JP7006253B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路を用いて電動機に電力供給を行って運転するインバータ装置に関する。

従来のインバータ装置は、特定の巻線抵抗値に対応したインバータ回路を用い、電動機を運転している（例えば、特許文献１参照）。

図１０は、前記特許文献１に記載された従来のモータ制御装置のブロック図である。図１０に示されるように、モータ制御装置は、生成部１、インバータ２、モータ３を有している。生成部１は、電流指令生成部４、位置決め部５、電圧指令生成部６を有している。

インバータ２からモータ３に電流を供給する途中に、検出部７が設けられている。検出部７は、モータ３の３相の内の２相の巻線に流れる電流を検出して、検出された電流値を生成部１に出力する。

電流指令生成部４は、位置・速度推定器８の出力と指令速度ωＭ＊からＩｑ＊値を計算し、Ｉｄ＊値と共に、実電流との誤差となるΔＩｑ、ΔＩｄ値を算出し、電圧指令生成部６に入力する。電圧指令生成部６に入力されたΔＩｑ、ΔＩｄ値は、２相３相変換部９にて３相それぞれの電圧指令値となるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊値に変換され、さらにＰＷＭ生成部１０を経てインバータ２に出力され、モータ３への電力供給が行われてモータ３の定常運転を行う。

一方、起動運転モードにおいては、電流指令生成部４は使用されず、位置決め通電角度設定部１１と制御部１２からの信号により、Ｖδを零、Ｖγを所定値として、以下２相３相変換部９、ＰＷＭ生成部１０を経てインバータ２に出力され、モータ３には所定の電圧ベクトルが供給されて、モータ３のロータ（回転子）の位置決め動作がなされる。

位置決め判定処理部１３は、所定のＶγがモータ３に供給された状態でのＩδ値をとらえ、所定の大きさで、かつ所定時間継続したか否かで、位置決め中のロータ（回転子）の回転が発生したかどうかを判断し、回転の発生が認められない場合には、位置決め通電角度θを変化させて、繰り返し位置決めを行う。

特開２０１５－１４２４６４号公報

しかしながら、前記従来の構成のインバータ装置では、モータ３の特性、特に巻線抵抗の影響を大きく受け、起動運転モードにおいては、一定のＶγがモータ３に供給された位置決め時に、ロータの位置が収束するのに要する時間は長くかかる傾向があった。また、ロータの位置決めの動作完了後に振動の少ない起動を行おうとすると、正負に変化するＩδ値の収束を待ってから起動される結果となり、俊敏な起動を要求されるインバータ装置では、不具合を生じる。

したがって、モータ３の運転がモータ３の巻線抵抗に左右される特性となり、巻線抵抗
が異なる仕様のモータを用いた状態で、例えば位置決め時間を同等としたい場合には、Ｖγを一定とする制御の構成を排除して、何らかの別構成の制御に入れ替える必要があるという課題を有していた。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、巻線抵抗を有する巻線を有する電動機と、前記電動機に電流を供給するインバータ回路とを有し、前記インバータ回路は、前記電動機の入力電流を検知する電流検知部と、所定の電圧信号を発生する電圧信号発生部と、仮想抵抗部とを有し、前記仮想抵抗部は、前記電流検知部からの電流信号に所定の仮想抵抗値を乗じた仮想電圧降下値を計算し、前記仮想抵抗値は負の値であり、前記仮想抵抗値の絶対値は巻線抵抗よりも小とし、前記インバータ回路は、前記電圧信号発生部の電圧信号から前記仮想電圧降下値を差し引いた電圧を前記電動機に供給し、また、位相ズレθ＝０になるように位置決め中に位相ズレθが発生するように一時的なトルクを与えて線間電圧に減衰振動が現れることを確認するものである。

これによって、簡単な構成の仮想抵抗部に設定した仮想抵抗値と実際の巻線抵抗値の和で等価的な巻線抵抗値とし、前記仮想抵抗値の設定によって等価的な巻線抵抗値で電動機に供給する電圧を決定する。したがって、巻線抵抗が相違する電動機に対しても、等価的に同等の巻線抵抗値として動作させることができ、例えば、位置決めの収束時間を同等に抑えることが、簡単な構成で行える。

本発明のインバータ装置は、電動機の巻線抵抗の相違に対して、仮想抵抗部の追加により簡単な構成で、前記巻線抵抗の相違による影響を低減することができ、巻線抵抗が相違しても起動時の位置決め時間を同等に抑えることができ、幅広い仕様の電動機を簡単に使用できるインバータ装置を実現することができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の概略ブロック図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の等価回路図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の詳細ブロック図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の電圧信号発生部の起動時の動作波形図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の電動機の位置決め時の位相θの波形図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の負の仮想抵抗値の場合の動作波形図 本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の正の仮想抵抗値の場合の動作波形図 本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の詳細ブロック図 本発明の実施の形態３におけるインバータ装置の詳細ブロック図 従来のモータ制御装置のブロック図

第１の発明は、巻線抵抗を有する巻線を有する電動機と、前記電動機に電流を供給するインバータ回路とを有し、前記インバータ回路は、前記電動機の入力電流を検知する電流検知部と、所定の電圧信号を発生する電圧信号発生部と、仮想抵抗部とを有し、前記仮想抵抗部は、前記電流検知部からの電流信号に所定の仮想抵抗値を乗じた仮想電圧降下値を計算し、前記仮想抵抗値は負の値であり、前記仮想抵抗値の絶対値は巻線抵抗よりも小とし、前記インバータ回路は、前記電圧信号発生部の電圧信号から前記仮想電圧降下値を差し引いた電圧を前記電動機に供給し、また、位相ズレθ＝０になるように位置決め中に位相ズレθが発生するように一時的なトルクを与えて線間電圧に減衰振動が現れることを確認するインバータ装置である。

これにより、前記電動機の実際の巻線抵抗値と前記仮想抵抗値の和が等価的な巻線抵抗
値として電動機の駆動制御に作用するものとなり、前記電動機の実際の巻線抵抗値が相違する分を前記仮想抵抗値の増減によって吸収することができる。したがって、電動機の巻線抵抗の相違に対して、仮想抵抗部の追加により簡単な構成で、前記巻線抵抗の相違による影響を低減することができ、巻線抵抗が相違しても起動時の位置決め時間を同等に抑えることができ、幅広い仕様の電動機を簡単に使用できるインバータ装置を実現することができる。

