CN101001068A - 电动机驱动控制装置和电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种电动机驱动控制装置，其可以从转速低开始高效控制电动机。包括：电流检测单元(4)，其检测出与外部连接的电动机(3)中流过的电动机电流；和控制单元(1)，其根据电流检测单元(4)检测出的电流检测值和指令电动机(3)旋转的转速的速度指令值，输出控制电动机(3)的控制信号，其特征在于，具备负载推定单元，其使用电动机电流的检测值和速度指令值，推定电动机(3)的机械负载状态；控制单元(1)使用检测值、速度指令值和负载推定状态，控制电动机电流。

Description

电动机驱动控制装置和电动机驱动系统

技术领域

本发明涉及检测出电动机电流来控制电动机的电动机驱动控制装置和电动机驱动系统。

背景技术

在使用多相矩形波电压对多相交流电动机进行速度控制的情况下，需要检测出转子的转角。

作为控制同步电动机而不使用传感器直接检测出电角位置的方法，公开了推定同步电动机内部的磁极位置的方法。例如，专利文献1中公开了一种对永磁体同步电动机(下面称作PM(Permanent Magnet)电机)施加电压脉冲，并根据与施加了该电压脉冲的方向正交的轴方向上所产生的电流脉冲，来推定磁极位置的方法，该技术可以从PM电机停止的状态起使用。另外，专利文献2中公开了一种根据在PM电机中流过的电流来推定因PM电机旋转而产生的感应电压的相位的方法。

【专利文献1】特开平7-245981号公报

【专利文献2】特开2001-251889号公报

但是，专利文献1的技术需要所使用的PM电机在结构上有凸极性，从电压脉冲的施加所产生的声音的问题而言，可使用的场合有限。另外，专利文献2是根据在PM电机中流过的电流推定PM电机旋转所产生的感应电压的相位，来控制使得作为控制轴和实轴之差的轴偏差最小的方法。本方法并不依赖于PM电机的结构，也不产生声音的问题，但是由于感应电压与转速成正比，所以，不适于PM电机(电动机)的转速低的情况下。

发明内容

因此，本发明所要解决的技术问题是，提供一种可从转速低的时候开始高效控制电动机的电动机驱动控制装置及电动机驱动系统。

为了解决上述问题，本发明的电动机驱动控制装置，包括：电流检测单元，其检测出在与外部连接的电动机中流过的电动机电流；控制单元，其根据所述电流检测单元检测出的电流检测值和对所述电动机旋转的转速发出指令的速度指令值，输出控制所述电动机的控制信号，其特征在于，具备负载推定单元，其使用所述电动机电流的检测值和所述速度指令值，推定所述电动机的机械负载状态；所述控制单元基于所述检测值、所述速度指令值和所述推定出的负载推定状态，控制所述电动机电流。

由此，根据电动机电流的检测值、速度指令值和推定出的机械负载状态，对电动机电流进行控制。由于这些检测值、速度指令值和推定出的负载推定状态不依赖于电动机的转速，所以，可从转速低时开始稳定地控制电动机。

