컷오프 주파수에 2π를 곱하는 것에 의해 얻어진 값으로 설정된다.
Figure pat00002
고주파 전류 제어기(26)는 비례 이득 Kp_γ, Kp_δ의 연산에 이용하는 유도 계수값을, 유도 계수 연산기(32)로부터 유도 계수 보상값 LMTPA에 의해 온라인으로 업데이트한다. 이것에 의해, 유도 계수의 설정 오차에 의한 전류 응답의 변화를 경감할 수 있다. 전류 제어기(25) 및 비간섭 제어기(27)에 대해서는, 안정성을 확보하기 위해, 온라인으로 파라미터를 업데이트하지 않는다. 온라인이란 용어는 모터 제어 장치(1)가 동작하고 있는 상태를 나타낸다.
P 제어기(40)는, 상술한 비례 이득 Kp_γ를 갖고, γ축 전류 지령 Iγ_href와 γ축 전류 검출값 Iγ_fb의 편차가 각각 영으로 되도록 비례 제어에 의해서 γ축 전압 지령 Vγ_href를 생성한다. 또한, P 제어기(41)는, 상술한 비례 이득 Kp_δ를 갖고, δ축 전류 지령 Iδ_href와 δ축 전류 검출값 Iδ_fb의 편차가 각각 영으로 되도록 비례 제어에 의해서 δ축 전압 지령 Vδ_href를 생성한다.
도 1로 되돌아가, 제어부(12)의 설명을 계속한다. 비간섭 제어기(27)는, γ축 전류 성분 및 δ축 전류 성분이 각각 δ축 전압 및 γ축 전압으로서 다른 전류 성분에 간섭하는 것에 의한 영향을 제거하는 γ축 간섭 전압 Vγ_dcp 및 δ축 간섭 전압 Vδ_dcp를 생성한다.
구체적으로는, γ축 전류 지령 Iγ_ref, δ축 전류 지령 Iδ_ref 및, 후술하는 회전자 각주파수 추정값 ωest가 비간섭 제어기(27)에 입력되고, 비간섭 제어기(27)는 하기의 식 (3)에 의해, γ축 간섭 전압 Vγ_dcp 및 δ축 간섭 전압 Vδ_dcp를 구한다.
Figure pat00003
여기서, Lq는 AC 모터(3)의 q축 유도 계수이고, Ld는 AC 모터(3)의 d축 유도 계수이다. 후술하는 속도·자극 위치 추정기(33)로부터 출력되는 유도 계수 보상값 LMTPA에 근거하여, Lq가 LMTPA와 동일하게 설정되고, Ld가 Ld*와 동일하게 설정되거나, Lq가 LMTPA와 동일하게 설정되고, Ld가 LMTPA와 동일하게 설정되더라도 좋다.
가산기(28)는 비간섭 제어기(27)의 출력, 전류 제어기(25)의 출력 및 고주파 전류 제어기(26)의 출력을 가산하는 것에 의해 γ축 전압 지령 Vγ_ref 및 δ축 전압 지령 Vδ_ref를 생성한다. γδ축 전압 지령 Vγ_ref, Vδ_ref는 가산기(28)로부터 PWM 연산기(29), 최대 토크 제어기(31) 및 속도·자극 위치 추정기(33)에 출력된다.
구체적으로는, 가산기(28)는, γ축 간섭 전압 Vγ_dcp, γ축 전압 지령 Vγ 및 γ축 전압 지령 Vγ_href를 가산하는 것에 의해 γ축 전압 지령 Vγ_ref를 생성한다. 또한, 가산기(28)는, δ축 간섭 전압 Vδ_dcp, δ축 전압 지령 Vδ 및 δ축 전압 지령 Vδ_href를 가산하는 것에 의해 δ축 전압 지령 Vδ_ref를 생성한다.
PWM 연산기(29)는, γ축 전압 지령 Vγ_ref 및 δ축 전압 지령 Vδ_ref를 회전자 위치 추정값 θest를 이용하여 회전 좌표 변환하고, 게다가 2상-3상 변환을 행해서 각각 U상, V상 및 W상에 대응하는 전압 지령 Vu, Vv, Vw를 생성한다. 그리고, PWM 연산기(29)는, 전압 지령 Vu, Vv, Vw에 근거하여, 삼각파 비교와 같은 방법에 의해 인버터부(10b)의 스위칭 소자를 구동하는 구동 신호를 생성하고, 이 구동 신호를 인버터부(10b)에 공급한다. 이에 의해, 인버터부(10b)로부터 AC 모터(3)로 전압 지령 Vu, Vv, Vw에 따른 전압이 출력된다.
출력 전류 검출부(11)로부터 출력되는 출력 전류값 Iu, Iv, Iw가 좌표 변환기(30)에 입력되고, 좌표 변환기(30)는, 출력 전류값 Iu, Iv, Iw를 3상-2상 변환 한 후, 회전자 위치 추정값 θest를 이용하여 γ-δ축 좌표계로 좌표 변환한다. γ-δ축 좌표계는 회전자 각주파수 추정값 ωest에 동기하여 회전하는 회전 좌표계이다.
좌표 변환기(30)는, γ-δ축 좌표계로의 좌표 변환에 의해서 γ축 성분인 γ축 전류 검출값 Iγ_fb 및 δ축 성분인 δ축 전류 검출값 Iδ_fb를 얻고, 감산기(24), 최대 토크 제어기(31), 유도 계수 연산기(32) 및 속도·자극 위치 추정기(33)에 각각 출력한다.
최대 토크 제어기(31)는, γδ축 전류 검출값 Iγ_fb, Iδ_fb, γδ축 전압 지령 Vγ_ref 및 Vδ_ref, 및, 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 및 위상을 갖는 신호 sin(fh×2π)에 근거하여, 위상 변화량 ΔθMTPA를 얻는다. 위상 변화량 ΔθMTPA는 제어 개시 이후의 전류 지령 벡터 Is의 위상 변화량이며, 유도 계수 연산기(32)에 출력된다.