また、電動機の巻線抵抗の相違を考慮しない場合であっても、仮想抵抗値を負の値に設定することにより、仮想抵抗部を設けない構成に比べ、電動機起動時の位置決めを短時間で収束させることができる。これにより、電動機を俊敏に起動できるインバータ装置を実現することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、前記仮想抵抗部は、前記電動機の複数相の巻線に対応させて相毎に設けられたものである。この構成により、電動機の駆動をべクトル制御でなく、各相毎の電圧制御によって行うことができる。したがって、２相／３相変換器、３相／２相変換器などの構成要素を用いない構成でも簡単に電動機の駆動制御を行うことができる。また、相毎の巻線抵抗に差がある場合、すなわち電動機の巻線抵抗のアンバランスがある場合においても、相毎の仮想抵抗値の設定に差を持たせることにより、アンバランスによる影響を抑えることができる。したがって、巻線抵抗のアンバランスの大きい安価な電動機を使用しながらも、振動を抑えるなどの高品位な駆動を行う等の効果を得ることができる。

第３の発明は、特に、第１の発明の構成に加え、直交座標での電圧信号を前記電動機の各相の電圧に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の各相の電流を直交座標の電流信号に変換する第２の座標変換器とを有し、前記仮想抵抗部は、前記第２の座標変換器の出力を入力とし、前記電圧信号発生部の出力から仮想電圧降下値を差し引いた電圧を、前記第１の座標変換器に入力する構成としたものである。この構成により、電動機の相数が３相以上であっても、直交座標の２軸に相当する２要素の計算のみで仮想抵抗部が実現できる。したがって、３相以上の相数の電動機をベクトル制御できるインバータ装置を、より簡単な構成で実現できる。

第４の発明は、特に、第１の発明において、前記電動機は永久磁石を有し、前記電圧信号発生部は、前記永久磁石の磁束の位相とは独立した位相の電圧を出力するものである。一般的なベクトル制御においては、電動機の各相の電流とともに回転子を構成する永久磁石の回転位相を利用して電動機の制御を行うが、本発明のインバータ装置は、上記の構成により、電圧信号発生部を実際の電動機の位相信号を利用しない簡単な構成とすることができる。さらに、電圧信号発生部を上記の構成とすることにより、ベクトル制御に比べ駆動原理が単純な直接トルク制御で電動機を駆動することも可能となる。また、同期運転期間中においても減衰時定数τが短く振動の収束が速やかになされる運転が行われる。

第５の発明は、特に、第４の発明において、前記電圧信号発生部は、静止座標上で固定した位相を出力する位置決め期間を有する構成としたものである。この構成により、静止座標（αβ座標）上で電圧を時間積分し、磁束位相演算およびトルク演算を行うことができる。さらに、それらの演算は、仮想抵抗により巻線抵抗のアンバランスがキャンセルされた状態で行われる。これにより、単純な構成で位置決め時の収束時間を短縮することができる。

第６の発明は、特に、第４または第５の発明において、前記電圧信号発生部は、静止座標上で回転する位相を出力する同期運転期間を有する構成としたものである。この構成により、静止座標（αβ座標）上で電圧を時間積分し、磁束位相演算およびトルク演算を行うことができる。さらに、それらの演算は、仮想抵抗により巻線抵抗のアンバランスがキャンセルされた状態で行われる。これにより、運転に与える影響を簡単な構成で抑えることができ、誘導起電力を用いたセンサレス運転での低速域での同期運転、あるいは強制同期運転等と呼ばれる運転における振動低減に効果がある。

第７の発明は、特に、第２～第６のいずれか１つの発明において、前記電圧信号発生部は、大きさが零の電圧信号を出力するブレーキ期間を有する構成としたものである。この構成により、簡単な構成で、電動機の駆動とブレーキを切り替えることができる。また、巻線抵抗の相違によるブレーキの利き方の不安定さを抑制することができる。また、ブレーキ時の速度の低下に要する所要時間の調整が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の概略ブロック図である。図１に示されるように、本発明の実施の形態１におけるインバータ装置は、巻線抵抗値Ｒ１の巻線抵抗２０とインダクタンス値Ｌのインダクタンス２１とを有する巻線２２と永久磁石２４、２５を有し回転自在に設けられた回転子２６とを有する電動機２７と、電動機２７に電流を供給するインバータ回路３０とを備えている。インバータ回路３０は、電動機２７の入力電流Ｉを検知する電流検知部３１、所定の電圧信号Ｖ１を発生する電圧信号発生部３２、仮想抵抗部３３およびパワー回路３６を有している。仮想抵抗部３３は、アンプ３４と減算器３５とを有している。

以上のように構成されたインバータ装置について、以下その動作、作用を説明する。

まず、仮想抵抗部３３によって、電流検知部３１からの電流信号Ｉに所定の仮想抵抗値Ｒｖを乗じた仮想電圧降下値（Ｒｖ・Ｉ）がアンプ３４によって計算され、さらに減算器３５によって計算されたＶ１－Ｒｖ・Ｉがパワー回路３６に入力される。インバータ回路３０は、パワー回路３６の作用により、電動機２７にＶ１－Ｒｖ・Ｉの電圧値を供給する。

図２は、本実施の形態におけるインバータ装置の等価回路図である。図２に示されるように、電圧信号発生部３２が信号として出力するＶ１に相当する電圧が、アンプ３４による仮想抵抗値Ｒｖと、電動機２７が有する実際の巻線抵抗値Ｒ１とインダクタンス値Ｌに直列に加わるものとなる。したがって、電動機２７に存在する抵抗分としては、Ｒｖ＋Ｒ１と等価の状態となる。

ここで、Ｒｖは正負いずれの値も取ることができるものである。Ｒｖが正であれば実際の巻線抵抗値Ｒ１よりも大きい等価直列抵抗（ＥＳＲ、またはＲｓとも呼ばれる）が、電動機２７に存在している状態となり、逆にＲｖが負であれば実際の巻線抵抗値Ｒ１よりも小さい等価直列抵抗（ＥＳＲ）しか電動機２７に存在していない状態となる。

Ｒｖを正、または負として等価直列抵抗値が変化した状態とする場合、Ｖ１値が同一とすると電流Ｉは変化するものとなる。ここで、例えば位置決めや同期運転（強制同期運転）を行う場合のように、電流値Ｉをほぼ目標値に合致させた状態とした上で、過渡特性を調整するためにＲｖを入れたい場合には、Ｖ１値として、元のＶ１に対してＲｖ・Ｉだけ高い電圧に設定することにより、等価的にＲｖが加わった状態において、過渡現象を除く
（定常的な動作として）同等の電流値Ｉを確保することができる。