根据本发明，可以提供从转速低时开始稳定地控制电动机的电动机驱动控制装置和电动机驱动系统。

附图说明

图1是作为本发明一个实施方式的交流电动机驱动系统的结构图；

图2是用于说明转子的实际旋转位置和虚拟旋转位置的图；

图3是负载推定单元的结构图；

图4是速度校正单元的结构图；

图5是电流指令单元的结构图；

图6是控制装置的动作的说明图；

图7是电流指令单元的动作的说明图；

图8是控制装置的动作的另一个说明图；

图9是控制装置的动作的又一个说明图；

图10是控制装置的动作的再一个说明图；

图11是本发明第二实施方式的交流电动机驱动系统的结构图；

图12是电流指令生成单元的结构图；

图13是第二实施方式的控制装置的动作的说明图；

图14是第二实施方式的控制装置的动作的其他说明图；

图15是说明一种电流检测方法的结构图；

图16是说明另一种电流检测方法的结构图。

图中：1-控制装置，2-电力变换器，3-电动机，4、4’-电流检测单元，5、5b-电流指令生成单元，6-电流控制单元，7-矢量运算单元，8-积分器，9-dq逆变换器，10、10b-负载推定单元，11-速度校正单元，12-速度指令单元，13、13b-加法器，14-轴误差推定器，15-PLL运算器，21-主电路部，22-直流电源，23-直流电阻，24-相电流检测器，25-直流电流检测单元，41-dq变换器，42、42’-电动机电流推定单元，51、51b-Iq*生成部，52-Id*生成部，53、511、511b-切换器，54、512-低通滤波器，101-负载功率运算单元，102-负载电流运算单元，111-第二加法器，112-增益校正器，Iu、Iv、Iw-相电流，TL-负载转矩，TM-发生转矩，Pow-负载功率，ω1M-电角速度，ω1c-推定电角速度，ω1*-速度指令值，Δθ-轴误差，R1-绕线电阻。

具体实施方式

(第一实施方式)

图1是表示作为本发明一个实施方式的电动机驱动系统(交流电动机驱动系统)的结构图。交流电动机驱动系统100包括电动机3、控制电动机3的驱动的控制装置1、驱动电动机3的电力变换器2，在控制装置1的内部进行电动机3的转子位置的推定运算和速度控制。下面，设电动机3为三相永磁同步电动机(Permanent Magnet Synchronous Motor)，附图上在信号线上画了三条斜线。而且，控制装置1在由作为控制装置1内部的激励电流方向(磁通轴方向)的dc轴和作为转矩电流方向的qc轴的旋转坐标系统dcqc轴上进行矢量控制。另外，控制装置1的各单元通过CPU(Central Processing Unit)、存储器等的硬件以及由计算机执行的程序来实现。

这里，参考图2，来说明旋转坐标轴dcqc轴。U相、V相、W相的励磁线圈62、63、64被Y连线。而且，构成为被磁化为多极(2极)的转子61在具有励磁线圈62、63、64的定子的内部旋转。

将连接转子61的N极和S极的实际的轴(实轴)定义为d轴，将在控制装置1内部进行控制的虚拟旋转位置的旋转轴定义为dc轴，将作为d轴和dc轴的角度差的轴偏差设作Δθ。因此，在假设d轴和U相的励磁线圈62的绕线轴所成的角度为θd时，虚拟的控制轴dc和U相的励磁线圈62的绕线轴所成的角度θdc为

θdc＝θd+Δθ

另外，将从d轴沿旋转方向前进90度的轴称作q轴，从dc轴沿旋转方向前进90度的轴称作qc轴。

再次回到图1，控制装置1由检测出从电力变换器2向电动机3流过的电流的电流检测单元4；提供在电动机3中流过的电流的目标值的电流指令生成单元5；以电动机3中流过的电流的目标值和基于电流检测单元4检测的向电动机3流过的电流的检测值为基础进行动作，使向电动机3流过的电流成为电流的目标值的电流控制单元6；根据希望的速度指令或转矩指令，计算对电动机3的施加电压的矢量运算单元7；积分在控制装置1内推定出的作为电动机3的电角速度的推定电角速度ω1c，运算电动机3的电角速度(或相位)θdc的积分器8；将dcqc轴上的电压指令Vd^*、Vq^*坐标转换为三相交流电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的dq逆变换器9；以电动机3中流过的电流的检测值为基础，来推定电动机3的负载状态的负载推定单元10；根据负载推定单元10的输出来运算速度指令的校正量Δωc的速度校正单元11；提供电动机3的速度指令值ω1^*的速度指令单元12；和将速度指令的校正量Δωc加到速度指令值ω1^*上，来算出控制装置1内的推定电角速度ω1c的加法器13构成。这里，^*是表示指令值的符号。

接着，说明本实施方式的动作原理。控制装置1的动作如下所述。首先，电流检测单元4检测出流向电动机3的电流，得到转换为dcqc轴上的值的电流检测值Idc、Iqc。电流指令生成单元5为了得到希望的速度或转矩，作为需要的电流的目标值输出dcqc轴上的电流指令Id^*、Iq^*。电流控制单元6以电流指令Id^*、Iq^*和电流检测值Idc、Iqc为基础，生成第二电流指令Id^**、Iq^**。矢量运算单元7以使用Id^**使得Idc与Id^*相等的方式，或者使用Iq^**使得Iqc与Iq^*相等的方式，输出提供给电动机3的dcqc轴上的电压指令Vd^*、Vq^*。dq逆变换器9根据电压指令Vd^*、Vq^*算出三相交流电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，并输出到电力变换器2中。然后，电力变换器2根据Vu^*、Vv^*、Vw^*，将相当于Vd^*、Vq^*的电压施加到电动机3。

在使用磁极位置检测器直接检测出电动机3的电角位置θdc时，该磁极位置检测器根据检测出的位置，从检测电流中得到d轴电流Id作为激励电流成分和q轴电流Iq作为转矩电流成分。矢量运算单元7独立控制这两个电流成分，使dcqc轴上的电压指令Vd^*、Vq^*的值变化，以使Idc与Id^*一致，使Iqc与Iq^*一致。因此，为了进行矢量控制，需要检测出电动机内部的磁极位置。但是，本实施方式的电动机驱动系统中，可以简单实现矢量控制，而不使用磁极位置检测器。

接着，说明本实施方式的特征结构即负载推定单元10和使用了该负载推定单元10的控制装置1的动作。首先，图3表示负载推定单元10的结构例。负载推定单元10由从电压指令Vd^*、Vq^*和电流检测值Idc、Iqc算出负载功率Pow的负载功率运算单元101、根据负载功率Pow和速度指令值ω1^*提供应在电动机3中流过的转矩电流的推定值Iq^的负载电流运算单元102构成。这里，^意味着推定值的符号。而且，负载功率运算单元101中的Pow的运算式由式(1)来提供，负载电流运算单元102中的Iq^的运算值由下式(2)来提供。另外，这些值不依赖于电动机3的转速。

Pow＝1.5×{(Vd*×Idc+Vq*×Iqc)-R1×(Idc²+Iqc²)}…(1)

Iq^＝Pow/(ω1^*×Ke)    …(2)

这里，R1是电动机3的绕线电阻，Ke是相当于磁通的感应电压常数。式(1)是从向电动机3提供的有效功率减去由电阻引起的损失的式子。由于无论无何都使用作为dcqc轴上的值的电压指令Vd*、Vq*和电流检测值Idc、Iqc，所以，具有即使没有磁极位置信息也可进行运算的特征。式(2)表示转矩和速度之积与功率所成的关系。由于在稳定状态下电动机3的实际电角速度ω1M与速度指令值ω1*相等，所以，在负载推定单元10中通过该式(2)求出转矩电流的推定值Iq^。另外，在考虑电动机3的凸极性的情况下，Iq^的运算式变为下式(3)。

Iq^＝Pow/[ω1*×{Ke+(Ld-Lq)×Id*}]    …(3)

这里，Ld是电动机3的磁通轴即d轴方向的绕线阻抗，Lq是电动机3的转矩轴即q轴方向的绕线阻抗。

图4是速度校正单元11的结构。速度校正单元11通过第二加法器111从Iq中减去Iq*而取出Iq^的振动成分，并通过增益校正器112乘以增益，得到速度校正量Δωc。

下面，说明使用了Iq^的控制装置1的动作。图5是电流指令生成单元5的结构，由提供Iq*的Iq*生成部51和提供Id*的Id*生成部52构成。Iq*生成部51由切换器511和低通滤波器512构成。Iq*生成部51具有Iq*的初始值Iq0*，Id*生成部52具有Id*的初始值Id0*。