최대 토크 제어기(31)는 위상 변화량 ΔθMTPA를 모터 입력 전력 Pe에 근거하여 얻는다. 구체적으로는, γδ축 전류 검출값 Iγ_fb 및 Iδ_fb, 및 γδ축 전압 지령 Vγ_ref 및 Vδ_ref가 최대 토크 제어기(31)에 입력되고, 최대 토크 제어기(31)는, 하기의 식 (4)에 의해, 전력 변환부(10)로부터 AC 모터(3)로 입력되는 전력인 모터 입력 전력 Pe를 구한다.
Figure pat00004
모터 입력 전력 Pe에는, AC 모터(3)의 기계 출력인 모터 출력 전력 Pmecha에 부가하여, AC 모터(3)의 코일 저항에 의한 동손(銅損; copper loss) Pc와, 무효 전력 Pr의 성분이 포함된다. 동손 Pc에는 DC 성분만이 포함된다. 또한, 무효 전력 Pr에는, 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 성분과, 탐사 신호 Smag의 2배의 주파수 성분이 포함된다. 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 성분은 탐사 신호 Smag의 위상에 대해 π/2만큼 어긋나 있다. 한편, 모터 출력 전력 Pmecha에는 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 및 위상을 갖는 성분이 포함된다.
최대 토크 제어기(31)는, 도 3에 나타내는 모터 출력 추출부(50)에 의해 모터 입력 전력 Pe로부터 모터 출력 전력 Pmecha 중 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 및 위상을 갖는 성분의 진폭값인 모터 출력 전력 변동폭(motor output power fluctuation range) Po를 추출한다. 도 3은 최대 토크 제어기(31)에 포함되는 모터 출력 추출부(50)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3에 나타내는 바와 같이, 모터 출력 추출부(50)는 밴드패스 필터(BPF)(51)와, 승산기(52)와, 로우패스 필터(LPF)(53)를 구비한다. BPF(51)는 주파수 fh의 신호를 통과시키도록 설정되고, 입력된 모터 입력 전력 Pe로부터 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수의 주파수 성분 PBPF를 추출한다.
BPF(51)의 출력은 승산기(52)에 입력되고, 탐사 신호 Smag와 동일한 주파수 및 위상을 갖는 신호 sin(fh×2πt)와 곱해진다. 이것에 의해, BPF(51)의 출력 중 탐사 신호 Smag와 주파수 및 위상이 동일한 신호가 DC 성분이 되고, 이 DC 성분을 포함하는 신호 Ph가 승산기(52)로부터 출력된다.
승산기(52)로부터 출력되는 신호 Ph는 LPF(53)에 입력되고, LPF(53)에서 DC 성분만이 추출되어, LPF(53)로부터 출력된다. 이러한 DC 성분은 모터 출력 전력 변동폭 Po에 대응하는 성분이다. 모터 출력 전력 변동폭 Po는 하기의 식 (5)로 나타내어질 수 있다.
Figure pat00005
여기서, ωr는 회전자 각속도, Isa는 전류 지령 벡터 Is의 전류 진폭, λf는 쇄교 자속 정수(flux linkage constant), Ld는 d축 유도 계수, Lq는 q축 유도 계수, θavg는 전류 지령 벡터 Is의 위상이다. 본 실시 형태에서는, γ축 전류 지령 Iγ_ref가 영이어서, 이에 따라 θavg는 δ축의 위상으로 된다.
한편, 전류 지령 벡터 Is의 위상 변동에 대한 모터 발생 토크 Te의 변화량 ∂Te/∂θ는 이하의 식 (6)에 의해 나타내어진다.
Figure pat00006
여기서, P는 모터극수(the number of motor poles)이고, λf는 쇄교 자속 정수, Ld 및 Lq는 각각 d축 유도 계수 및 q축 유도 계수이다. Isa는 전류 지령 벡터 Is의 크기, θ는 AC 모터(3)의 전류 지령 벡터 Is의 위상이다.
식 (5)와 식 (6)을 비교하면, 모터 출력 전력 변동폭 Po는 전류 지령 벡터 Is의 위상 변동에 대한 모터 발생 토크 Te의 변화량 ∂Te/∂θ에 비례하는 것을 알 수 있다. 따라서, 모터 출력 전력 변동폭 Po가 영으로 되는 전류 지령 벡터 Is의 위상은 최대 토크축이 된다. 본 실시 형태에서의 모터 제어 장치(1)는, 모터 출력 전력 변동폭 Po는 AC 모터(3)의 출력 토크 Te의 전류 위상 변화에 대한 변화량 ∂Te/∂θ로서 추정된다.
최대 토크 제어기(31)는 모터 출력 전력 변동폭 Po가 모터 출력 전력 변동폭의 설정값 Po*로 되는 전류 지령 벡터 Is의 위상 변화량 ΔθMTPA를 검출하는 위상 변화량 검출부를 포함한다. 위상 변화량 ΔθMTPA는 제어 개시시 이후의 전류 지령 벡터 Is의 위상 변화량이고, 정상 상태에서는 δ축을 최대 토크축과 매칭시키는 위상 변화량이다. 제어 개시시의 전류 위상은 모터 제어 장치(1)에 초기값으로서 설정된 유도 계수값을, 후술하는 확장 기전력 옵저버(80)의 연산에 이용했을 때의 위상이다. 모터 출력 전력 변동폭의 설정값 Po*는 통상적으로는 영 또는 영 근방으로 설정되지만, 다른 값으로 설정할 수도 있다.
도 4는 최대 토크 제어기(31)에 포함되는 위상 변화량 추정부(60)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 4에 나타내는 바와 같이, 위상 변화량 추정부(60)는 감산기(61)와, 리미터(62)와, 스위치(63, 64)와, 비교기(65)와, PI 제어기(66)와, 가산기(67)와, 증폭기(68)와, 리미터(69)를 구비한다.