上記の概略構成を備え、概略動作および作用を及ぼすインバータ装置について、さらに詳しく説明する。

図３は、本実施の形態におけるインバータ装置の詳細ブロック図である。図３に示されるように、３相の電動機４０は、インバータ回路４１の制御によって運転される。電動機４０には、回転子４２が回転自在に設けられている。回転子４２は、永久磁石４３、４４、４５、４６が鉄心４８の表面に接着されて設けられた４極の構成である。

ただし、永久磁石の極数については、４極に限定されるものではなく、２極、６極、８極、また３０極などであってもよい。また、永久磁石の設け方についても、本実施の形態のように鉄心４８の表面に張り付けられた構成以外に、例えば鉄心の奥深くに埋め込んで設けられたものであってもかまわない。また、永久磁石は、回転子４２に設ける以外に、固定子（ステータ）側に設けておき、回転子の回転による磁気回路の変化で巻線に鎖交する磁束が変化する構成なども使用できる。

３相の巻線５０、５１、５２は、それぞれ１３オームの巻線抵抗５３、５４、５５と、８０ｍＨのインダクタンス５６、５７、５８を有している。３相の各巻線５０、５１、５２には、インバータ回路４１から流れ込む向きを正とする電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ供給される。

本実施の形態におけるインバータ回路４１は、一般にベクトル制御（ヴェクトル制御、フィールドオリエンテッド制御）と呼ばれるものである。電動機４０でのｄｑ座標（直交座標）に対応する計算によって再現された（変換された）γδ座標（直交座標）上の電圧信号ＶγとＶδを用いて電動機４０のＵＶＷ端子に供給され、そこで流れた３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをγδ座標の成分ＩγとＩδに再変換し、γδ座標（直交座標）で扱われる。

インバータ回路４１の内部には、電動機４０の３相の入力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検知する電流検知部６０、電圧信号発生部６１、仮想抵抗部６２が設けられている。さらに加えて、インバータ回路４１には、直交座標での電圧Ｖγ、Ｖδおよび位相θから、下記の数式１を用いて３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する第１の座標変換器６５と、電動機４０の３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび位相θから、下記の数式２を用いて直交座標のＩγ、Ｉδに変換する第２の座標変換器６６が設けられている。

ただし、電動機４０は、特に３相の構成に限定されるものではなく、複数の相を有するものでも構成することが可能である。相の数が増えた場合でも、本実施の形態においては、直交座標における２つの成分で仮想抵抗部６２についても構成できる。したがって、本実施の形態におけるインバータ装置は、多相の構成においても簡単な構成で実現することができる。

また、下記の数式１、数式２は、一例であり、ｃｏｓとｓｉｎ、またθに関する零点の取り方の変更、また係数の違いや符号の正負の取り方など、表現の異なる各種の数式が存在するが、いずれにおいても３相の電圧あるいは電流を直交座標で表現することを目的とするものであり、マイクロコンピュータの仕様や設計者の考えに応じて、表現される数式は適宜選択されてよい。

ＰＷＭ回路６７は、３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの各設定値から、３相３石構成のパワー回路６８の各スイッチング素子のオン／オフ信号を出力する。ＰＷＭ回路６７は、一般的な電動機制御用のワンチップ式マイクロコンピュータ内にハードウェアで構成されている。

ここで、本実施の形態においては、パワー回路６８は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を用いて構成され、それらのスイッチング素子を、例えばキャリア周波数１５．６２５ｋＨｚ（６４μ秒周期）等でスイッチングしながら電動機４０を運転する構成である。これにより、高効率、かつ発熱が小さい電動機４０の運転が可能となるという効果が得られる。ただし、特にスイッチング素子を用いたものに限定されるものではなく、活性領域でトランジスタ等のパワー素子を働かせて電動機に電流供給を行うものなどであってもよい。

本実施の形態において、電流検知部６０は、３相の各巻線に設けられた電流検知素子７０、７１、７２で構成されている。これについても、一般の３相６石インバータ回路構成では低電位側のスイッチング素子のエミッタ端子側にシャント抵抗を設け、低電位側のスイッチング素子がオンとなっている期間中に、シャント抵抗に発生する電圧をＯＰアンプなどで構成された増幅回路でアナログ電圧に変換して巻線の電流検知を行う構成でもよい。この構成においては、電動機４０が３相である場合、３個のシャント抵抗を用いる構成の他、２相のみにシャント抵抗を設け、他の１相は３線の電流の総和が零となる（ΣＩ＝０）というキルヒホッフの法則から計算する構成でもよい。また、１つのシャント抵抗のみとして、そこに発生する電圧を読み込むタイミングによって、各相のスイッチング素子のオン／オフタイミングとの関係から、３相の各電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに分離する構成のものなどであってもよい。

本実施の形態における仮想抵抗部６２の構成は、第２の座標変換器６６の出力Ｉγ、Ｉδを入力とし、仮想電圧降下値Ｒｖ・Ｉγ、Ｒｖ・Ｉδをそれぞれ計算し、電圧信号発生部６１から出力されるＶγ、Ｖδに対して、仮想電圧降下値を差し引いて第１の座標変換器６５に入力するものとなっている。なお、仮想抵抗値Ｒｖはシーケンサ８０から出力され、Ｒｖ・Ｉγの積はアンプ７４にて計算され、Ｒｖ・Ｉδの積はアンプ７５にて計算される。ここで、Ｒｖ値に関しては、電動機４０の起動後に零に変化させ、仮想電圧降下値を零とするようにしている。これにより、仮想電圧降下値Ｒｖ・Ｉγ、Ｒｖ・Ｉδは可変となっており、乗算された結果が、減算器７６、７７によってＶγ、Ｖδから引き算され、第１の座標変換器６５に入力される結果が得られる。

電圧信号発生部６１について説明する。

本実施の形態におけるインバータ装置は、起動後の定常状態において、電動機４０が回転することによって発生する誘導起電力を用いて、回転子４２の位相θ、および速度ωを推定して電動機４０の回転を制御する、センサレス制御と呼ばれる動作を行う。電圧信号発生部６１は、そのための構成要素である速度・位相計算器７９を有している。

速度・位相計算器７９は、下記の数式３によって、Ｖγ、Ｉγ、Ｉδと、巻線抵抗値Ｒａ、インダクタンス値Ｌを用いてγ軸上の誤差電圧εγを算出し、εγが零になるようにεγが負であれば速度信号ωを上昇させ、εγが正であれば速度信号ωを低減させるという、一種のフィードバック制御を行い、ωを時間積分した値を位相θとして出力する機能を有している。

