JP2003088192A - 多相交流機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電流指令値と電流検出値とを一致させるよう
なフィードバック系や高速な演算手段等を用いることな
く、低コストかつ確実に、電圧オフセットによる多相交
流機の各相電流の直流成分を抑制する。 【解決手段】 誘導電動機２の各相の電流やその直流
分、交流分に固定子の仮想抵抗に相当するゲイン２１，
２２を乗じて各相の電圧指令に負帰還し、制御的に見か
け上の固定子抵抗を増加させることにより直流電流成分
を低減させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、多相交流機の制御装置
に関し、詳しくは、固定子（電機子）抵抗が小さい多相
交流電動機を多相電力変換装置により駆動し、または固
定子抵抗が小さい多相交流発電機の出力を多相電力変換
装置により電力変換するために使用される多相交流機の
制御装置に関する。なお、本明細書の請求項その他にお
いて、多相電力変換装置により運転される多相交流機と
は、前述したように電力変換装置により駆動される多相
交流電動機、及び、出力が多相電力変換装置により電力
変換される多相交流発電機の双方を含むものとする。

【０００２】

【従来の技術】従来技術として、多相交流機としての三
相誘導電動機を多相電力変換装置としての三相インバー
タにより駆動する場合を以下に例示する。誘導電動機の
代表的な制御方法として、インバータ出力電圧と出力周
波数とをほぼ比例させて制御するＶ／ｆ制御方法が知ら
れている。図９はこのＶ／ｆ制御を行う従来の制御装置
の概略的な構成を示している。誘導電動機のＶ／ｆ制御
自体は周知であるため、ここでは従来技術を簡単に説明
する。

【０００３】図９において、三相インバータ装置１には
三相交流電源３が接続されており、このインバータ装置
１により三相交流電力を直流電力に変換し、更に所定の
電圧及び周波数の三相交流電力に変換して誘導電動機２
が駆動される。ここで、三相インバータ装置１は、次の
ようにして三相交流電圧を発生する。

【０００４】まず、速度指令発生手段１４からの速度
（周波数）指令は、ｆ／ｅ変換手段１２により速度に比
例した電圧に変換され、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊となる。一
方、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊はゼロとしておき、常にｑ軸と
方向が一致した電圧指令を出力する。これは、磁極軸上
で観測したｄ−ｑ座標（直交回転座標）上で行うＶ／ｆ
制御である。

【０００５】ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊は座
標変換手段１１に入力され、固定子巻線上に設定したα
−β座標（直交固定座標）上の電圧指令Ｖα^＊，Ｖβ^＊
に変換される。その際の座標変換の角度として、速度
（周波数）指令を積分手段１３により積分して得た角度
指令θ^＊を使用する。２相量としての電圧指令Ｖα^＊，
Ｖβ^＊を２相／３相変換手段１０により３相量に変換
し、三相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を得る。三相
インバータ装置１は、三相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ
_ｗ ^＊に従ってＰＷＭ制御を行い、インバータ部の各アー
ムに対するゲート信号を生成し、各アームのスイッチン
グ素子をオンオフして所望の出力電圧を得ている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】交流電動機において、
大容量機や高速機では固定子（電機子）巻線抵抗が小さ
く、場合によっては％抵抗が１％以下となることがあ
る。例えば、誘導電動機におけるα−β座標上のα軸電
流Ｉαを求めると、数式１となる。

【０００７】

【数１】

【０００８】ただし、Ｒ_ａ：固定子抵抗、Ｔ_ｅ：電気時
定数（固定子漏れインダクタンス／固定子抵抗）、Ｅ
α：α軸逆起電力、Ｖα：α軸のインバータ出力電圧、
ｓ：ラプラス演算子である。なお、β軸電流Ｉβについ
ても、β軸の逆起電力Ｅβ及びインバータ出力電圧Ｖβ
を用いて、数式１と同様に求めることができる。

【０００９】ここで、ＰＷＭ分解能やインバータの各ア
ームで用いられるスイッチング素子のオンドロップ（電
圧降下）のバラツキ、インバータの直流中間電圧の変動
などにより、α軸やβ軸のインバータ出力電圧に直流電
圧成分（オフセット）が生じることがある。例えば、出
力電圧Ｖαに０．１％のオフセットが生じた場合、固定
子抵抗（％抵抗）を０．２％とすれば、数式１の逆起電
力Ｅαを無視すると、発生する直流電流は５０％にもな
る。