图6是表示在速度指令ω1*一定的状态下，电动机3的负载转矩TL线性增加时的电流指令生成单元5和负载推定单元10的动作的图。图6(a)速度指令ω1*一定。图6(b)表示的负载转矩TL从时刻t1到时刻t2期间线性增加，设电动机3的发生转矩TM与负载转矩TL大致相等。此时，图6(c)所示的负载功率Pow与负载转矩TL成正比变化。因此，由负载推定单元10求出的Iq^也如图6(d)所示，与TL成正比推移。该图中电流指令生成单元5的切换器511总是输出Iq^，并如图6(e)所示，Iq*成为低通滤波处理Iq^后的值。另外，如图6(f)所示，Id*生成部52输出的Id*从初始值Id0*随Iq*的增加逐渐减小。

如图7所示，在Id*生成部52中，根据Iq*的绝对值abs(Iq*)来决定Id*。首先，Id*max是Id*的可设定最大值，Id*min是Id*的最小值。Id*max需要低于电力变换器2可输出的最大电流值，另一方面，为了负载转矩TL上升到额定，例如Id*max相对电动机3的额定电流超过100％，在150％以内的范围中设定即可。另外，Id*min理想上可以是零，但是该情况下，当负载转矩TL从零附近急剧变化时容易失调。因此，为了防止失调，最好相对电动机3的额定电流在例如50％到100％的范围中进行设定。并且，Id*使用式(4-1)～(4-3)的关系来决定。

【数1】

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{Id}}^{*}=\mathrm{Id}{0}^{*}& (\mathrm{if}& \sqrt{{\left(I{d}^{*}\max \right)}^2-{\left(I{q}^{*}\right)}^2}<\mathrm{Id}{0}^{*}---(4-1)\end{array}$

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{Id}}^{*}=\sqrt{{\left({\mathrm{Id}}^{*}\max \right)}^2-{\left({\mathrm{Iq}}^{*}\right)}^2}& (\mathrm{if}& {\mathrm{Id}}^{*}\min <\sqrt{{\left({\mathrm{Id}}^{*}\max \right)}^2-{\left({\mathrm{Id}}^{*}\right)}^2)}\&le;I{d}^{*}\max )---(4-2)\end{array}$

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{Id}}^{*}={\mathrm{Id}}^{*}\min & (\mathrm{if}& \sqrt{\left({\mathrm{Id}}^{*}\max \right)2-\left({\mathrm{Iq}}^{*}2\right)}\&le;{\mathrm{Id}}^{*}\min )---(4-3)\end{array}$

这样，由于通过决定Id*，可以根据负载转矩TL来改变q轴方向的电流的大小，所以在负载小时，可以进行驱动以减小电动机损失。或者，也可以设Id0*＝Id*max，且Id*min为零来进行动作，以使仅改变电动机3的电流相对d轴方向的相位。此时，由于电流指令大小本身不变化，所以，几乎不会发生负载转矩TL从零附近急剧变化时的失调。

接着，说明速度校正单元11的动作。图8表示速度指令ω1*一定，负载转矩TL阶跃变化时的速度指令ω1*、负载转矩TL、电流指令生成单元5、负载推定单元10以及速度校正单元11的动作。相对负载转矩TL的阶跃变动，电动机3的实际电角速度ω1M、发生转矩TM如图8(a)和图8(b)所示那样振动。在实际的电角速度ω1M的振动大的情况下，产生了失调而不能驱动电动机3。

利用加法器13从速度指令ω1*减去速度校正单元11所生成的速度校正量Δωc，来得到控制装置1内部的推定电角速度ω1。通过该速度校正单元11，负载转矩TL阶跃变化时的控制装置1的动作如图9所示，在负载转矩变动时也可抑制电动机3的电角速度ω1M的振动、进行稳定驱动。

接着，说明本实施方式中电动机3从停止状态启动的情况下的动作。图10是表示电流指令生成单元5和负载推定单元10的动作的图，图10(a)表示在速度指令ω1*下，在时刻t1从停止状态启动，到时刻t2为止以一定的加速率被加速的情况。图10(b)是为简单化而将负载转矩TL设为恒定的情况。此时，图10(c)所示的负载功率Pow实际在例如式(1)中因电阻造成的损失的推定误差，如图10(c)所示，相对其理想值Pow_id具有误差。Iq^如图10(d)所示，由于在停止状态下ω1*为零，故为无限大，进而，在启动后瞬间的速度指令值ω1*小的期间，Iq^与其理想值Iq^_id无关，取非常大的值，会引起无法正常驱动电动机3。

因此，在电流指令生成单元5中，基于速度指令值ω1*使切换器511动作。具体而言，切换器511对于速度指令值的阈值ω10*，在从停止状态到ω1*的绝对值比ω10*小的期间输出初始值Iq0*，在ω1*的绝对值为ω10*以上的时刻t3之后，以输出Iq^的方式动作。由此，所得到的Iq*变为图10(e)那样，避免了在启动后瞬间的ω1*的绝对值小的期间，与负载状态无关Iq*为非常大的值的问题，可进行从停止状态开始的启动。

该速度指令值的阈值ω10*也依赖于在控制装置1中所使用的电动机3的常数的设定精度，例如在电动机3的额定角速度与额定负载的动作点中，若设相对感应电压的电阻电压降为5％，电阻的设定误差为10％，则ω1*是额定速度的2％，Iq^的误差为额定负载下的Iq*的25％。由此，若将速度指令值的阈值ω10*设定为电动机3的额定角速度的2％以上，则大致得到了优选的动作。

另外，本实施方式中说明了Iq0*为0的情况，但是实际上在满足下式(5)的范围中可任意设定，而且，也可例如基于ω1*来改变。

(Id0*)²+(Iq0*)²≤Id*max²    ...(5)

通过以上的控制装置1的动作，可以使电动机3根据其负载状态改变电流的大小，且相对负载的改变也可以稳定地进行驱动。

如上所说明那样，根据本实施方式，由于负载推定单元10根据电压指令Vd*、Vq*和电压检测值Idc、Iqc推定出负载功率Pow，所以，可提供能够稳定地进行与施加给电动机3的负载对应的驱动的交流电动机的驱动装置和交流电动机驱动系统。而且，由于负载功率Pow不依赖于电动机3的转速，所以，可从速度低时开始高效驱动电动机3。

(第二实施方式)

接着，说明第二实施方式。图11是本实施方式中的交流电动机驱动系统的结构图。轴误差推定器14通过求出图2中定义的轴误差Δθ，作为dc轴相对d轴的相差角，来推定磁极位置。通过以轴误差Δθ为最小的方式进行控制，在实轴上流过对应指令值的电流，与转矩产生有关的电流成分不减小。磁极位置的推定方法已知有各种方法，但是本实施方式中通过下式(6)来算出轴误差的推定值Δθc。

【数2】

$\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_c={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Vd}}^{*}-R1\&times;\mathrm{Idc}+\mathrm{\&omega;}1c\&times;\mathrm{Iqc}}{{\mathrm{Vq}}^{*}-R1\&times;\mathrm{Iqc}-\mathrm{\&omega;}1c\&times;\mathrm{Lq}\&times;\mathrm{Idc}}\right)---\left(6\right)$

PLL运算器15是用于实现无位置传感器/矢量控制的PI运算器，将轴误差的推定值Δθc作为输入，输出第二速度指令的校正量Δωcp。图12是本实施方式中的电流指令生成单元5的结构图，Iq*生成部51b中的切换器511b以对Iq*的初始值Iq0*、Iq^和qc轴电流检测值Iqc三个进行切换的方式动作。第二切换器53切换Id*生成部52的输出和无位置传感器/矢量控制时的dc轴电流指令值Id1*。第二低通滤波器(LPF)54在切换器53的动作中，防止Id*在Id*生成部52的输出和Id1*之间阶跃变化。本实施方式中的负载推定单元10b是通过下式(7)来算出Iq^的运算器。

Iq^＝Idc×sin(Δθc)+Iqc×cos(Δθc)    (7)

另外，加法器13b从速度指令值ω1*中减去速度指令的校正量Δωc和PLL运算器15的输出即第二速度指令的校正量Δωcp，作为推定电角速度ω1c输出。其他构成要素与第一实施方式相同。