なお、数式３において、Ｉγを零に設定している場合で、かつその指令値に近い値に制御がなされている場合は、省略することができるケースがある。また、時間微分を示すｐについても、必要がなければ省略してもよく、低速の条件（ωが小）であれば第３項を省くなどしてもよく、適宜十分な位相ズレにおさまる範囲で要素を選択しても良い。

また、速度・位相計算器７９の構成としては、数式３を基本として用いることが絶対的なものでもなく、例えばγ軸以外にδ軸の電圧成分も用いて、逆正接関数などを作用させて、γδ平面での誘導起電力の推定ベクトルの傾きを求めて、それが零に収束するように推定速度をフィードバック制御するようなものなどであってもよい。

なお、上記数式３におけるＲａ値は電動機４０の各相の巻線抵抗値Ｒ１と等しい値としている。これは、後述するように起動後に速度・位相計算器７９の動作が有効となった時点で、仮想抵抗部６２は仮想電圧降下値を零としてＲｖ＝０となるためである。

これに対し、Ｒｖが零でない状態で速度・位相計算器７９を使用する構成としても良く、その場合には、Ｒａは、ＲｖとＲ１の和とする。

シーケンサ８０は、電動機４０が停止している状態から位置決めと同期運転（強制同期運転）で起動された後、電動機４０の回転速度が毎分３５回転程度に達した時点で、速度・位相計算器７９を働かせ、定常状態まで運転するという手順の制御を行う。θｆ信号は位置決めから同期運転の期間の位相であり、切替信号Ｓ、仮想抵抗値Ｒｖと共にシーケンサ８０から出力される。

切替器８１は、図３においては、シーケンサ８０からのＳ信号を受け、各スイッチの記号のａとｂの接点を切り替えるものと便宜上記載されているが、実際にはマイクロコンピュータ内のソフトウェアとして組み込まれており、３つの信号Ｖγ、Ｖδ、位相θについて選択がなされる。

Ｓ＝ｂとなるセンサレス制御と呼ばれる状態では、速度のフィードバック制御もかけるため、ＰＩ（比例要素と時間積分要素）を用いた電流誤差増幅器８３、８４が、それぞれγ軸用とδ軸用に設けられている。γ軸側の電流誤差増幅器８３は、零を出力するＩγ指令部８５のＩγ指令値が、減算器８６にて現在Ｉγとの誤差出力を受けて電流制御の動作を行う。δ軸側の電流誤差増幅器８４は、速度設定部８８のω設定値と現在速度ωが減算
器８９で減算され、速度誤差として速度誤差増幅器９０から出力され、減算器９１にて現在Ｉδの誤差出力を受けて電流制御（トルク制御）を行う。

一方、Ｓ＝ａとなる位置決めと同期運転の期間のため、強制Ｖγ設定部９２、強制Ｖδ設定部９３が設けられている。

図４は、本実施の形態のインバータ装置の電圧信号発生部６１の起動時の動作波形図である。図４（ａ）はθｆ信号、図４（ｂ）はＳ信号、図４（ｃ）はＲｖ信号を、それぞれ示している。

本実施の形態においては、電動機４０の起動時はＳ＝ａの状態にてｔ１までの位置決めを４秒間行い、ｔ１からｔ２の同期運転（強制同期運転）を７秒間行った時点で、速度・位相計算器７９を用いた運転に切り替えている。ｔ１まではθｆを零に固定し、ｔ１以降は時間の経過とほぼ直線関係となるように同期運転の速度ωを上昇させていくものとし、ｔ２時点で速度は毎分３５回転となる。このｔ２時点で、電動機４０の誘導起電力はγδ平面で６Ｖに達し、ここでＳ＝ｂに切り替えを行い、それと同時に仮想抵抗値Ｒｖは－５Ｖから０Ｖにしている。

γδ平面、およびｄｑ平面における電動機４０の巻線抵抗値Ｒ１は、３相の巻線５０、５１、５２での巻線抵抗５３、５４、５５の値と等しく、線間での抵抗値の１／２である。本実施の形態の電動機４０においては、Ｒ１＝１３オームであり、Ｒｖ＝－５オームという負の値が作用することにより、γδ平面で８オーム（＝１３－５オーム）が等価的な巻線抵抗となる。

強制Ｖγ設定部９２は、位置決めおよび同期運転の期間中に、ほぼγδ平面での電流値として２．０Ａを供給するように基本設定されている。特に位置決め期間中はＶδ＝０Ｖとし、Ｖγのみで位置決めに必要な電流を供給するものとしており、仮想抵抗値Ｒｖが無い場合には１３オームと２．０Ａの積となる２６Ｖを設定することになる。ここで、本実施の形態では、Ｒｖを－５オームとしていることによって、８オームと２．０Ａの積となる１６Ｖの設定とし、位置決めが完了して回転子４２の動きが無くなった状態においては、Ｉγ＝２．０Ａが供給され、仮想抵抗部６２が無い場合と同等とすることができる。

仮想抵抗部６２の有無によって、位置決め時および同期運転時の回転子４２の振動を収束させる作用に大きな相違を生じる。すなわち、仮想抵抗部６２を備えることにより、位置決め時および同期運転時の回転子４２の振動を短時間で収束させることができる。

仮想抵抗部６２を備えた本実施の形態におけるインバータ装置のインバータ回路４１の位置決め時および同期運転時の動作および作用を詳しく説明する。

位置決め時において、一定の電圧ベクトル（Ｖγ、０）が供給された状態で、電動機４０の位相θは、下記の数式４に示された運動方程式（微分方程式）に則って変化する。位相θは、１階微分項（１次）の係数が正であって時間と共に減衰する振動を行った後、θ＝０に収束していく。なお、Ｐｐは極対数［極対］、Ψａは永久磁石４３、４４、４５、４６による鎖交磁束［Ｗｂ］、Ｊは電動機４０の軸での負荷を含む慣性モーメント［ｋｇ平米］である。

θ（ｔ）の解Ａ・ｅｘｐ（ｓ・ｔ）のｓの実数部が負となり、かつ虚数部が存在する共役複素数となる条件においては、θは振動しながら、しだいに収束していく関数となる。

図５は、本実施の形態におけるインバータ装置の電動機の位置決め時の位相θの波形図であり、その時間変化を示している。
位相θの変化の振動の包絡線（エンベロープ）は、指数関数的に収束していき、減衰時点数τが経過すると、振動の振幅である包絡線は、１／ｅ（＝０．３７）倍となる。

数式４の場合、減衰の時定数τ（振幅が１／ｅとなる時間）は、１次の係数より、下記の数式５のように計算できる。

ここで、Ｒａは直交座標における巻線抵抗値［オーム］であり、特に本実施の形態において、Ｒａ＝Ｒ１＋Ｒｖ、すなわちＲ１の実際の巻線抵抗値である１３オームと、Ｒｖの仮想抵抗値である－５オームとの和、すなわち８オームとなる。