【００１０】α−β座標上の直流電流は回転周波数のト
ルクリプルを発生させる。この結果、誘導機や負荷機に
過大な振動を与え、これらの機器を破損する恐れがあ
る。従って、インバータ出力電圧のオフセットに起因す
る直流電流を低減し、トルクリプルを抑制する（オフセ
ット補償を行う）ための有効な手段の提供が望まれてい
た。

【００１１】トルクリプルを抑制するためには、電流指
令値と電流検出値とが一致するように電流フィードバッ
ク系を構成する方法があるが、電流指令値をもたないＶ
／ｆ制御では、このようなフィードバック系を構成でき
ない。更に、Ｖ／ｆ制御に代えてベクトル制御を適用し
て電流のフィードバック系を構成すると、高速かつ複雑
な演算が必要となり、装置がコストアップする問題があ
る。

【００１２】これは、多相交流電動機のうちで、誘導電
動機ばかりでなく固定子抵抗が小さい永久磁石形同期電
動機を駆動する場合にも共通する問題である。また、多
相交流発電機についても、電力変換装置により発電機の
交流側に直流成分の電流が発生した場合に同様な問題を
生じる。

【００１３】そこで本発明は、電流指令値と電流検出値
とを一致させるようなフィードバック系や高速な演算手
段等を用いることなく、低コストかつ確実に多相交流機
の各相電流の直流成分を抑制するようにした多相交流機
の制御装置を提供しようとするものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１〜４に記載した発明では、交流機の各相の
電流やその直流分、交流分に固定子の仮想抵抗に相当す
るゲインを乗じて各相の電圧指令に負帰還し、制御的に
見かけ上の固定子抵抗を増加させることにより、直流電
流成分を低減させるようにした。

【００１５】すなわち、請求項１記載の発明は、多相電
力変換装置により運転される多相交流機の制御装置にお
いて、前記交流機の各相の電流を検出し、各電流検出値
と前記交流機の固定子の仮想抵抗に相当するゲインとの
積を前記交流機の各相の電圧指令にそれぞれ負帰還する
ものである。

【００１６】次に、本発明の作用を説明する。図２は、
逆起電力を省略したα軸上の制御モデルを示している。
インバータ等の電力変換装置の電圧オフセットにより誘
導電動機等の交流機の固定子に流れる直流電流の大きさ
は、固定子抵抗の逆数に比例する。従って、制御により
固定子抵抗を見かけ上、大きくすれば、電圧オフセット
に起因する直流電流を小さくすることができる。

【００１７】請求項１記載の発明では、図２に示すよう
に、交流機のα軸電流ＩαにゲインＫを乗じてα軸電圧
指令Ｖα^＊に負帰還させるフィードバックループを形成
する。図２から数式２が得られ、この数式２を変形して
α軸電圧Ｖαからα軸電流Ｉαまでの伝達関数を求める
と、数式３となる。

【００１８】

【数２】

【００１９】

【数３】

【００２０】数式３から、α軸電圧Ｖαとしてステップ
入力（１／ｓ）を加えたとき、α軸電流Ｉαは数式４と
なって１／（Ｒ_ａ＋Ｋ）に収束するので、直流電流を抑
制することができる。

【００２１】

【数４】

【００２２】数式３によれば、図２に示したフィードバ
ックループにより等価的に固定子抵抗がＲ_ａからＲ_ａ＋
Ｋに増加しており、フィードバックゲインＫは制御によ
り作り出された仮想抵抗と言うことができる。すなわ
ち、固定子抵抗を等価的に増加させることで電圧オフセ
ットによる直流電流を抑制することができる。β軸成分
についても図２と同様に構成し、β軸電流Ｉβをフィー
ドバックゲインＫを介してβ軸電圧指令Ｖβ^＊に負帰還
させれば良い。

【００２３】次に、請求項２記載の発明は、多相電力変
換装置により運転される多相交流機の制御装置におい
て、前記交流機の各相の電流から直流分を検出し、各直
流分検出値と前記交流機の固定子の仮想抵抗に相当する
ゲインとの積を前記交流機の各相の電圧指令にそれぞれ
負帰還するものである。

【００２４】固定子抵抗は固定子電流により電圧降下を
引き起こすため、電流の直流分のみに固定子抵抗を作用
させるほうが望ましい。これにはフィードバックゲイン
Ｋと直列に電流の直流分のみを検出する手段を用いれば
良い。例えば、図４に示すように、直流分検出手段とし
て、伝達関数が１／（１＋ｓＴ）で表されるローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）をゲインＫと直列に接続すれば良い。
β軸成分についても図４と同様に構成し、β軸電流Ｉβ
をローパスフィルタ等の直流分検出手段及びフィードバ
ックゲインＫを介してβ軸電圧指令Ｖβ^＊に負帰還させ
れば良い。