감산기(61)는, 모터 출력 전력 변동폭의 설정값 Po*로부터 모터 출력 전력 변동폭 Po를 감산하고, 감산 결과를 리미터(62) 및 스위치(63)에 출력한다. 리미터(62)는 하한 리미터이다. 리미터(62)는, 감산기(61)의 감산 결과가 영 미만인 경우에 영의 값을 스위치(63)에 출력하고, 감산기(61)의 감산 결과가 영 이상인 경우에는 감산기(61)의 감산 결과를 스위치(63)에 그대로 출력한다.
스위치(63)는, 유도 계수 연산기(32)로부터 출력되는 후술하는 지령 신호 Ssw에 의해서 제어되고, 감산기(61)의 출력 및 리미터(62)의 출력 중 어느 하나를 선택하여 스위치(64)에 출력한다. 구체적으로는, 스위치(63)는, 지령 신호 Ssw가 로우 레벨인 경우, 감산기(61)의 출력을 선택하여 스위치(64)에 출력하고, 지령 신호 Ssw가 하이 레벨인 경우, 리미터(62)의 출력을 선택하여 스위치(64)에 출력한다.
지령 신호 Ssw는, 유도 계수 보상값 LMTPA가 리미터(78)(도 5 참조)의 리미트값에 도달한 경우, 하이 레벨의 신호로서 출력된다. 이 경우, 모터 출력 전력 변동폭의 설정값 Po*로부터 모터 출력 전력 변동폭 Po를 감산한 결과가 네가티브이면, 리미터(62) 및 스위치(63)에 의해 PI 제어기(66)에 영의 값이 입력된다. 그 때문에, PI 제어기(66)에서의 적분값의 업데이트가 정지되고, 위상 변화량 ΔθMTPA의 업데이트가 정지된다.
스위치(64)는, 비교기(65)의 출력에 근거하여, 스위치(63)의 출력 및 증폭기(68)의 출력 중 하나를 선택해서 PI 제어기(66)에 출력한다. 비교기(65)는 개시 전력 Pstart와 모터 입력 전력 Pe를 비교하여 스위치(64)를 제어한다. 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 미만인 경우, 비교기(65)로부터 로우 레벨의 신호가 출력된다. 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 이상인 경우, 비교기(65)로부터 하이 레벨의 신호가 출력된다. 비교기(65)는 모터 입력 전력 Pe 대신에 모터 출력 전력 변동폭 Po를 개시 전력 Pstart와 비교하여도 좋다.
비교기(65)로부터 로우 레벨의 신호가 출력된 경우, 스위치(64)는, PI 제어기(66)의 적분 출력을 반전하는 증폭기(68)의 출력을 선택하여, 이 증폭기(68)의 출력을 PI 제어기(66)에 출력한다. 따라서, 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 미만인 상태에서는, PI 제어기(66)의 적분 출력을 반전하는 것에 의해 얻어진 신호가 PI 제어기(66)에 출력된다. 이것에 의해, PI 제어기(66)의 설정 시정수에 의해 위상 변화량 추정부(60)의 출력이 감쇠되거나 영으로 유지된다.
따라서, 전력량이 작은 영역에서는, 위상 변화량 추정부(60)에 의한 위상 변화량 ΔθMTPA의 추정 동작이 정지되어, 위상 변화량 추정부(60)로부터 출력되는 위상 변화량 ΔθMTPA는 영으로 되거나 영으로 수렴된다. 모터 출력 전력 변동폭 Po는 모터 입력 전력 Pe로부터 연산되고, 이에 따라, 출력 전류 검출부(11)의 검출 정밀도 및 출력 전압 오차에 강하게 영향을 준다. 따라서, 전력량의 작은 영역에서는, 모터 출력 전력 변동폭 Po의 정밀도가 악화된다.
그 때문에, 최대 토크 제어기(31)에서는, 전력량의 작은 영역에서는, 위상 변화량 추정부(60)의 동작이 정지된다. 이것에 의해, 정밀도가 낮은 위상 변화량 ΔθMTPA가 위상 변화량 추정부(60)로부터 출력되는 것을 방지할 수 있다. 개시 전력 Pstart는, 예를 들면 모터 정격 용량을 기준으로 모터 출력 전력 변동폭 Po의 연산 정밀도가 악화되기 시작하는 값(예를 들면, 모터 정격 용량의 10% 정도)으로 결정되는 것이 바람직하다.
한편, 비교기(65)로부터 하이 레벨의 신호가 출력된 경우, 스위치(64)는 스위치(63)의 출력을 선택한다. 따라서, 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 이상인 상태에서는, 스위치(63)의 출력이 PI 제어기(66)에 출력된다.
PI 제어기(66)는 비례 이득 Kp의 증폭기(45)와, 적분 이득 Ki의 증폭기(46)와, 적분기(47)를 구비한다. 스위치(64)의 출력은 증폭기(45)에 의해 Kp배로 승산되어, 가산기(67)에 출력된다. 또한, 스위치(64)의 출력은 증폭기(46)에 의해 Ki배로 승산되고, 적분기(47)에 의해 적분되고, 가산기(67)에 출력된다.
가산기(67)는 증폭기(45)의 출력 및 적분기(47)의 출력을 가산하고, 가산 결과를 리미터(69)에 출력한다. 리미터(69)는 위상 변화량 추정부(60)로부터의 출력을 사전 결정된 범위 내로 제한한다. 즉, 리미터(69)는, 가산기(67)의 출력이 사전 결정된 범위 내이면, 가산기(67)의 출력을 그대로 위상 변화량 ΔθMTPA로서 출력하고, 가산기(67)의 출력이 사전 결정된 범위 밖이면, 사전 결정된 범위의 상한치 또는 하한치를 위상 변화량 ΔθMTPA로서 출력한다. 적분기(47)의 출력은 증폭기(68)에 의해서 반전되고, 스위치(64)에 출력된다.
도 1로 되돌아가, 제어부(12)의 설명을 계속한다. 도 1에 나타내는 유도 계수 연산기(32)는 최대 토크 제어기(31)로부터 출력되는 전류 지령 벡터 Is의 위상 변화량 ΔθMTPA로부터 유도 계수 보상값 LMTPA를 하기의 식 (7)에 의해 구한다. 하기의 식 (7)은 상기 식 (5)를 θavg= ΔθMTPA+π/2의 관계를 이용하여 변형하는 것에 의해 도출된다.