本実施の形態においては、負の仮想抵抗値Ｒｖを設定したことにより、等価的な巻線抵抗値Ｒａが、実際の電動機４０の巻線抵抗値Ｒ１＝１３オームよりも小さい値である８オームとなる。したがって、数式５で計算される減衰時定数τが、仮想抵抗部６２が無く、Ｒａ＝Ｒ１とした場合に対して６２％となり、位置決め時のθの振動を速やかに収束させることができる。これにより、電動機４０の位置決め時の振動による弊害を防ぎ、位置決め後の動作も安定に行われるという効果が得られる。

ちなみに、位置決め期間に、電圧Ｖγを用いて電圧ベクトルを供給する代わりに、電流ベクトルＩγを供給するようにした場合には、運動方程式は前記数式４のような１次の係数は存在しない形となり、基本的には永遠に振動が続くものとなるが、実際には軸受けの損失や、電動機４０内での鉄損などによって僅かずつは振動が収束する。

これに対し、本実施の形態においては、まず電圧信号発生部６１が、θ＝０を出力し静止座標上で零に固定した位相とする、電圧ベクトルを供給する構成としたことにより、軸受けの摩擦損や鉄損が全くの零という理想的な条件においても、巻線抵抗による振動を減衰させる効果を作用させることができる。これにより、その分速やかに振動の減衰が行われる。さらに、仮想抵抗部６２で設定される仮想抵抗値Ｒｖを負の値とすることにより、振動をさらに速やかに減衰させることができる。

図６は、本実施の形態のインバータ装置の仮想抵抗値Ｒｖ＝－５オームの場合の動作波形図である。図６（ａ）は、３相（ＵＶＷ）の各線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、図６（ｂ）は、各線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを、図６（ｃ）は、実位相に対する推定位相のズレθを、それぞれ示している。図６（ｃ）には、比較のため、Ｒｖ＝０オームでの波形も破線で示している。位置決めが安定となった状態（θ＝０）から、時間軸（横軸）でｔ＝
０から０．２秒間に相当するＴｆｏｒ期間に、外部からの強制的なトルクの供給があり、それによる位相ズレθが発生し、その後位置決め動作が継続されることにより、再びθ＝０に収束する過程が示されている。

図６（ａ）、図６（ｂ）、図６（ｃ）のすべての波形で、減衰振動波形が発生するが、各波形とも収束していく様子が見られる。特に、図６（ｃ）の位相ズレθの波形に示されるように、本実施の形態におけるインバータ装置の構成によれば、Ｒｖ＝０オームの状態、すなわち仮想抵抗部が無く、単純に電圧ベクトルの印加で位置決め動作が行われる場合（破線で表示）と比較して、収束が早まっていることがわかる。

ちなみに、電流ベクトル、すなわち正のＩγ設定のみの電流フィードバックでの位置決めを行った場合には、図６（ａ）に示される各線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは振動が無く、一定値を継続する綺麗な波形に制御されるが、図６（ｂ）、（ｃ）の波形には、減衰しない波形が継続的に発生してしまう。

これに対し、本実施の形態においては、電圧ベクトルによる位置決めとし、かつ仮想抵抗値Ｒｖ＝５オームとすることにより、位置決めの位相ズレθの収束を早くすることができるという効果が得られる。また、図６（ａ）に示される各線電流波形および図６（ｂ）に示される各線間電圧波形、すべてに減衰振動が現れ、短時間で収束させることができる。

図７は、本実施の形態のインバータ装置の仮想抵抗値Ｒｖ＝＋５オームの場合の動作波形図である。図６とは仮想抵抗値Ｒｖが正負逆の場合の例である。図７（ａ）、図７（ｂ）、図７（ｃ）の各部波形は、図６の場合と同様の物理量を示したものである。Ｒｖを正とした場合には、実際の電動機４０の巻線抵抗値Ｒ１＝１３オームに仮想抵抗値Ｒｖが加算された等価的な巻線抵抗値Ｒａ（＝１８オーム）となる。これにより、図７（ｃ）に示される位相ズレθの減衰振動の収束は、破線で示されたＲｖ＝０の場合よりも長い時間を要する。

図６、図７に示された仮想抵抗値Ｒｖでは、（ｂ）の線間電圧の振動の正負が逆となっている。これは、線間電圧は、インバータ回路４１の３相の各端子ＵＶＷから電動機４０に供給される電流が正である時、Ｒｖ＞０である場合には低下し、Ｒｖ＜０である場合には上昇するためである。例えばθ＝０に位置決めする場合には、定常的にはＶｖｗ＝０となるが、本実施の形態では図６ではθ＞０となった時に、一旦Ｖｖｗ＜０となり、図７ではＶｖｗ＞０となるが、いずれの場合もＶｖｗには過渡的な減衰振動が発生している。

この現象を利用して、位置決め中に外部から強制的に位相ズレθが発生するように一時的なトルクを与える試験を行えば、線間電圧に減衰振動が現れることを確認することによって、仮想抵抗部６２の動作が正しく行われているかどうかの確認をすることができる。これにより、マイクロコンピュータの制御プログラム中に、本発明の要素が正しく組み込まれた状態であるかどうかの判定を行うこともできる。

なお、負としたＲｖ値の絶対値を大きくし、Ｒｖ＜－Ｒ１とした場合には、１次の係数が負となり、減衰振動ではなく、時間経過とともに振動が増していく事になり不具合が生じる。この不具合の発生を防止するため、本実施の形態においては、温度変化やバラツキの範囲内で取り得るＲ１の最小値よりもＲｖの絶対値は小としてある。仮想抵抗値Ｒｖの絶対値は巻線抵抗値Ｒ１よりも小の範囲にあるため、常に良好な減衰振動となる特性が得られる。

位置決め期間の後の同期運転期間においても、位置決め期間と同様に、電動機４０の実
際の位相θを検知、推定、計算などは行われず、電動機４０は、電圧信号発生部６１による永久磁石４３、４４、４５、４６の磁束の位相とは独立した位相の出力電圧によって運転される。すなわち、本実施の形態におけるインバータ装置は、位置決め完了後も引き続き電圧信号発生部６１が静止座標上で回転する位相の電圧ベクトルを電動機４０に供給し、また仮想抵抗部６２での仮想抵抗値Ｒｖ＝－５オームという負の値とした状態を継続する。これにより、同期運転期間中においても減衰時定数τが短く振動の収束が速やかになされる運転が行われる。