【００２５】また、請求項３記載の発明は、多相電力変
換装置により運転される多相交流機の制御装置におい
て、前記交流機の各相の電流を直交２軸の回転座標上の
電流に変換し、変換された各電流と前記交流機の固定子
の仮想抵抗に相当するゲインとの積を前記直交２軸の回
転座標上の電圧指令にそれぞれ負帰還するものである。

【００２６】高速機では、出力周波数が高く、サンプリ
ング周期を一定とすれば電流１周期内のサンプリング回
数が少ないため、α−β座標上で制御するとサンプリン
グ誤差が大きくなる。これに対し、ｄ−ｑ座標上であれ
ば、電流をサンプリングするときの瞬時値と座標変換す
る角度θとのタイミングが一致していれば、サンプリン
グ回数が少なくても正確な電流情報が得られる。フィー
ドバックによる仮想抵抗（フィードバックゲインＫ）の
効果は、α−β座標上もｄ−ｑ座標上も等価である。

【００２７】従って、前述した図２の構成はｄ−ｑ座標
上でも構築することができる。つまり、図６に示す如
く、ｄ軸電流Ｉ_ｄにゲインＫを乗じてｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ
^＊に負帰還させるフィードバックループを形成する。ｑ
軸成分についても同様であり、ｑ軸電流Ｉ_ｑをフィード
バックゲインＫを介してｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊に負帰還さ
せれば良い。

【００２８】なお、ｄ−ｑ座標上ではクロスタームによ
る干渉項があり、ｄ軸とｑ軸のオフセット電圧により発
生した電流が互いに干渉するが、等価抵抗を増加させる
ことにより、α−β座標系と同様にオフセットを低減す
ることができる。

【００２９】請求項４記載の発明は、多相電力変換装置
により運転される多相交流機の制御装置において、前記
交流機の各相の電流を直交２軸の回転座標上の電流に変
換し、変換された各電流から交流分を検出すると共に、
各交流分と前記交流機の固定子の仮想抵抗に相当するゲ
インとの積を前記直交２軸の回転座標上の電圧指令にそ
れぞれ負帰還するものである。

【００３０】ｄ−ｑ座標上ではα−β座標上の電動機の
回転周波数の電流が直流電流となり、α−β座標上の直
流電流は、ｄ−ｑ座標上では回転周波数の電流となる。
従って、ｄ−ｑ座標上で回転周波数以上の交流周波数成
分を検出し、この成分に対してフィードバックゲインを
効果的に利かせることで、電圧オフセットによる直流電
流を低減することができる。すなわち、図８に示すよう
に、図６のフィードバックループに交流分検出手段を設
ければよく、例えば伝達関数がｓＴ／（１＋ｓＴ）で表
されるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）をゲインＫに直列に
接続すれば良い。ｑ軸成分についても同様であり、ｑ軸
電流Ｉ_ｑを交流分検出手段及びフィードバックゲインＫ
を介してｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊に負帰還させれば良い。

【００３１】なお、逆起電力を用いた等価回路は誘導電
動機でも永久磁石形同期電動機でも同一であるため、前
述した数式１が成立し、それに伴って数式２〜４が成立
する。よって、本発明は、多相交流電動機が誘導電動機
または永久磁石形同期電動機の何れの場合にも適用する
ことができる。また、多相交流発電機の場合も、誘起電
圧及び端子電圧の符号が異なる点を除けば同様に適用可
能である。

【００３２】ここで、図２及び図６の構成は従来の電流
制御系と同一ではない。従来の電流制御系では、フィー
ドバックループにおいて電流指令値と電流検出値とを突
き合わせるのに対し、図２及び図６の構成では、電圧指
令値と、電流検出値にゲインを乗じたものとを突き合わ
せるようになっている。

【００３３】つまり、本発明におけるフィードバックの
目的は、指令値とフィードバック値（検出値）とを一致
させることではなく、あくまでも制御により等価的に固
定子抵抗成分を増加させることにある。図４及び図８に
ついても、同様にして、従来の電流制御系にフィルタを
付加したものではなく、本発明におけるフィルタは、等
価的に固定子抵抗成分を増加させるフィードバックを有
効にする周波数領域を選択するためのものである。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は請求項１に記載した発明の
実施形態であり、以下では図９の従来技術と異なる部分
を中心に説明する。

【００３５】図１において、誘導電動機２の電流を電流
検出手段２３，２４により検出し、３相／２相変換手段
２０により、３相量の電流をα−β座標（直交固定座
標）上の２相量Ｉα，Ｉβに変換する。図１では電流検
出を３相交流のうち２相から行っているが、３相の電流
すべてを検出しても良い。

【００３６】上記２相量Ｉα，Ｉβに仮想抵抗ゲインＫ
２１，２２（図２のフィードバックゲインＫに相当）
をそれぞれ乗算すると共に、これらを座標変換手段１１
の出力であるα軸電圧指令Ｖα^＊、β軸電圧指令Ｖβ^＊
からそれぞれ減算して新たな電圧指令Ｖα'^＊，Ｖβ'^＊
を得る。そして、これらの電圧指令Ｖα'^＊，Ｖβ'^＊を
２相／３相変換手段１０により３相量Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｕ ^＊，
Ｖ_ｗ ^＊に変換し、三相インバータ装置１に入力する。図
１では、α−β座標上の２相量に仮想抵抗ゲインＫを乗
じてフィードバックしているが、３相量であるＩ_ｖ，Ｉ
_ｕ，Ｉ_ｗにそれぞれ仮想抵抗ゲインＫを乗じて各相の電
圧指令Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊から減算してもよい。

【００３７】この実施形態によれば、仮想抵抗ゲインＫ
２１，２２により誘導電動機２の固定子抵抗を見かけ
上大きくすることができ、これによってα軸、β軸の電
圧オフセットによる直流電流を低減することができる。

【００３８】図３は、請求項２に記載した発明の実施形
態であり、図１と異なる部分を中心に説明する。図３に
おいて、３相／２相変換手段２０の出力である２相量Ｉ
α，Ｉβから、前述したローパスフィルタ等の直流分検
出手段３１，３２を用いて直流電流分を検出する。各直
流分検出手段３１，３２の出力に仮想抵抗ゲインＫ ２
１，２２をそれぞれ乗じ、その結果を座標変換手段１１
の出力Ｖα^＊，Ｖβ^＊から減算して新たな電圧指令Ｖ
α'^＊，Ｖβ'^＊を得る。

【００３９】これらのＶα'^＊，Ｖβ'^＊を２相／３相変
換手段１０により３相量Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ _ｕ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に変換
し、三相インバータ装置１に入力する。この実施形態に
おいても、請求項１の発明と同様に３相座標上で同様な
操作を行ってもよい。

【００４０】この実施形態によれば、直流分検出手段３
１，３２によって検出した直流電流分だけに仮想抵抗ゲ
インＫを作用させ、固定子電圧降下を最小限にすること
ができる。

【００４１】図５は、請求項３に記載した発明の実施形
態であり、図１、図３と異なる部分を中心に説明する。
図５において、３相／２相変換手段２０の出力である２
相量Ｉα，Ｉβを座標変換手段４０に入力し、直交回転
座標であるｄ−ｑ座標上の２相量Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑにそれぞれ
変換する。

【００４２】これらの２相量Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑに仮想抵抗ゲイ
ンＫ ２１，２２をそれぞれ乗じ、その結果をｄ−ｑ座
標上の電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊から減算することにより
新たな電圧指令Ｖ_ｄ'^＊，Ｖ_ｑ'^＊を得る。電圧指令
Ｖ_ｄ'^＊，Ｖ_ｑ'^＊は座標変換手段１１に入力され、直交
固定座標であるα−β座標上の２相の電圧指令Ｖα^＊，
Ｖβ^＊にそれぞれ変換される。そして、上記電圧指令Ｖ
α^＊，Ｖβ^＊を２相／３相変換手段１０により３相量Ｖ
_ｖ ^＊，Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に変換し、三相インバータ装置１
に入力する。

【００４３】この実施形態によれば、電流のサンプリン
グ回数が少なくても正確な電流情報を得ることができ、
サンプリング誤差を小さくして正確な制御を行うことが
できる。

【００４４】図７は、請求項４に記載した発明の実施形
態であり、図１、図３、図５と異なる部分を中心に説明
する。座標変換手段４０から出力されたｄ−ｑ座標上の
２相量Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑをハイパスフィルタやバンドパスフィ
ルタ等の交流分検出手段５１，５２に入力し、交流分を
検出する。