Figure pat00007
유도 계수 연산기(32)는 상기한 바와 같이 구한 유도 계수 보상값 LMTPA를 속도·자극 위치 추정기(33) 및 고주파 전류 제어기(26)에 출력한다. 상기 식(7)에서, d축 유도 계수 Ld* 및 쇄교 자속 정수 λf는 모터 제어 장치(1)에서 설정되는 정수이며, 예를 들면, 모터 제어 장치(1)가 비동작 상태인 오프라인에서의 튜닝 또는 모터 테스트 리포트의 정보로부터 정해지는 값이다.
도 5는 유도 계수 연산기(32)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 5에 나타내는 바와 같이, 유도 계수 연산기(32)는 정현치 연산기(sine value calculator)(71)와, 여현치 연산기(72)와, 증폭기(73)와, 승산기(74, 75)와, 제산기(76)와, 가산기(77)와, 리미터(78)와, 필터(79)를 구비한다.
정현치 연산기(71)는 위상 변화량 ΔθMTPA의 정현치를 연산한다. 연산 결과 sinΔθMTPA는 승산기(74)에 의해 쇄교 자속 정수 λ를 곱한다. 승산기(74)의 연산 결과는 제산기(76)에 출력된다.
여현치 연산기(72)는 증폭기(73)에 의해서 2배로 된 위상 변화량 ΔθMTPA의 여현치를 연산한다. 연산 결과 cos2ΔθMTPA는 승산기(75)에 의해 전류 지령 벡터 Is의 전류 진폭 Isa에 곱해진다. 승산기(75)의 연산 결과는 제산기(76)에 출력된다.
제산기(76)는 승산기(74)의 연산 결과를 승산기(75)의 연산 결과로 제산한다. 제산기(76)의 연산 결과는 가산기(77)에 출력되고, 가산기(77)에 의해 d축 유도 계수 Ld*가 가산된다. 가산기(77)의 가산 결과는 리미터(78) 및 필터(79)를 거쳐서 출력된다.
제어 개시시 이후의 전류 지령 벡터 Is의 위상 변화량 ΔθMTPA가 영인 경우, 유도 계수 보상값 LMTPA=Ld*로 된다. 유도 계수 보상값 LMTPA는 최대 토크 제어기(31)로부터 출력되는 위상 변화량 ΔθMTPA에 근거하여 업데이트되고, 고주파 전류 제어기(26) 및 속도·자극 위치 추정기(33)에 출력된다.
리미터(78)에는 하한 리미트값이 설정되어 있어, 과보상을 방지한다. 리미터(78)는, 유도 계수 보상값 LMTPA가 하한 리미트값에 도달했을 때에, 안티와인드업(antiwindup) 동작으로서, 스위치(63)에 하이 레벨의 지령 신호 Ssw를 출력한다. 이것에 의해, 도 4에 나타내는 위상 변화량 추정부(60)의 스위치(63)가 스위칭되고, 리미터(62)의 출력이 스위치(63)로부터 출력된다.
리미터(78)는 리미터(78)의 입출력 신호를 비교한다. 리미터(78)는, 그 신호들이 상이하면, 유도 계수 보상값 LMTPA가 하한 리미트값에 도달했다고 판단한다. 또, 하한 리미트값은, 예를 들면, d축 유도 계수 Ld*의 절반인 값으로 설정되어, 유도 계수 보상값 LMTPA가 d축 유도 계수 Ld*의 절반인 값보다 작아지지 않는다.
도 1로 되돌아가, 제어부(12)의 설명을 계속한다. 속도·자극 위치 추정기(33)는 AC 모터(3)의 회전자의 회전 속도 및 자극 위치를 검출한다. 구체적으로는, γδ축 전압 지령 Vγ_ref 및 Vδ_ref, γδ축 전류 검출값 Iγ_fb 및 Iδ_fb 및, 유도 계수 보상값 LMTPA가 속도·자극 위치 추정기(33)에 입력되고, 속도·자극 위치 추정기(33)는 회전자 각주파수 추정값 ωest 및 회전자 위치 추정값 θest를 구한다. 속도·자극 위치 추정기(33)는, 회전자 각주파수 추정값 ωest를 감산기(20)에 출력하고, 회전자 위치 추정값 θest를 PWM 연산기(29) 및 좌표 변환기(30)에 출력한다.
도 6은 속도·자극 위치 추정기(33)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 6에 나타내는 바와 같이, 속도·자극 위치 추정기(33)는 확장 기전력 옵저버(80)와, 위상 오차 연산기(81)와, PLL 제어기(82)를 구비한다.
확장 기전력 옵저버(80)는, 예를 들면 하기의 식 (8)에 의해, γ축 확장 기전력 추정값 εγ_est 및 δ축 확장 기전력 추정값 εδ_est를 구한다.
Figure pat00008
여기서, Rs, Ld, Lq는 연산 파라미터인 모터 파라미터이다. Rs는 1차 저항이다. Ld는 d축 유도 계수이다. Lq는 q축 유도 계수이다. H1~H8은 옵저버 이득이다. 상기 식 (8)을 이산 시스템에 의해 전개함으로써 하기의 식 (9)을 얻을 수 있다. 하기 식 (9)에서, Ts는 샘플링 시간을 나타낸다.
Figure pat00009
확장 기전력 옵저버(80)는, 상기 식(9)에 나타내는 바와 같이, 시간 (k·Ts)초에서의 γδ축 전류 검출값 Iγ_fb 및 Iδ_fb, γδ축 전류 추정값 Iγ_est 및 Iδ_est, γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est 및 εδ_est, 속도 추정값 및 모터 파라미터에 근거하여 시간 ([k+1]·Ts)초에서의 γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est 및 εδ_est를 구한다.