ただし、位置決め期間と同期運転期間の両者において、電圧信号発生部６１からの電圧ベクトルによる運転、および仮想抵抗部６２での負のＲｖ値の設定が絶対となるものではない。例えば同期運転期間においては、仮想抵抗値Ｒｖを零にしたり、電圧ベクトルから電流ベクトルによる制御に切り替えたりしてもよく、また仮想抵抗値Ｒｖを時間とともに変更していくなどの構成としてもよい。

仮想抵抗値Ｒｖを負とすることに関して、電動機４０のコストの低減などのために、巻線の線材を銅からアルミニウムに材料を変更し、巻線抵抗値が増加する仕様変更がとられることもある。また、例えば縦型洗濯機においては、装置の大容量化のニーズから、電動機の負荷の慣性モーメントも大となる傾向もある。

そのような大きい巻線抵抗を有する電動機、また電動機の負荷の慣性モーメントが大きい場合には、前記数式５に示される減衰時定数τが長くなってしまう傾向がある。この場合に対しても、本実施の形態のように、仮想抵抗値として負のＲｖを用いることにより、安価な電動機を使用しながらも、振動の減衰が速やかに行われる好特性を確保することが可能となる。

また、仮想抵抗部６２の具体的な構成としては、マイクロコンピュータでの制御プログラムのソースファイルにして２行程度のごく簡単なもので済むものとなり、付加価値という面でも極めて大きい効果が得られ、前記の縦型洗濯機にとどまらず、変動負荷条件下で電動機の回転制御が必要な幅広いアプリケーションでの使用が可能である。

（実施の形態２）
図８は、本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の詳細ブロック図である。図８において、実施の形態１と同じ符号を付した構成要素は、実施の形態１と同等であり、詳細な説明は省略する。実施の形態１とは異なるインバータ回路１０１の構成を以下に説明する。

インバータ回路１０１の内部には、電動機４０の３相の入力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検知する電流検知部６０、仮想抵抗部１０２、電圧信号発生部１０６が設けられている。電圧信号発生部１０６には、直交座標での電圧Ｖγ、Ｖδおよび位相θから、３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する第１の座標変換器６５と、電動機４０の３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび位相θから、直交座標のＩγ、Ｉδに変換する第２の座標変換器６６が設けられている。

仮想抵抗部１０２には、電流検知部６０の３つの出力となる３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力される。また、第１の座標変換器６５の出力側に切替器１０３が接続され、切替器１０３の後段に仮想抵抗部１０２が接続され、仮想抵抗部１０２に３相電圧が入力される。仮想抵抗部１０２は、ＰＷＭ回路６７に３相の電圧値を出力する。切替器１０３に切替信号を出力するシーケンサ１０４、および切替器１０３に零電圧信号を出力する零指令器１０５が、電圧信号発生部１０６の内部に設けられている。

仮想抵抗部１０２の構成として、アンプ１０７、１０８、１０９、仮想抵抗値指令器１１０、１１１、１１２、減算器１１３、１１４、１１５が設けられている。これらは、同様の構成が３相に対応する３個ずつ設けられており、これにより、本実施の形態においては、電動機４０の相毎に仮想抵抗部が設けられ、３相にそれぞれ対応する３つの仮想抵抗部により、仮想抵抗部１０２は構成されている。

本実施の形態においては、シーケンサ１０４は、力行時とブレーキ時の切替信号Ｓを切替器１０３に出力し、切替器１０３は、力行時にｂ、ブレーキ時にｃに信号を切り替え、仮想抵抗部１０２へと出力する。なお、切替器１０３は、図８においては、シーケンサ１０４からのＳ信号を受け、各スイッチの記号のｂとｃの接点を切り替えるものと便宜上記載されているが、実際にはマイクロコンピュータ内のソフトウェアとして組み込まれている。

ブレーキ時に使用するｃ側については、零指令器１０５によって、零が選択され、３相の電圧値がすべて零、すなわち短絡状態として電動機４０にブレーキをかける、短絡ブレーキとも呼ばれる状態を基本としている。このブレーキ状態は、複雑な制御を行わず、簡単な制御構成で電動機４０にブレーキをかけられるという利点はあるが、電動機４０の特性に依存する傾向が大きく、特に巻線抵抗５３、５４、５５が１３オームという、かなり大きな値となった場合には、短絡による電流が抑えられる。巻線に流れる電流が小さくなると、特に低速になった段階では、永久磁石４３、４４、４５、４６による誘導起電力が低い値となり、ブレーキトルクが小さく抑えられ、ブレーキ性能として不足となるケースが多い。

この不都合を回避するため、本実施の形態においては、仮想抵抗値指令器１１０、１１１、１１２の各出力Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗはすべて－５オームという負の値としている。これにより、各相の巻線抵抗値が等価的に８オーム（＝１３－５オーム）になったのと等価の動作を可能としている。

これによって、ブレーキ時には零指令器１０５が零信号を出力するだけであり、位相θについても零電圧ゆえに無関係であることから、非常に簡単な構成でありながらも、等価的な巻線抵抗値として８オームという低い値での短絡ブレーキと同等の性能が得られる。これによって、大きなブレーキトルクを確保でき、ブレーキ性能の高いインバータ装置を実現することができる。

一方、Ｓ信号がｂの力行時においては、実施の形態１と同様に、センサレス制御での電動機４０の運転を行うものとなるが、本実施の形態においては、力行中も仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗを－５オームとしていることにより、前記数式３をＲａ＝８オームで使用して運転を行うものとなる。

ただし、短絡ブレーキを基本とするブレーキ動作を行う場合に、常に仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗを負とすることに限定されるものではなく、正としてもよい。例えば実際の巻線抵抗値が非常に低い電動機を使用する場合に、電圧信号発生部１０６からの電圧指令を零とすると、過渡的に過大な電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが各相の巻線に流れ、電動機の永久磁石の減磁、あるいはパワー回路を構成するスイッチング素子の破壊につながる場合もある。そのような過渡的な過電流を回避するためには、等価的な巻線抵抗値を大きくすることが有効となり、仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗを正とすれば、それが可能となる。

よって、必要とあれば、ブレーキの開始時点から所定期間（例えば１０ｍｓ）、仮想抵抗値を正とした後、負の仮想抵抗値に変化させるなどの構成、また仮想抵抗値を速度ωの
関数とする構成なども、過渡的な過電流の回避と、ブレーキ性能の確保の面から有効となる場合がある。