【００４５】検出手段５１，５２により検出された交流
分はα−β座標上の直流成分を含んでおり、仮想抵抗ゲ
イン２Ｋ ２１，２２がα−β座標上の直流成分に対し
てダンピングとして作用する。つまり、検出された交流
分が回転周波数成分の電流であれば、等価的にα−β座
標上の直流成分を検出したことになり、この直流成分に
仮想抵抗ゲイン２Ｋ ２１，２２を乗じた結果をｄ−ｑ
座標上のＶ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊から減算して新たな電圧指令Ｖ
_ｄ'^＊，Ｖ_ｑ'^＊を得る。なお、電圧指令Ｖ_ｄ'^＊，Ｖ_ｑ'
^＊から３相量のＶ_ｖ ^＊，Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を得る過程は図
５の実施形態と同様である。

【００４６】この実施形態によれば、図３の実施形態と
同様の作用をｄ−ｑ座標上で実現して各相電流の直流分
を低減することができる。

【００４７】上述した各実施形態は多相誘導電動機を対
象としたものであるが、本発明は電力変換装置により駆
動される多相永久磁石同期電動機にも適用可能であり、
更には、出力が電力変換装置により電力変換される多相
交流発電機にも適用可能である。

【００４８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、多相電力
変換装置により多相交流機を運転するための制御装置に
おいて、交流機の各相の電流やその直流分、交流分に固
定子の仮想抵抗に相当するゲインを乗じて各相の電圧指
令に負帰還し、制御的に見かけ上の固定子抵抗を増加さ
せるようにしたので、電流検出値を電流指令値に一致さ
せる電流フィードバック系や高速の演算装置を用いるこ
となく、電圧オフセットに起因する各相電流の直流分を
抑制してトルクリプルを低減することができる。この結
果、多相交流機の制御装置を安価に提供できるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。

【図２】請求項１に記載した発明におけるオフセット補
償のための制御ブロック図である。

【図３】請求項２に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。

【図４】請求項２に記載した発明におけるオフセット補
償のための制御ブロック図である。

【図５】請求項３に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。

【図６】請求項３に記載した発明におけるオフセット補
償のための制御ブロック図である。

【図７】請求項４に記載した発明の実施形態を示すブロ
ック図である。

【図８】請求項４に記載した発明におけるオフセット補
償のための制御ブロック図である。

【図９】従来技術を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ 三相インバータ装置 ２ 誘導電動機 ３ 三相交流電源 １０ ２相／３相変換手段 １１，４０ 座標変換手段 １２ ｆ／ｅ変換手段 １３ 積分手段 １４ 速度指令発生手段 ２０ ３相／２相変換手段 ２１，２２ 仮想抵抗ゲイン（Ｋ） ２３，２４ 電流検出手段 ３１，３２ 直流分検出手段 ５１，５２ 交流分検出手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野村 尚史 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H576 BB04 CC05 DD04 DD05 EE01 EE11 GG04 HB01 JJ15 JJ22 JJ26

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】多相電力変換装置により運転される多相交
   流機の制御装置において、 前記交流機の各相の電流を検出し、各電流検出値と前記
   交流機の固定子の仮想抵抗に相当するゲインとの積を前
   記交流機の各相の電圧指令にそれぞれ負帰還することを
   特徴とする多相交流機の制御装置。
2. 【請求項２】多相電力変換装置により運転される多相交
   流機の制御装置において、 前記交流機の各相の電流から直流分を検出し、各直流分
   検出値と前記交流機の固定子の仮想抵抗に相当するゲイ
   ンとの積を前記交流機の各相の電圧指令にそれぞれ負帰
   還することを特徴とする多相交流機の制御装置。
3. 【請求項３】多相電力変換装置により運転される多相交
   流機の制御装置において、 前記交流機の各相の電流を直交２軸の回転座標上の電流
   に変換し、変換された各電流と前記交流機の固定子の仮
   想抵抗に相当するゲインとの積を前記直交２軸の回転座
   標上の電圧指令にそれぞれ負帰還することを特徴とする
   多相交流機の制御装置。
4. 【請求項４】多相電力変換装置により運転される多相交
   流機の制御装置において、 前記交流機の各相の電流を直交２軸の回転座標上の電流
   に変換し、変換された各電流から交流分を検出すると共
   に、各交流分と前記交流機の固定子の仮想抵抗に相当す
   るゲインとの積を前記直交２軸の回転座標上の電圧指令
   にそれぞれ負帰還することを特徴とする多相交流機の制
   御装置。