이 때, 확장 기전력 옵저버(80)는, q축 유도 계수 Lq로서, 유도 계수 연산기(32)에 의해 구한 유도 계수 보상값 LMTPA를 이용하여, γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_ est 및 εδ_est를 구한다. 확장 기전력 옵저버(80)는 외부로부터의 설정에 근거하여 제 1 추정 프로세스와 제 2 추정 프로세스를 선택적으로 행한다.
제 1 추정 프로세스에서는, 상기 식 (9)에서, Lq=LMTPA, Ld=Ld*로 설정하는 것에 의해 γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est 및 εδ_est를 구한다. 한편, 제 2 추정 프로세스에서는, 상기 식 (9)에서, Lq=LMTPA, Ld=LMTPA로 설정하는 것에 의해 γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est, εδ_est를 구한다.
γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est 및 εδ_est가 확장 기전력 옵저버(80)로부터 위상 오차 연산기(81)로 입력되고, 위상 오차 연산기(81)는 하기의 식 (10)에 의해 위상 오차 추정값 Δθest를 구해서, PLL 제어기(82)에 출력한다.
Figure pat00010
상기 식(9)에 나타내는 바와 같이, γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est, εδ_est에는 속도 변화, 부하 상태의 변화, 및, 파라미터 오차에 기인하여 생기는 전압 오차 성분이 포함된다. 전압 오차 성분을 포함하는 γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est, εδ_est에 근거하여, 상기 식 (10)에 나타내는 바와 같이, 위상 오차 추정값 Δθest가 구해진다. 따라서, 유도 계수 연산기(32)에 의해 구한 유도 계수 보상값 LMTPA가 위상 오차 추정값 Δθest에 반영되는 것을 알 수 있다.
PLL 제어기(82)는, 위상 오차 연산기(81)로부터 출력된 위상 오차 추정값 Δθest에 근거하여, 회전자 위치 추정값 θest 및 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구한다. 도 7(a) 및 도 7(b)는 PLL 제어기(82)의 구성예를 나타낸다.
도 7(a)에 나타내는 예에서는, PLL 제어기(82)는, γδ축 확장 기전력 추정값 εγ_est, εδ_est로부터 추정된 위상 오차 추정값 Δθest가 영으로 되도록 제어하는 것에 의해 회전자 위치 추정값 θest 및 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구한다. 구체적으로는, 도 7(a)에 나타내는 PLL 제어기(82)는, PI 제어기(91)와 적분기(92)를 구비하고, PI 제어기(91)에 의해 위상 오차 추정값 Δθest를 PI 제어하여 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구하고, 적분기(92)에 의해 회전자 각주파수 추정값 ωest를 적분하여 회전자 위치 추정값 θest를 구한다.
파라미터 오차가 없고 이에 따라 위상 오차 추정값 Δθest에 오차가 없으면, 위상 오차 추정값 Δθest를 영으로 제어하는 것에 의해 제어 좌표계인 γ-δ축 좌표는 회전자 좌표계인 d-q축 좌표계에 매칭시킬 수 있다. 본 실시 형태에서는, 파라미터는 참값(true values)에 일치하고 있지 않아, 제어시에 위상 오차 추정값 Δθest가 비록 영이라 하더라도, γ-δ축 좌표는 d-q축 좌표에 매칭되지 않는다. 파라미터는 δ축이 최대 토크축과 매칭되도록 결정되고, 그 결과, 도 7(a)에 나타내는 PLL 제어기(82)와 같이, 위상 오차 추정값 Δθest를 영으로 제어하는 것에 의해, 제어 좌표계인 γ-δ축 좌표에서의 δ축이 최대 토크축과 매칭되도록 제어된다. 전류 지령 벡터 Is는 항상 δ축 상에 있기 때문에, δ축을 최대 토크축에 매칭시키는 것에 의해 최대 토크 제어를 행할 수 있다.
또한, PLL 제어기(82)를 도 7(b)에 나타내는 구성으로 할 수도 있다. 도 7(b)에 나타내는 PLL 제어기(82)는 PI 제어기(93), 제산기(94), 가산기(95) 및 적분기(96)를 구비한다. PLL 제어기(82)에서는, δ축 확장 기전력 추정값 εδ_est를 제산기(94)에 의해 유기 전압 정수 φ로 나눔으로써 근사적으로 속도를 추정하고, 추정된 속도를 가산기(95)에 의해 PI 제어기(93)의 출력에 가산하는 것에 의해 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구한다. 또한, 적분기(96)에 의해 회전자 각주파수 추정값 ωest를 적분하여 회전자 위치 추정값 θest를 구한다.
도 8 및 도 9는 제어부(12)에서의 회전자 각주파수 추정값 ωest 및 회전자 위치 추정값 θest의 산출 처리의 흐름을 나타내는 도면이다. 도 8은 상술한 제 1 추정 프로세스가 선택된 경우의 제 1 산출 처리의 흐름을 나타내고, 도 9는 상술한 제 2 추정 프로세스가 선택된 경우의 제 2 산출 처리의 흐름을 나타낸다.
우선, 도 8을 참조하여, 회전자 각주파수 추정값 ωest 및 회전자 위치 추정값 θest의 제 1 산출 처리의 흐름을 설명한다.
제어부(12)의 최대 토크 제어기(31)는 개시 전력 Pstart와 모터 입력 전력 Pe를 비교한다(스텝 S10). 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 이상인 경우(스텝 S10에서 예), 최대 토크 제어기(31)는 PI 제어의 대상을 Po-Po*로 설정한다(스텝 S11). 한편, 모터 입력 전력 Pe가 개시 전력 Pstart 미만인 경우(스텝 S10에서 아니오), 최대 토크 제어기(31)는 PI 제어의 대상을 적분 출력의 반전값으로 설정한다(스텝 S12).
최대 토크 제어기(31)는 스텝 S11, S12에 의한 설정에 근거하여 PI 제어를 행하는 것에 의해 위상 변화량 ΔθMTPA를 구한다(스텝 S13). 그리고, 유도 계수 연산기(32)는 최대 토크 제어기(31)로부터 출력되는 위상 변화량 ΔθMTPA에 근거하여, 유도 계수 보상값 LMTPA를 구한다(스텝 S14).