なお、仮想抵抗部１０２を用いることにより、通常の短絡ブレーキに対してブレーキトルクの調整を行う場合、インバータ回路１０１ではエナジー保存則から余剰パワーが発生し、例えば３相６石構成のインバータの入力となる直流電圧に回生電力が生じることもある。その対策として、例えば、直流部分の電圧上昇を検知した場合に、仮想抵抗値の絶対値を低下させるという構成が有効な場合もある。

また、本実施の形態においては、３相の各相に対応する仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗをすべて、－５オームという同一値としているが、異なった値としてもよい。例えば巻線抵抗５３、５４、５５がバラついている場合には、仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗに差を持たせることによって、実際の巻線抵抗値との和となる等価的な巻線抵抗値を一定に揃えることが可能となる。これにより、インバータ装置をブレーキ、力行とも良好に運転できる。

特に低速での力行における速度・位相計算器７９は、前記数式３を使用する場合、１つのＲａ値で計算がなされる。実際の巻線抵抗５３、５４、５５に差がある場合（３相のアンバランスがある場合）には、その影響を受け電気周期の１／２を周期とした、推定速度ω、推定位相θ、Ｉδ値などに脈動現象が見られることがある。この脈動現象が巻線抵抗５３、５４、５５のアンバランスに起因する脈動現象であれば、仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗに差を設けるという上記の構成によって巻線抵抗５３、５４、５５のアンバランスをカバーし、推定速度ω、推定位相θ、Ｉδ値などの脈動を抑えることができる。

なお、各相毎の巻線抵抗値を、インバータ回路１０１が検知する方法としては、例えば３相の２線間の直流電流の通電を、位置決め期間など行えば、３つの線間抵抗値が計測できるので、その計測値から計算によって、３相の各巻線抵抗値に分離することによって検知することが可能である。

また、一般的にベクトル制御では、速度・位相計算器７９の動作の改善を目的とする以外に、３相であっても直交座標に変換した段階では、巻線抵抗に関しては単一値を制御パラメータとして用いるのが普通である。この場合、３相間のアンバランスが存在すると理想通りとならず不具合を生じることが有る。そのような場合においても、仮想抵抗部１０２を相毎に備えた構成とし、かつ各相の仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗに差を持たせることによって、容易に巻線抵抗５３、５４、５５のアンバランスの影響を抑え、インバータ装置のブレーキおよび力行特性の改善を行うことが可能となる。

なお、本実施の形態においては、起動時の位置決め期間や同期運転期間に使用される構成は記載されていないが、例えば実施の形態１で説明した構成などと組み合わせれば、位置決め、同期運転を経て、速度・位相計算器７９によるセンサレス運転に入ることができ、その後ブレーキを行うことも可能となる。

なお、巻線抵抗のアンバランスがある場合、位置決め期間での位置ずれが発生することがある。それを避ける必要がある場合には、従来の技術である電流制御とする期間を、例えば、位置決めの最終段階に設けてもよい。その構成においても、振動が十分に低減した状態で、電流制御による正確な位置への位置決めができることになるが、その段階で、例えば電気角で数度程度というような小なる誤差を残しているだけの状態にはなっている。このため、電流制御に移った後の振動は、軸受けの機械的な摩擦や鉄損などによって極めて短期間に収束するものとなる。すなわち、本発明で用いた電圧印加による位置決め動作や、さらに仮想抵抗を作用させることによる振動低減効果が有効に作用し、振動を収束さ
せて静止するまでのトータルの時間を短時間とすることができる。

また、仮想抵抗部は、直交座標に設けるか、相毎に設けるかとの組み合わせも自由である。また、速度・位相計算用、また短絡ブレーキ用など必要に応じて仮想抵抗部の位置を変化させてもよい。また、目的別に複数の位置に仮想抵抗部を設ける構成や、また目的別に仮想抵抗値の異なるものを幾つか設けるなど、任意に設計、適用可能である。いずれにしても、マイクロコンピュータのＣ言語ソースプログラムを２行程度変更することにより、コストアップを生じることなく実現することができる。

（実施の形態３）
図９は、本発明の実施の形態３におけるインバータ装置の詳細ブロック図である。

図９において、実施の形態２と同一の符号を付した構成要素については、同等のものを用いており、詳細な説明は省略する。本実施の形態におけるインバータ回路１２０は、電圧信号発生部１２１の構成が上記実施の形態２とは一部異なっている。そのインバータ回路１２０について、以下に説明する。

本実施の形態においては、インバータ回路１２０は、下記の数式６を用いた第１の座標変換器１２２および下記の数式７を用いた第２の座標変換器１２３を電圧信号発生部１２１に有している。第１の座標変換器１２２は、Ｖα、ＶβをＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相３相変換器であり、第２の座標変換器１２３は、Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗをＩα、Ｉβに変換する３相２相変換器である。本実施の形態におけるインバータ回路１２０は、位相θを用いない点で上記実施の形態２と異なり、静止座標上での電圧値と電流値の変換を行い、直交座標（αβ）にて電動機４０の駆動制御を行う。

本実施の形態におけるインバータ回路１２０は、ベクトル制御とは異なった、直接トルク制御と呼ばれる制御構成となっている。電圧信号発生部１２１には、磁束指令器１２４、磁束指令ベクトル演算器１２５、電圧ベクトル演算器１２６、積分器１２７、１２８、磁束位相演算器１３０、トルク演算器１３１、減算器１３３、トルク誤差増幅器１３４、加算器１３５、微分器１３６、速度誤差増幅器１３７が設けられている。

直接トルク制御を実現する構成にも幾つかの種類が存在し、本実施の形態はそのうちの１つである。いずれの直接トルク制御方式であっても、電動機４０に印加される電圧から巻線抵抗５３、５４、５５による電圧降下分を差し引いた電圧の時間積分を計算する構成
が基本となる。

本実施の形態においては、Ｖα、Ｖβの段階での電圧値については、仮想抵抗部１０２の作用によって３相の巻線抵抗のアンバランスがキャンセルされた状態となる。したがって、下記の数式８に示されるように、積分器１２７、１２８によって、そのまま積分することで、推定磁束Ψα、Ψβが算出される。

ただし、各電圧値の誤差、例えばオフセット（ＤＣ分）がある場合には、それが時間積分されることによって、時間とともに大きな推定磁束値の誤差となる。これの対策として、所定の周波数以下の成分の電圧については零とするフィルタ等が適宜設けられてもよい。

トルク演算器１３１は、下記の数式９に示される推定磁束と電流とのベクトル積で推定トルクＴを算出する。算出された推定トルクＴと速度誤差増幅器１３７の出力であるトルク設定値との差（誤差）が減算器１３３で求められ、ＰＩ（比例と時間積分）を用いたトルク誤差増幅器１３４へ入力される。