接着，说明本实施方式中的控制装置1的动作。图13表示在速度指令值ω1*一定的状态下，电动机3的负载转矩TL线性增加时的轴误差运算器14、电流指令生成单元5以及负载推定单元10的动作。图13(a)是速度指令值ω1*一定。图13(b)所示的负载转矩TL从时刻t1到时刻t2之间线性增加，设此时的电动机3的发生转矩TM与负载转矩TL大致相等。此时，由于轴误差Δθ相当于负载转矩TL所一起的负载角，所以，轴误差的推定值Δθc如图13(c)那样非线性变化，Iq^根据式(7)的关系如图13(d)那样与负载转矩TL成比例地增加。若切换器511b总是输出Iq^，则电流指令生成单元5的动作如图13(e)和图13(f)那样，与图4的动作相同。

另外，本实施方式中使电动机3从停止状态开始启动的情况下，如表1所示，根据速度指令值ω1*的值对切换器511b和第二切换器53进行切换。

【表1】

速度命令值ω1*	abs(ω1*)＜ω10*	ω10*≤abs(ω1*)＜ω11*	ω11*≤abs(ω1*)
				切换器的输出	Iq0*	Iq^	Iqc
第二切换器的输出	Id*生成部的输出	Id*生成部的输出	Id1*

使用图14来说明此时的控制装置1的动作。图14(a)是以速度指令值ω1*，在时刻t1从停止状态启动，以一定的加速率持续加速的图。另外，设图14(b)所示的负载转矩TL一定，发生转矩TM与负载转矩TL大致相等。

图14(c)是轴误差Δθ及其推定值Δθc。在停止状态下，Δθ是对应于负载转矩TL的值，但在式(6)的运算所使用的电动机3的各常数的设定值有误差的情况下，Δθc相对Δθ具有误差，其大小在电动机3的实际电角速度ω1M越小时越大。结果，图14(d)的转矩电流的推定值Iq^也相对其理想值Iq^_id具有误差。因此，设置速度指令值的阈值ω10*，通过使切换器511b以在ω1*的绝对值比ω10*小的期间输出Iq0*，在时刻t2若ω1*的绝对值在ω10*以上，则将输出切换为Iq^的方式动作，由此，防止了Iq*成为与理想值Iq^_id偏离的值。并且，在速度指令值ω1*的绝对值进一步升高，成为第二速度指令值的阈值ω11*以上的时刻t3之后，通过切换器511b输出Iqc，第二切换器Id1*输出Id1*，并且开始PLL运算器15的动作，将控制装置1的动作切换为无位置传感器/矢量控制。结果，电流指令Id*、Iq*如图14(e)和图14(f)所示那样推移。通过这样动作，在时刻t3，Iq*变为对应于负载转矩TL的值，而且，由于轴误差Δθ及其推定值Δθc大致为零，所以，可顺畅地进行向无位置传感器/矢量控制的切换。

另外，作为推定负载的方法，可使用图3所示结构的负载推定单元10和组合了图11的轴误差推定器14和负载推定单元10b的结构的任何一个。

而且，电动机3的电流的检测方法已知有各种方法，图15表示可适用于本实施方式的电流检测方法的一个结构。电力变换器2由主电路部21、直流电源22、直流电阻23和检测出从电力变换器2流向电动机3的各相的相电流Iu、Iv、Iw的相电流检测器24构成，相电流Iu、Iv、Iw被输入到电流检测单元4。电流检测单元4是dq变换器41，由相电流Iu、Iv、Iw得到dcqc轴上的电流检测值Idc、Iqc。另外，相电流检测器24检测出至少2相以上的相电流即可。

并且，图16表示电流检测方法的其他结构。电力变换器2由主电路部21、直流电源22、直流电阻23、和从直流电阻23的两端电压检测出从直流电源22流向主电路部21的直流电流Ish的直流电流检测单元25构成，直流电流Ish被输入到电流检测单元4’。电流检测单元4’由dq变换器41、从直流电流Ish得到相电流Iu、Iv、Iw的电动机电流推定器42构成。另外，电动机电流推定器42的动作与本实施方式的特征没有关系，而且由于是已经公知的技术，所以省略说明。

由此，本实施方式以在控制电动机的控制装置中，推定对电动机施加的负载来进行对应于负载的控制为目的，本实施方式的负载的推定使用控制装置内部的dcqc轴上的电压指令和电流检测值，来运算提供给电动机的功率，并根据功率来推定转矩电流，另外，本实施方式中的电流指令生成根据推定出的转矩电流来决定dcqc轴上的电流指令值，并根据从电流指令值求出的dcqc轴上的电压指令值来驱动电动机。而且，由推定出的转矩电流和dcqc轴上的电流指令，取出施加给电动机的负载的振动成分，并根据该振动成分校正在控制装置的内部具有的速度指令。并且，负载的推定也可使用dcqc轴上的电压指令和电流检测值来求出电动机的dc轴相对d轴的相差角即轴误差，并使用该轴误差推定转矩电流来进行。

如上所述，根据本实施方式的交流电动机驱动系统，通过从控制装置内部的dcqc轴上的电压指令值和电流检测值推定与施加到电动机上的负载对应的转矩电流，并根据该推定出的转矩电流控制电流和速度的指令值，从而，可以稳定进行与施加到电动机上的负载对应的运转。

另外，根据本实施方式的驱动方法，由于从使用负载推定单元10推定负载功率Pow的控制，顺畅地切换到使用轴误差进行的控制，所以，通过在可使用轴误差的无位置传感器/矢量控制的速度域中使用轴误差来驱动电动机，可以实现更好的控制。

Claims (6)

1、一种电动机驱动控制装置，包括：电流检测单元，其检测出与外部连接的电动机中流过的电动机电流；控制单元，其根据所述电流检测单元检测出的电流检测值和指令所述电动机旋转的转速的速度指令值，输出控制所述电动机的控制信号，

具备负载推定单元，其使用所述电动机电流的检测值和所述速度指令值，推定所述电动机的机械负载状态；

所述控制单元基于所述检测值、所述速度指令值和所述推定出的负载推定状态，控制所述电动机电流。

2、根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其特征在于：所述电动机是具有定子和相对所述定子旋转的转子的多相交流电动机；

所述电流检测单元检测出分解为相对所述转子的磁通轴沿所述转子的旋转方向前进轴偏差Δθ的控制上的虚拟磁通轴、和相对所述虚拟磁通轴沿所述旋转方向前进90度的虚拟转矩轴的所述电流检测值，控制所述虚拟转矩轴方向成分的电动机电流。

3、根据权利要求2所述的电动机驱动控制装置，其特征在于：所述控制单元具有轴误差推定器，其推定所述转子的磁通轴和控制上的虚拟磁通轴的轴误差；

使用采用了所述推定出的推定轴误差和所述负载推定状态校正了所述速度指令值的速度校正值、和所述速度指令值，控制所述电动机电流。

4、根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其特征在于：所述控制单元具有速度校正单元，其使用所述负载推定状态来校正所述速度指令值；

使用所述速度指令值和所述校正后的速度校正值控制所述电动机电流。

5、根据权利要求4所述的电动机驱动控制装置，其特征在于：在所述速度指令值低于阈值时，使用所述负载推定状态来校正所述速度指令值；

在所述速度指令值为所述阈值以上时，使用所述推定轴误差来校正所述速度指令值。

6、一种电动机驱动系统，包括电动机；电力变换器，其生成在所述电动机中流过的电动机电流；电流检测单元，其检测出所述电动机电流；和控制单元，其根据所述电流检测单元检测出的电流检测值和指令所述电动机旋转的转速的速度指令值，输出控制所述电动机的控制信号，

具备负载推定单元，其使用所述电动机电流的检测值和所述速度指令值，推定向所述电动机施加的机械负载状态；

所述控制单元根据所述检测值、所述速度指令值和所述推定出的负载推定状态，控制所述电力变换器。

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