속도·자극 위치 추정기(33)는 모터 파라미터인 q축 유도 계수 Lq 및 d축 유도 계수 Ld를 설정한다. 구체적으로는, 속도·자극 위치 추정기(33)는, q축 유도 계수 Lq로서 유도 계수 보상값 LMTPA를 설정하고, d축 유도 계수 Ld로서 미리 설정되어 있는 d축 유도 계수 Ld*를 설정한다(스텝 S15). 그리고, 속도·자극 위치 추정기(33)는, 스텝 S15에서 설정한 모터 파라미터에 근거하여, 회전자 위치 추정값 θest 및 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구한다(스텝 S16).
다음으로, 도 9를 참조하여, 회전자 각주파수 추정값 ωest 및 회전자 위치 추정값 θest의 제 2 산출 처리의 흐름을 설명한다. 이 처리에서는, 도 8에 나타내는 제 1 산출 처리에서와 스텝 S11~S14, S16의 처리는 동일하고, 제 1 산출 처리와 스텝 S25의 처리는 상이하다.
스텝 S25에서, 속도·자극 위치 추정기(33)는, q축 유도 계수 Lq로서 유도 계수 보상값 LMTPA를 설정하고, d축 유도 계수 Ld로서 유도 계수 보상값 LMTPA를 설정한다. 그리고, 속도·자극 위치 추정기(33)는 상술한 바와 같이 설정된 모터 파라미터에 따라 회전자 위치 추정값 θest 및 회전자 각주파수 추정값 ωest를 구한다.
상술한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 모터 제어 장치(1)는 최대 토크 제어기(31)와, 유도 계수 연산기(32)와, 속도·자극 위치 추정기(33)를 구비한다. 최대 토크 제어기(31)는 AC 모터(3)의 구동 주파수보다 높은 주파수의 고주파 신호인 탐사 신호 Smag에 대응하는 AC 모터(3)의 모터 출력 전력 변동폭 Po를 추정한다. 유도 계수 연산기(32)는, 모터 출력 전력 변동폭 Po에 근거하여, 최대 토크를 얻는 유도 계수 보상값 LMTPA를 추정하여, 속도·자극 위치 추정기(33)에 q축 유도 계수로서 설정한다. 속도·자극 위치 추정기(33)는, AC 모터(3)로의 출력 전류의 검출값인 γδ축 전류 검출값 Iγ_fb, Iδ_fb와, γδ축 전압 지령 Vγ_ref, Vδ_ref에 근거하여, 유도 계수 연산기(32)에 의해 설정된 q축 유도 계수 Lq를 포함하는 모터 파라미터로부터 AC 모터(3)의 회전자의 회전 위치인 회전자 위치 추정값 θest를 추정한다.
본 실시 형태에 따른 모터 제어 장치(1)는 참값으로부터 의도적으로 오차가 마련된 q축 유도 계수를, 고정값 및 모터 파라미터(Ld, Lq, φa)를 이용하지 않고, q축 유도 계수로서 설정되는 유도 계수 보상값 LMTPA를 온라인으로 구하는 것에 의해 설정할 수 있다. 그 때문에, 예를 들면, 모터 파라미터의 오차 또는 모터 파라미터의 변동이 있는 경우이더라도, 속도·자극 위치 추정기(33)를 안정하게 동작시킬 수 있어, 최대 토크 제어를 정밀하게 행할 수 있다.

Claims (10)

  1. 모터의 구동 주파수보다 높은 주파수의 고주파 신호가 중첩된 전류 지령(current reference)을 생성하는 전류 지령 생성부와,
    전압 지령에 근거하여 상기 모터를 구동하는 구동부와,
    상기 구동부로부터 상기 모터로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 전류 지령과 상기 출력 전류간의 편차에 근거하여 상기 전압 지령을 생성하는 전압 지령 생성부와,
    상기 출력 전류와 상기 전압 지령에 근거하여, 상기 모터의 q축 유도 계수(q-axis inductance)를 포함하는 연산 파라미터로부터 상기 모터의 회전자의 회전 위치를 추정하는 회전 위치 추정부와,
    상기 고주파 신호에 대응하는 상기 모터의 출력 토크의 전류 위상 변화에 대한 변화량을 추정하는 변화량 추정부와,
    상기 변화량에 근거하여, 최대 토크를 얻는 유도 계수값을 추정하고, 상기 유도 계수값을 상기 회전 위치 추정부에 상기 q축 유도 계수로서 설정하는 유도 계수 추정부
    를 구비하는 모터 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 변화량이 목표값으로 되도록 상기 출력 전류의 전류 벡터의 위상 변화량을 추정하는 위상 변화량 추정부를 더 구비하며,
    상기 유도 계수 추정부는 상기 위상 변화량에 근거하여 상기 유도 계수값을 추정하는
    모터 제어 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 변화량 추정부는 모터의 기계 출력의 주파수 성분 중 상기 고주파 신호와 동일한 주파수 성분의 진폭에 근거하여 상기 변화량을 추정하는
    모터 제어 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 변화량 추정부는 모터의 기계 출력의 주파수 성분 중 상기 고주파 신호와 동일한 주파수 성분의 진폭에 근거하여 상기 변화량을 추정하는
    모터 제어 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변화량 추정부는, 상기 모터로의 입력 전력 또는 상기 모터의 출력 전력이 사전 결정된 값으로 될 때까지는 상기 변화량의 추정을 정지하고, 상기 입력 전력 또는 상기 출력 전력이 상기 사전 결정된 값 이상으로 되고 난 후에, 상기 변화량의 추정을 행하는
    모터 제어 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유도 계수 추정부는 추정되는 유도 계수값이 사전 결정된 값보다 작게 되지 않도록, 상기 추정되는 유도 계수값을 제한하는 리미터를 구비하는
    모터 제어 장치.