一方、磁束位相演算器１３０は、下記の数式１０に示されるように、推定磁束ベクトルのαβ成分（Ψα、Ψβ）から位相０～２πの範囲で瞬時の推定磁束の位相θを算出する。算出された位相θに対し、加算器１３５にてトルク誤差増幅器１３４の出力による調整が加えられた位相指令値θｒが、磁束指令ベクトル演算器１２５に出力される。磁束指令ベクトル演算器１２５は、磁束指令器１２４から出力される磁束の大きさ（絶対値）Ψａｒから、位相指令値θｒを用いて、下記の数式１１に示されるように、三角関数（ｃｏｓθｒとｓｉｎθｒ）で直交座標の各成分（Ψαｒ、Ψβｒ）を算出する。算出されたΨαｒ、Ψβｒは、電圧ベクトル演算器１２６に出力され、前記数式８の推定磁束と数式１１の磁束の指令値が等しくなるように、電圧Ｖα、Ｖβが算出され、仮想抵抗部１０２に出力される。

以上のようにして、本実施の形態のインバータ装置は、電動機４０をインバータ回路１２０からの電力供給によって運転することができる。

このような直接トルク制御を用いる運転においては、磁束の演算を行う際に巻線抵抗による電圧降下分を差し引いた電圧値を時間積分する構成となる。ここで、仮想抵抗部１０２の仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗを各相の巻線抵抗５３、５４、５５と等しい１３オームとした場合、Ｖα、Ｖβ、Ｉα、Ｉβの演算に際しては、等価的に巻線抵抗が零の状態となることから、Ｖα、Ｖβを単純に時間積分することで足りるシンプルな構成とすることができる。

なお、本実施の形態においても、起動直後に位置決め、同期運転などを行う場合には、例えば、実施の形態１で説明した構成に切り替えて制御を行ってもよい。その場合にも仮想抵抗部１０２を用いた振動の低減も可能であり、位置決め期間、同期運転期間に設定する仮想抵抗値についても、本実施の形態で使用する値と同等としてもよい。また、それぞれの期間に最適な仮想抵抗値に変更し、切替を行ったり、時間と共にスムーズに変化させたりするという構成としてもよい。

また、実施の形態２で説明したように、３相の巻線抵抗値が等しくない状態、すなわち巻線抵抗のアンバランスがある場合においても、本実施の形態であれば、各相毎の仮想抵抗値Ｒｖｕ、Ｒｖｖ、Ｒｖｗに差を設けてアンバランスを等価的にキャンセルした状態とすることができる。これにより、特に直接トルク制御における時間積分での推定磁束の計算を行う場合に、わずかな誤差電圧が累積される結果、大きな推定磁束の誤差となる問題を回避することができる。

また、図９における仮想抵抗部１０２と第１の座標変換器１２２との間に、図８に示された切替器１０３、シーケンサ１０４および零指令器１０５を設けることにより、実施の形態２と同等性能のブレーキ機能を備えることができる。

なお、本実施の形態においては、電動機４０を、永久磁石４３、４４、４５、４６を有する永久磁石モータと呼ばれるものとしているが、基本的にはＶα、Ｖβの時間積分によって推定磁束の計算する構成は、永久磁石を持たない電動機、例えば誘導電動機（インダクションモータ）などでも同等に使用することができ、トルク制御としては同等に行うことができる。誘導電動機の場合、速度フィードバックを行うためには、速度センサを用いる構成、あるいは滑り周波数を計算して実際の速度とインバータ回路の出力周波数の差を設けて速度誤差増幅器を働かせ、速度センサレスとする構成などが用いられる。

さらに、本実施の形態によれば、原理的に直接トルク制御が可能な電動機であれば、幅広い種類のものが使用可能であり、いずれの電動機においても、巻線抵抗分による電圧降下分の計算をキャンセルすることができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、各相の巻線抵抗の値の違いによる運転特性の影響を簡単な構成で低減することが可能となるので、インバータ回路を用いて各
種の電動機に電力供給を行って電動機を運転する、各種のインバータ装置等の用途にも適用できる。

２０、５３、５４、５５ 巻線抵抗
２２、５０、５１、５２ 巻線
２７、４０ 電動機
３０、４１、１０１、１２０ インバータ回路
３１、６０ 電流検知部
３２、６１、１０６、１２１ 電圧信号発生部
３３、６２、１０２ 仮想抵抗部
６５、１２２ 第１の座標変換器
６６、１２３ 第２の座標変換器
２４、２５、４３、４４、４５、４６ 永久磁石

Claims (7)

1. 巻線抵抗を有する巻線を有する電動機と、前記電動機に電流を供給するインバータ回路とを有し、
   前記インバータ回路は、前記電動機の入力電流を検知する電流検知部と、所定の電圧信号を発生する電圧信号発生部と、仮想抵抗部とを有し、
   前記仮想抵抗部は、前記電流検知部からの電流信号に所定の仮想抵抗値を乗じた仮想電圧降下値を計算し、前記仮想抵抗値は負の値であり、前記仮想抵抗値の絶対値は巻線抵抗よりも小とし、
   前記インバータ回路は、前記電圧信号発生部の電圧信号から前記仮想電圧降下値を差し引いた電圧を前記電動機に供給し、また、位相ズレθ＝０になるように位置決め中に位相ズレθが発生するように一時的なトルクを与えて線間電圧に減衰振動が現れることを確認するインバータ装置。
2. 前記仮想抵抗部は、前記電動機の複数相の巻線に対応させて相毎に設けられた請求項１に記載のインバータ装置。
3. 直交座標での電圧信号を前記電動機の各相の電圧に変換する第１の座標変換器と、前記電動機の各相の電流を直交座標の電流信号に変換する第２の座標変換器とを有し、前記仮想抵抗部は、前記第２の座標変換器の出力を入力とし、前記電圧信号発生部の出力から仮想電圧降下値を差し引いた電圧を、前記第１の座標変換器に入力する請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記電動機は永久磁石を有し、前記電圧信号発生部は、前記永久磁石の磁束の回転位相とは独立した位相の電圧を出力する請求項１に記載のインバータ装置。
5. 前記電圧信号発生部は、静止座標上で固定した位相を出力する位置決め期間を有する請求項４に記載のインバータ装置。
6. 前記電圧信号発生部は、静止座標上で回転する位相を出力する同期運転期間を有する請求項４または５に記載のインバータ装置。
7. 前記電圧信号発生部は、大きさが零の電圧信号を出力するブレーキ期間を有する請求項２～６のいずれか１項に記載のインバータ装置。

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