  7. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 연산 파라미터는 상기 모터의 d축 유도 계수를 포함하고,
    상기 유도 계수 추정부는 상기 유도 계수값을 상기 d축 유도 계수로서 상기 회전 위치 추정부에 설정하는 것
    모터 제어 장치.
  8. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력 전류와 상기 전압 지령에 근거하여, 상기 연산 파라미터로부터 상기 회전자의 각주파수를 추정하는 각주파수 추정부를 더 구비하는
    모터 제어 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 지령 생성부는 영구 자석에 의해 생성되는 자속 방향인 d축에 대응하는 제어의 자속 방향을 γ축으로 설정하고, 상기 γ축의 전류 지령을 영(zero)으로 설정하는
    모터 제어 장치.
  10. 모터의 구동 주파수보다 높은 주파수의 고주파 신호가 중첩된 전류 지령을 생성하는 단계와,
    전압 지령에 근거하여 상기 모터를 구동하는 단계와,
    상기 모터로의 출력 전류를 검출하는 단계와,
    상기 전류 지령과 상기 출력 전류간의 편차에 근거하여 상기 전압 지령을 생성하는 단계와,
    상기 출력 전류와 상기 전압 지령에 근거하여, 상기 모터의 q축 유도 계수를 포함하는 연산 파라미터로부터 상기 모터의 회전자의 회전 위치를 추정하는 단계와,
    상기 고주파 신호에 대응하는 상기 모터의 출력 토크의 전류 위상 변화에 대한 변화량을 추정하는 단계와,
    상기 변화량에 근거하여, 최대 토크를 얻는 유도 계수값을 추정하고, 상기 유도 계수값을 상기 q축 유도 계수로서 설정하는 단계
    를 포함하는 모터 제어 방법.
KR20130026542A 2012-08-17 2013-03-13 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법 KR101493144B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2012-181129 2012-08-17
JP2012181129A JP5644820B2 (ja) 2012-08-17 2012-08-17 モータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140023203A true KR20140023203A (ko) 2014-02-26
KR101493144B1 KR101493144B1 (ko) 2015-02-12

Family

ID=47900783

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR20130026542A KR101493144B1 (ko) 2012-08-17 2013-03-13 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8988027B2 (ko)
EP (1) EP2698916A2 (ko)
JP (1) JP5644820B2 (ko)
KR (1) KR101493144B1 (ko)
CN (1) CN103595326B (ko)
BR (1) BR102013005561A2 (ko)
TW (1) TWI499198B (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190143630A (ko) * 2018-06-21 2019-12-31 단국대학교 산학협력단 영구자석 동기 전동기의 센서리스 제어 시스템 및 방법
KR20200079939A (ko) * 2018-12-26 2020-07-06 주식회사 현대케피코 모터 전원 이상 제어 장치 및 방법
KR20210015945A (ko) * 2018-08-20 2021-02-10 지디 미디어 히팅 엔드 벤틸레이팅 이큅먼트 코 엘티디 모터 가변 주파수 구동 시스템 및 다중 분할 중앙 에어컨
KR102500019B1 (ko) * 2022-12-29 2023-02-16 주식회사 에스엠전자 2승저감부하에 연결된 모터의 운영전력효율이 개선된 제어관제시스템

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5781235B2 (ja) * 2012-10-12 2015-09-16 三菱電機株式会社 同期機制御装置
EP3038249A1 (en) * 2013-08-19 2016-06-29 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Motor drive system and motor control device
JP2015136237A (ja) * 2014-01-17 2015-07-27 株式会社安川電機 回転電機制御装置、回転電機制御方法、及び制御マップの作成方法
JP2016046859A (ja) * 2014-08-20 2016-04-04 株式会社リコー モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法
KR101664040B1 (ko) * 2014-10-01 2016-10-11 현대자동차 주식회사 전동기의 센서리스 제어 시스템 및 방법
CN107078675A (zh) * 2015-01-28 2017-08-18 株式会社东芝 逆变器控制装置以及电机驱动系统
JP6380251B2 (ja) * 2015-06-19 2018-08-29 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
JP6490540B2 (ja) * 2015-08-25 2019-03-27 株式会社東芝 回転位置検出装置，空気調和機及び回転位置検出方法
JP6241460B2 (ja) * 2015-08-25 2017-12-06 株式会社デンソー 電動機の制御装置
DE102015114750A1 (de) * 2015-09-03 2017-03-09 Technische Universität Braunschweig Verfahren zur Steuerung einer elektrischen Maschine, Computerprogramm, Reglereinrichtung sowie elektrische Maschine
TWI552506B (zh) * 2015-10-22 2016-10-01 東元電機股份有限公司 馬達驅動器之控制系統
CN106695688B (zh) * 2015-11-13 2019-03-15 丰民金属工业股份有限公司 电动冲击式工具的扭力控制装置及其方法
JP6390649B2 (ja) * 2016-03-18 2018-09-19 株式会社安川電機 電力変換装置、電動機の動力推定方法及び電動機の制御方法
TWI612766B (zh) * 2016-07-22 2018-01-21 祥誠科技股份有限公司 馬達控制系統
CH712828A1 (de) 2016-08-22 2018-02-28 Lakeview Innvovation Ltd Verfahren zur sensorlosen Bestimmung der Orientierung des Rotors eines eisenlosen PMSM-Motors.
EP3633851A4 (en) * 2017-05-31 2020-12-23 Hitachi, Ltd. STATUS MONITORING DEVICE AND DEVICE SYSTEM
KR101939476B1 (ko) * 2017-07-11 2019-01-16 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치
KR102599388B1 (ko) * 2017-09-01 2023-11-09 현대자동차주식회사 피드백 제어방법 및 시스템
WO2019060753A1 (en) * 2017-09-22 2019-03-28 Nidec Motor Corporation SYSTEM AND METHOD USED BY COMPUTER TO REDUCE ANGLE ERROR IN ELECTRIC MOTORS
CN109474219B (zh) * 2018-11-06 2021-12-03 天津大学 一种基于分频耦合的电机参数辨识方法
JP2020088978A (ja) * 2018-11-20 2020-06-04 株式会社日立産機システム 電力変換装置
JP7289662B2 (ja) * 2019-01-31 2023-06-12 キヤノン株式会社 画像形成装置
JP7251424B2 (ja) * 2019-09-20 2023-04-04 株式会社明電舎 インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
TWI716175B (zh) * 2019-10-31 2021-01-11 東元電機股份有限公司 電流響應補償系統及其方法
JP7294993B2 (ja) * 2019-11-21 2023-06-20 ファナック株式会社 磁極方向検出装置および磁極方向検出方法
JP7363524B2 (ja) 2020-01-27 2023-10-18 株式会社富士通ゼネラル センサレスモータ制御装置
CN111277194A (zh) * 2020-03-13 2020-06-12 北京京环装备设计研究院有限公司 电感参数获取方法及装置
CN112019118B (zh) * 2020-08-25 2022-04-15 科诺伟业风能设备（北京）有限公司 一种直驱风电变流器无定子电压测量矢量控制方法
JP2022175990A (ja) * 2021-05-14 2022-11-25 株式会社日立産機システム 電力変換装置
CN113346813B (zh) * 2021-06-11 2022-05-27 中国科学院深圳先进技术研究院 最大转矩电流比控制方法、装置、终端设备及存储介质
CN113783494B (zh) * 2021-08-30 2023-09-26 江苏大学 无位置传感器内置式永磁同步电机的最大转矩电流比控制
CN114050752B (zh) * 2021-10-12 2024-02-09 广州极飞科技股份有限公司 电机的磁场定向控制、电机参数确定的方法和装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6737828B2 (en) * 2001-07-19 2004-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Washing machine motor drive device
JP4665360B2 (ja) * 2001-08-06 2011-04-06 株式会社安川電機 電動機制御装置
JP4352678B2 (ja) * 2002-10-03 2009-10-28 株式会社安川電機 電動機の磁極位置推定装置および制御装置
JP2005151640A (ja) 2003-11-12 2005-06-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 高周波電圧重畳電動機制御装置
JP4972135B2 (ja) * 2005-08-26 2012-07-11 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP4771126B2 (ja) 2005-09-28 2011-09-14 富士電機株式会社 同期電動機駆動装置
JP4882645B2 (ja) * 2006-10-02 2012-02-22 株式会社日立製作所 永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置及びインバータモジュール
EP2023479B1 (de) * 2007-08-06 2014-04-16 Baumüller Nürnberg Gmbh System zur nahtlosen Geschwindigkeits- und/oder Lageermittlung einschließlich Stillstand bei einem Permanentmagnet-Läufer einer elektrischen Maschine
AU2008305943B2 (en) * 2007-09-27 2011-04-07 Mitsubishi Electric Corporation Controller of rotary electric machine
JP5396876B2 (ja) * 2009-01-21 2014-01-22 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置
JP2011041343A (ja) * 2009-08-06 2011-02-24 Toshiba Corp モータ駆動装置及びモータ駆動方法
CN101977012A (zh) * 2010-11-09 2011-02-16 上海川邻精密配件有限公司 无传感器磁场定向控制车轮方法及装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190143630A (ko) * 2018-06-21 2019-12-31 단국대학교 산학협력단 영구자석 동기 전동기의 센서리스 제어 시스템 및 방법
KR20210015945A (ko) * 2018-08-20 2021-02-10 지디 미디어 히팅 엔드 벤틸레이팅 이큅먼트 코 엘티디 모터 가변 주파수 구동 시스템 및 다중 분할 중앙 에어컨
KR20200079939A (ko) * 2018-12-26 2020-07-06 주식회사 현대케피코 모터 전원 이상 제어 장치 및 방법
KR102500019B1 (ko) * 2022-12-29 2023-02-16 주식회사 에스엠전자 2승저감부하에 연결된 모터의 운영전력효율이 개선된 제어관제시스템

Also Published As

Publication number Publication date
KR101493144B1 (ko) 2015-02-12
US20140049202A1 (en) 2014-02-20
CN103595326B (zh) 2016-04-20
JP5644820B2 (ja) 2014-12-24
JP2014039414A (ja) 2014-02-27
US8988027B2 (en) 2015-03-24
TW201409926A (zh) 2014-03-01
CN103595326A (zh) 2014-02-19
TWI499198B (zh) 2015-09-01
EP2698916A2 (en) 2014-02-19
BR102013005561A2 (pt) 2015-07-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101493144B1 (ko) 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법
JP5761243B2 (ja) モータ制御装置および磁極位置推定方法
JP4988329B2 (ja) 永久磁石モータのビートレス制御装置
JP5324159B2 (ja) モータ制御装置
US9742333B2 (en) Motor control device
KR101046802B1 (ko) 교류 회전기의 제어 장치 및 이 제어 장치를 사용한 교류회전기의 전기적 정수 측정 방법
JP4578700B2 (ja) ブラシレスｄｃモータの制御装置
US9825579B2 (en) Temperature estimating apparatus for synchronous motor
JP4928855B2 (ja) 同期機のセンサレス制御装置
Kim et al. Sensorless control of AC motor—Where are we now?
JP2007097263A (ja) 同期モータの磁極位置推定方法
JP2008220096A (ja) 同期電動機のセンサレス制御装置
JP2010035363A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
CN110431741B (zh) 旋转电机的控制装置
JP3707528B2 (ja) 交流電動機の制御方法およびその制御装置
JP4352678B2 (ja) 電動機の磁極位置推定装置および制御装置
US20220255481A1 (en) Electric power conversion with phase correction
JP5109790B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5396741B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP7304891B2 (ja) 回転機の制御装置および電動車両の制御装置
JP2012165585A (ja) 同期電動機駆動システム
JP7251424B2 (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
KR102409792B1 (ko) 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법
JP7226211B2 (ja) インバータ装置及びインバータ装置の制御方法
JP2014090643A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee