CN114389498A - 电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法 - Google Patents

电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法 Download PDF

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CN114389498A CN202111209151.4A CN202111209151A CN114389498A CN 114389498 A CN114389498 A CN 114389498A CN 202111209151 A CN202111209151 A CN 202111209151A CN 114389498 A CN114389498 A CN 114389498A
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Abstract

本发明涉及电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法。电机驱动控制装置(10)包括输出用于驱动电机(3)的驱动控制信号(Sd)的控制电路(1)和基于驱动控制信号(Sd)来驱动电机的驱动电路(2)。控制电路基于由电机的线圈的驱动电流值(Iu，Iv，Iw)计算的二相旋转坐标系的q轴电流值(Iq)和电机的转子(31)的旋转速度(ω)，计算使二相旋转坐标系的d轴电流值(Id)成为零的提前角值(δ)。控制电路基于将提前角值(δ)与旋转角度(θ)相加后的角度(σ)和以使q轴电流值(Iq)与q轴电流的指令值(Iqref)之差变小的方式计算的二相旋转坐标系的电压指令值(Vref)，进行空间矢量变换，并生成驱动控制信号(Sd)。

Description

电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法
技术领域
本发明涉及电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法。
背景技术
作为无刷DC电机的永磁同步电机(PMSM：Permanent Magnet Synchronous Motor)根据永磁体的配置而大体分为在转子的表面贴有永磁体的表贴式永磁同步电机(SPMSM：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor)以及在转子的内部内置有永磁体的内置式永磁同步电机(IPMSM：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)。
一般而言，已知永磁同步电机(PMSM)的转矩通过下式来表示。
[式1]
Te＝P(ΨIq+(Ld-Lq)Id×Iq)…(1)
在上述式(1)中，Te是产生转矩，P是极对数，Ψ是永磁体(转子)的磁通，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感，Id是d轴电流值，Iq是q轴电流值，ΨIq是磁转矩，“(Ld－Lq)Id×Iq”是磁阻转矩。
在此，在内置式永磁同步电机(IPMSM)的情况下，q轴电感Lq与d轴电感Ld不相等。因此，基于对式(1)的理解可知，通过控制d轴电流值Id来调整磁阻转矩的值，从而能够使电机的效率最大。
另一方面，在表贴式永磁同步电机(SPMSM)的情况下，d轴电感Ld与q轴电感Lq相等(Ld＝Lq)，因此不产生磁阻转矩。因此，从对式(1)的理解可知，在将d轴电流值Id设为零时，能够使电机的效率最大。
以往，已知有通过矢量控制来驱动无刷DC电机的电机驱动控制装置(例如，专利文献1)。
(在先技术文献)
(专利文献)
专利文献1：JP特开2012-130100号公报。
发明内容
(发明要解决的课题)
例如，在专利文献1公开的电机驱动控制装置中，在进行一般的矢量控制运算时，将d轴电流的指令值始终设为零。即，在专利文献1所涉及的电机驱动控制技术中，根据在电机的各相中流过的电流分别计算二相旋转坐标系的q轴电流值和d轴电流值，并以使d轴电流值始终成为零的方式进行控制，所以运算复杂。因此，在将d轴电流值始终设为零来进行矢量控制运算的现有电机驱动控制装置中，需要能够高速执行复杂运算且处理能力高的程序处理装置(例如，微控制器)，这成为系统整体的成本上升的原因之一。
本发明用于解决上述课题，其目的在于，降低使d轴电流值成为零的矢量控制运算的负荷。
(用于解决课题的技术方案)
本发明的代表性的实施方式所涉及的电机驱动控制装置包括：控制电路，其输出用于驱动电机的驱动控制信号；以及驱动电路，其基于从所述控制电路输出的所述驱动控制信号来驱动所述电机，所述控制电路具有：驱动电流值获取部，其获取所述电机的线圈的驱动电流值；旋转角度获取部，其获取所述电机的转子的旋转角度；旋转速度获取部，其获取所述转子的旋转速度；q轴电流值计算部，其基于由所述驱动电流值获取部获取到的所述驱动电流值以及由所述旋转角度获取部获取到的所述转子的旋转角度，计算二相旋转坐标系的q轴电流值；q轴电流指令值计算部，其基于指示所述电机的动作的目标状态的值(Sc)，计算所述二相旋转坐标系的q轴电流的指令值；电压指令值计算部，其以使由所述q轴电流指令值计算部计算的所述q轴电流的指令值与由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值之差变小的方式，计算所述二相旋转坐标系的电压指令值；提前角控制部，其基于由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值、以及由所述旋转速度获取部获取到的所述转子的旋转速度，计算使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值；以及驱动控制信号生成部，其基于将由所述提前角控制部计算的所述提前角值与所述转子的旋转角度相加后的角度、以及由所述电压指令值计算部计算的所述电压指令值，进行空间矢量变换，并生成所述驱动控制信号。
(发明效果)
根据本发明的一实施方式，能够降低使d轴电流值成为零的矢量控制运算的负荷。
附图说明
图1是表示包括本实施方式所涉及的电机驱动控制装置的电机组件的构成的图。
图2是表示本实施方式所涉及的电机驱动控制装置中的控制电路的功能块构成的图。
图3A是表示3相(U，V，W)的固定坐标系与二相(d，q)旋转坐标系之间的关系的图。
图3B是用于说明电机的线圈的电流相对于施加电压的滞后的图。
图4是用于说明提前角值的计算方法的图。
图5是表示作为对应关系信息201的、将提前角值δ关联至旋转速度ω与q轴电流值Iq的每个组合的表的一例的图。
图6是表示本实施方式所涉及的电机驱动控制装置所执行的驱动控制信号的生成处理的流程的一例的流程图。
图7是表示作为本实施方式所涉及的控制电路的比较例的、现有的进行矢量控制运算的控制电路的构成的一例的图。
图8是表示本发明其他实施方式所涉及的电机驱动控制装置中的控制电路的功能块构成的图。
具体实施方式
1.实施方式的概要
首先，对本申请公开的发明的代表性实施方式进行概要说明。此外，在以下的说明中，作为一例，对与发明的组成部分对应的附图上的标号加上括弧进行说明。
〔1〕本发明的代表性实施方式所涉及的电机驱动控制装置(10，10A)包括：控制电路(1)，其输出用于驱动电机(3)的驱动控制信号(Sd)；以及驱动电路(2)，其基于从所述控制电路输出的所述驱动控制信号来驱动所述电机，所述控制电路(1)具有：驱动电流值获取部(14)，其获取所述电机的线圈(Lu，Lv，Lw)的驱动电流值(Iu，Iv，Iw)；旋转角度获取部(12)，其获取所述电机的转子(31)的旋转角度(θ)；旋转速度获取部(13)，其获取所述转子的旋转速度(ω)；q轴电流值计算部(15)，其基于由所述驱动电流值获取部获取到的所述驱动电流值以及由所述旋转角度获取部获取到的所述转子的旋转角度，来计算二相旋转坐标系的q轴电流值(Iq)；q轴电流指令值计算部(17)，其基于指示所述电机的动作的目标状态的值(ωref，Tref)，来计算所述二相旋转坐标系的q轴电流的指令值(Iqref)；电压指令值计算部(19)，其以由所述q轴电流指令值计算部计算的所述q轴电流的指令值与由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值的差变小的方式，计算所述二相旋转坐标系的电压指令值(Vref)；提前角控制部(20)，其基于由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值、以及由所述旋转速度获取部获取到的所述转子的旋转速度，来计算使所述二相旋转坐标系的d轴电流值(Id)成为零的提前角值(δ)；以及驱动控制信号生成部(22)，其基于将由所述提前角控制部计算的所述提前角值与所述转子的旋转角度相加后的角度以及由所述电压指令值计算部计算的所述电压指令值，进行空间矢量变换，并生成所述驱动控制信号。
〔2〕在上述〔1〕所述的电机驱动控制装置中，可以是，使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值(δ)是基于角度(φ)的值，该角度(φ)是所述电压指令值的矢量在d轴方向的分量与当所述d轴电流值(Id)为零时的d轴电压值(Vd)一致时的、所述电压指令值的矢量相对于q轴的角度。
〔3〕在上述〔1〕或者〔2〕所述的电机驱动控制装置中，可以是，所述提前角控制部具有表示所述转子的旋转速度(ω)、所述q轴电流值(Iq)和所述提前角值(
Figure BDA0003308181300000041
δ)之间的对应关系的对应关系信息(201)，并基于所述对应关系信息来计算所述提前角值。
〔4〕在上述〔3〕所述的电机驱动控制装置中，可以是，所述对应关系信息是将所述提前角值与所述转子的旋转速度和所述q轴电流值的每个组合赋予对应关系的表。
〔5〕在上述〔3〕所述的电机驱动控制装置中，可以是，在将所述电压指令值设为Vref，将所述转子的旋转速度设为ω，将q轴电感设为Lq，将所述q轴电流值设为Iq，且将所述电压指令值矢量相对于q轴的角度设为
Figure BDA0003308181300000042
时，所述对应关系信息包含以后述的式(5)表示的函数。
〔6〕在上述〔2〕至〔5〕中任一项所述的电机驱动控制装置中，可以是，所述提前角控制部通过将所述电压指令值矢量相对于q轴的角度加上π/2来计算所述提前角值。
〔7〕在上述〔1〕至〔6〕中任一项所述的电机驱动控制装置(10)中，可以是，指示所述电机的动作的目标状态的值是所述电机的旋转速度的目标值，所述q轴电流指令值计算部以使所述电机的旋转速度的目标值与由所述旋转速度获取部获取到的所述转子的旋转速度之差变小的方式，计算所述q轴电流的指令值。
〔8〕在上述〔1〕至〔6〕中任一项所述的电机驱动控制装置(10A)中，可以是，指示所述电机的动作的目标状态的值是所述电机的转矩的目标值。
〔9〕本发明的代表性实施方式所涉及的电机驱动控制方法可以包括：第一步骤(S2)，其中，获取电机(3)的转子(31)的旋转角度(θ)；第二步骤(S3)，其中，获取所述转子的旋转速度；第三步骤(S4)，其中，获取所述电机的线圈的驱动电流值；第四步骤(S5)，其中，基于通过所述第三步骤获取到的所述驱动电流值以及通过所述第一步骤获取到的所述转子的旋转角度，来计算二相旋转坐标系的q轴电流值；第五步骤(S6)，其中，基于指示所述电机的动作的目标状态的值，来计算所述二相旋转坐标系的q轴电流的指令值；第六步骤(S7)，其中，以通过所述第五步骤计算的所述q轴电流的指令值与通过所述第四步骤计算的q轴电流值的差变小的方式，计算所述二相旋转坐标系的电压指令值；第七步骤(S8)，其中，基于通过所述第四步骤计算的所述q轴电流值以及通过所述第二步骤获取到的所述转子的旋转速度，来计算使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值；以及第八步骤(S9)，其中，基于将通过所述第七步骤计算的所述提前角值与所述转子的旋转角度相加的角度以及通过所述第六步骤计算的所述电压指令值，进行空间矢量变换，并生成用于控制所述电机的驱动的驱动控制信号。
2.实施方式的具体例
以下，参照附图对本发明的实施方式的具体例进行说明。此外，在以下的说明中，对各实施方式中通用的组成部分赋予同一标号，并省略重复的说明。
图1是表示包括本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10的电机组件100的构成的图。
如图1所示，电机组件100包括：电机3、用于检测电机3的旋转位置的旋转位置检测器4(4u，4v，4w)、以及控制电机3的旋转的电机驱动控制装置10。电机组件100能够适用于例如风扇等将电机用作驱动源的各种设备。
电机3例如是无刷电机。在本实施方式中，电机3例如是具有3相的线圈Lu、Lv、Lw的表贴式永磁同步电机(SPMSM)。线圈Lu、Lv、Lw例如被相互连结为Y形。
电机驱动控制装置10例如通过对电机3输入正弦波驱动信号，从而在电机3的3相线圈Lu、Lv、Lw周期性地流过正弦波状的驱动电流，由此使电机3的转子31(参照图3A)旋转。
电机驱动控制装置10具有控制电路1和驱动电路2。
应予说明，图1所示的电机驱动控制装置10的组成部分是整体的一部分，电机驱动控制装置10在图1所示的组成部分的基础上，还可以具有其他的组成部分。
驱动电路2基于从后述的控制电路1输出的驱动控制信号Sd来驱动电机3。驱动电路2具有逆变电路2a以及预驱动电路2b。
逆变电路2a被配置于直流电源Vcc与接地电位之间，并基于输入的驱动控制信号Sd驱动作为负载的电机3的线圈Lu、Lv、Lw。具体而言，逆变电路2a具有3个包含串联连接的2个驱动用晶体管的开关桥臂，基于输入的驱动控制信号Sd，2个驱动用晶体管交替地进行导通/截止动作(开关动作)，从而驱动作为负载的电机3。
更具体而言，逆变电路2a具有与电机3的U相、V相以及W相分别对应的开关桥臂。如图1所示，与各相对应的开关桥臂具有在直流电源Vcc与接地电位之间经由电流检测电路2c而串联连接的2个驱动用晶体管Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6。
在此，驱动用晶体管Q1、Q3、Q5例如是P沟道型的MOSFET，驱动用晶体管Q2、Q4、Q6例如是N沟道型的MOSFET。此外，驱动用晶体管Q1～Q6可以是IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor；绝缘栅双极型晶体管)等其他种类的功率晶体管。
例如，与U相对应的开关桥臂具有相互串联连接的驱动用晶体管Q1、Q2。与驱动用晶体管Q1和驱动用晶体管Q2公共连接的点被连接于作为负载的线圈Lu的一端。与V相对应的开关桥臂具有相互串联连接的驱动用晶体管Q3、Q4。与驱动用晶体管Q3和驱动用晶体管Q4公共连接的点被连接于作为负载的线圈Lv的一端。与W相对应的开关桥臂具有相互串联连接的驱动用晶体管Q5、Q6。与驱动用晶体管Q5和驱动用晶体管Q6公共连接的点被连接于作为负载的线圈Lw的一端。
预驱动电路2b基于从控制电路1输出的驱动控制信号Sd，生成用于驱动逆变电路2a的驱动信号。
驱动控制信号Sd是用于对电机3的驱动进行控制的信号，例如是PWM(Pulse WidthModulation；脉冲宽度调制)信号。具体而言，驱动控制信号Sd用于切换由构成逆变电路2a的各开关元件的导通/截止的状态确定的电机3的线圈Lu、Lv、Lw的通电模式。更具体而言，驱动控制信号Sd包含与逆变电路2a的各驱动用晶体管Q1～Q6对应的6种PWM信号。
预驱动电路2b基于从控制电路1供给的作为驱动控制信号Sd的6种PWM信号，生成6种驱动信号Vuu、Vul、Vvu、Vvl、Vwu、Vwl，其能够供给足以驱动逆变电路2a的各驱动用晶体管Q1～Q6的控制电极(栅极电极)的电力。
通过将这些驱动信号Vuu、Vul、Vvu、Vvl、Vwu、Vwl输入至逆变电路2a的各驱动用晶体管Q1～Q6的控制电极(栅极(gate)电极)，从而各驱动用晶体管Q1～Q6进行导通(ON)/截止(OFF)动作(开关动作)。例如，与各相对应的开关桥臂的上侧臂的驱动用晶体管Q1、Q3、Q5和下侧臂的驱动用晶体管Q2、Q4、Q6交替地进行导通/截止动作。由此，电力从直流电源Vcc供给至电机3的各相，从而电机3旋转。
电流检测电路2c是用于检测电机3的线圈Lu、Lv、Lw的驱动电流的电路。电流检测电路2c例如包含作为电流检测元件的电阻器(分流电阻器)。电阻器例如在直流电源Vcc与接地电位之间与逆变电路2a串联连接。在本实施方式中，作为电流检测电路2c的电阻器例如连接于逆变电路2a的负侧(接地侧)。电流检测电路2c通过上述电阻器将在电机3的线圈Lu、Lv、Lw中流动的电流变换为电压，并将该电压作为电流检测信号Vm输入至控制电路1。
旋转位置检测器4是用于检测电机3的转子31的旋转位置的装置。旋转位置检测器4例如是霍尔元件。在图1中，作为一例，示出了如下情况：按照电机3的U相、V相以及W相，设置作为旋转位置检测器4u、4v、4w的霍尔元件。以下，也将旋转位置检测器4u、4v、4w称为“霍尔元件4u、4v、4w”。
霍尔元件4u、4v、4w例如以相互大致相等的间隔(例如，与相邻的霍尔元件为120度的间隔)配置于电机3的转子(转子)31的周围。霍尔元件4u、4v、4w分别检测转子31的磁极，并将电压随转子31的旋转而变化的霍尔信号作为旋转位置检测信号Hu、Hv、Hw进行输出。旋转位置检测信号Hu、Hv、Hw被输入至控制电路1。
此外，可以构成为：取代这样的霍尔信号，而将与电机3的转子31的旋转位置对应的其他信号作为旋转位置检测信号输入至控制电路1。例如，可以设置编码器、旋转变压器等，将其检测信号输入至控制电路1。
控制电路1例如基于从外部输入的、指示电机3的动作的目标状态的驱动指令信号Sc，来生成用于驱动电机3的驱动控制信号Sd，从而控制电机3的驱动控制。控制电路1基于来自电流检测电路2c的电流检测信号Vm以及来自旋转位置检测器4u、4v、4w的旋转位置检测信号Hu、Hv、Hw来获得电机3的转子31的旋转速度、转矩等信息从而监视电机3的旋转状态，且以电机3成为由驱动指令信号Sc指定的动作状态的方式，生成驱动控制信号Sd并发送至驱动电路2。
在本实施方式中，控制电路1例如是具有如下构成的程序处理装置(例如微控制器)：将CPU等处理器、RAM、ROM等各种存储装置、计数器(定时器)、A/D变换电路、D/A变换电路、时钟发生电路及输入输出I/F电路等外围电路，经由总线、专用线路相互连接而构成。
此外，电机驱动控制装置10既可以是将控制电路1的至少一部分与驱动电路2的至少一部分作为一个集成电路装置(IC)而被封装的构成，也可以是将控制电路1与驱动电路2分别作为单独的集成电路装置而各自被封装的构成。
控制电路1为了使电机3的驱动效率最大化，并非如现有技术那样计算d轴电流值并以使d轴电流值成为零的方式进行矢量控制，而是以使d轴电流值Id成为零的方式进行提前角控制，从而生成驱动控制信号Sd。以下，对控制电路1所执行的驱动控制信号Sd的生成方法进行说明。
图2是表示本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10中的控制电路1的功能块构成的图。
如图2所示，控制电路1利用如下功能块基于提前角控制生成驱动控制信号Sd，即、驱动指令获取部11、旋转角度获取部12、旋转速度获取部13、驱动电流值获取部14、q轴电流值计算部15、误差计算部16、18、q轴电流指令值计算部17、电压指令值计算部19、提前角控制部20、加法部21、以及驱动控制信号生成部22。
这些功能块例如是通过如下方式实现：在作为控制电路1的程序处理装置中，处理器按照存储于存储器的程序来执行各种运算处理，并控制计数器、A/D变换电路等外围电路。
驱动指令获取部11通过从外部接收驱动指令信号Sc，并解析接收到的驱动指令信号Sc，从而获取由驱动指令信号Sc指定的对成为电机3的目标的动作状态进行指定的值。
驱动指令信号Sc包含指示电机3的动作的目标状态的值。驱动指令信号Sc例如是从设置于电机驱动控制装置10的外部的、用于控制电机组件100的上级装置输出的信号。
在本实施方式中，驱动指令信号Sc例如是指定电机3的转子31的旋转速度的速度指令信号Sc1。驱动指令信号Sc包含作为电机3的转子31的目标的旋转速度(目标旋转速度)的值ωref。以下，在本实施方式中，以驱动指令信号Sc为速度指令信号Sc1的情况进行说明。
速度指令信号Sc1例如是具有与指定的目标旋转速度ωref相应的占空比的PWM信号。驱动指令获取部11例如计测作为速度指令信号Sc1的PWM信号的占空比，并输出与计测出的占空比相应的旋转速度作为目标旋转速度ωref。
旋转角度获取部12是获取电机3的转子31的旋转角度的计测值的功能部。旋转角度获取部12例如基于从旋转位置检测器4u、4v、4w输出的旋转位置检测信号Hu、Hv、Hw，来计算电机3的转子31的旋转角度(旋转位置)θ。
此外，在电机驱动控制装置10不具有旋转位置检测器4u、4v、4w的情况(无传感方式的情况)下，旋转角度获取部12可以通过无位置传感方式所涉及的公知的运算来计算电机3的旋转角度θ。
在本实施方式中，旋转速度获取部13是获取电机3的转子31的旋转速度的计测值的功能部。旋转速度获取部13例如基于由旋转角度获取部12计算的旋转角度θ来计算电机3的转子31的旋转速度ω。
驱动电流值获取部14是获取电机3的线圈Lu、Lv、Lw的驱动电流值Iu、Iv、Iw的计测值的功能部。驱动电流值获取部14例如基于从电流检测电路2c输出的电流检测信号Vm，来分别计算在U相的线圈Lu中流动的电流的计测值(驱动电流值Iu)、在V相的线圈Lv中流动的电流的计测值(驱动电流值Iv)、以及在W相的线圈Lw中流动的电流的计测值(驱动电流值Iw)。
q轴电流值计算部15是基于由驱动电流值获取部14获取到的各相的驱动电流值(相电流)Iu、Iv、Iw以及由旋转角度获取部12获取到的转子31的旋转角度θ，来计算旋转坐标系的q轴电流值Iq的功能部。
具体而言，q轴电流值计算部15具有克拉克变换部151以及帕克变换部152。克拉克变换部151通过对由驱动电流值获取部14获取到的3相(U，V，W)的固定坐标系的驱动电流值Iu、Iv、Iw进行克拉克变换，从而计算二相正交坐标(固定坐标)系(α，β)的电流Iα、Iβ。帕克变换部152通过使用由旋转角度获取部12获取到的旋转角度θ(sinθ以及cosθ)来对2相的固定坐标系的电流Iα、Iβ进行帕克变换，从而计算二相(d，q)旋转坐标系的q轴电流值Iq。q轴电流值Iq是与电机3的转矩对应的电流(转矩电流)的值。
此外，在本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10中，可以不由帕克变换部152生成d轴电流值Id。
误差计算部16是计算从驱动指令获取部11输出的目标旋转速度ωref与由旋转速度获取部13获取到的电机3的实际的旋转速度ω的差(ωref－ω)的功能部。
q轴电流指令值计算部17是以使电机3的目标旋转速度ωref与旋转速度ω的差变小的方式，计算q轴电流的指令值Iqref的功能部。q轴电流指令值计算部17例如以通过PI控制运算来使由误差计算部16计算的误差(ωref－ω)成为零的方式，计算作为电机3的控制量的q轴电流的指令值Iqref。
误差计算部18是计算由q轴电流指令值计算部17计算的q轴电流的指令值Iqref与由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq的差(Iqref－Iq)的功能部。
电压指令值计算部19是以使由q轴电流指令值计算部17计算的q轴电流的指令值Iqref与由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq的差变小的方式，计算旋转坐标系(d，q)的电压指令值Vref的功能部。电压指令值计算部19例如以通过PI控制运算使由误差计算部18计算的误差(Iqref－Iq)成为零的方式，计算作为电机3的控制量的电压指令值Vref。
提前角控制部20是进行电机3的提前角控制的功能部。
提前角控制部20基于由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq、以及由旋转速度获取部13获取到的转子31的旋转速度ω，来计算各线圈Lu、Lv、Lw的施加电压(相施加电压)的相位超前角(提前角值
Figure BDA0003308181300000111
)。具体而言，提前角控制部20计算使旋转坐标系(d，q)的d轴电流值Id成为零的提前角值δ。以下，详细说明本实施方式所涉及的提前角值δ的计算方法。
图3A是表示3相(U，V，W)的固定坐标系与二相(d，q)旋转坐标系的关系的图。
如图3A所示，一般而言，在矢量控制中，将二相(d，q)旋转坐标系下的d轴设为电机3的转子(转子)31的磁铁(永磁体)的磁通(N极)方向，并将q轴设为从d轴朝正方向前进了90度的方向。在此情况下，由旋转角度获取部12计测的转子31的旋转角度θ成为d轴的旋转角度，例如成为在3相(U，V，W)的固定坐标系下的u轴与d轴所形成的角度。
图3B是用于说明电机的线圈的电流相对于施加电压的滞后的图。
一般而言，在对电机的线圈施加了电压的情况下，因线圈的电感，线圈的电流相对于施加电压在相位上滞后。为此，在一般的提前角控制中，以线圈的电流相对于施加电压的相位滞后的量来使施加电压的相位超前，而以电流成为期望的相位的方式进行控制。将该情况下的施加电压的相位的提前角度称为提前角值
Figure BDA0003308181300000112
如上所述，在表贴式永磁同步电机(SPMSM)中，d轴电感Ld与q轴电感Lq相等(Ld＝Lq)，因此在使d轴电流值Id为零时，电机的效率最大。为了使d轴电流值Id为零，即，为了使电流仅为q轴分量，使施加电压的相位相对于q轴仅超前提前角值
Figure BDA0003308181300000113
即可。
为此，本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10计算使旋转坐标系的d轴电流值Id成为零的提前角值
Figure BDA0003308181300000114
并基于以该提前角值
Figure BDA0003308181300000115
和旋转坐标系的电压指令值Vref所表示的极坐标的信息进行空间矢量变换，从而生成驱动控制信号Sd。
图4是用于说明提前角值的计算方法的图。
在该图中示出了以横轴为d轴、且以纵轴为q轴时的电压指令值Vref(矢量)。
一般而言，永磁同步电机(PMSM)的二相(d，q)旋转坐标系下的d轴电压值Vd通过下述式(2)来表示。
[式2]
Figure BDA0003308181300000121
在此，d轴电流值Id＝0时的d轴电压值Vd根据上述式(2)，而能以下述式(3)来表示。
[式3]
Vd＝-ωLqIq…(3)
因此，通过进行提前角控制，即、以使电压指令值Vref的矢量的d轴方向分量成为“－ωLqIq”的方式决定提前角值
Figure BDA0003308181300000122
从而能够以使d轴电流值Id成为零的方式控制电机3的驱动。
如图4所示，在将电压指令值Vref的矢量与q轴所形成的角度设为
Figure BDA0003308181300000123
时，根据式(3)，而下述式(4)成立。
[式4]
Vrefsinφ＝-Vd＝ωLqIq…(4)
根据上述式(4)，在使d轴电流值Id成为零时的提前角值
Figure BDA0003308181300000124
以下述式(5)来表示。
[式5]
Figure BDA0003308181300000125
在本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10中，提前角控制部20基于由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq、以及由旋转速度获取部13获取到的转子31的旋转速度ω，来计算使二相(d，q)旋转坐标系的d轴电流值Id成为零的提前角值
Figure BDA0003308181300000126
具体而言，提前角控制部20计算电压指令值Vref的矢量的d轴方向的分量与当d轴电流值Id为零时的d轴电压值Vd一致时的、电压指令值Vref的矢量相对于q轴的角度(提前角值)
Figure BDA0003308181300000127
在此，电机3的转子31的旋转角度θ是d轴的旋转角度。另一方面，如图4所示，提前角值
Figure BDA0003308181300000128
是电压指令值Vref的矢量相对于q轴的角度。因此，以d轴为基准的提前角值δ成为
Figure BDA0003308181300000129
提前角控制部20计算提前角值δ
Figure BDA0003308181300000131
并输出该提前角值δ。
具体而言，提前角控制部20使用表示转子31的旋转速度ω、q轴电流值Iq和提前角值
Figure BDA0003308181300000132
之间的对应关系的对应关系信息201，来计算提前角值δ。作为使用了对应关系信息201的提前角值δ的计算方法，能例示以下的方法。
作为第一方法，提前角控制部20可以具有以式(5)表示的提前角值
Figure BDA0003308181300000133
的函数作为对应关系信息201，并基于式(5)来计算提前角值
Figure BDA0003308181300000134
例如，将以式(5)表示的角度
Figure BDA0003308181300000135
的函数作为对应关系信息201而预先存储于控制电路1内的存储器。提前角控制部20可以从存储器读出作为对应关系信息201的式(5)，并将由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq和由旋转速度获取部13获取到的转子31的旋转速度ω代入式(5)，从而计算使d轴电流值Id成为零的角度
Figure BDA0003308181300000136
然后，提前角控制部20输出在计算的角度
Figure BDA0003308181300000137
加上π/2后的值作为以d轴为基准的提前角值δ。
在式(5)中，q轴电感Lq是固定值。因此，提前角控制部20在采用上述式(5)的运算中，例如能够使用预先存储于控制电路1内的存储器中的值作为q轴电感Lq。另外，提前角控制部20在采用上述式(5)的运算中，能够使用由电压指令值计算部19计算的值作为电压指令值Vref。
此外，电压指令值Vref能根据q轴电流值Iq和旋转速度ω进行计算，因此提前角控制部20可以不从电压指令值计算部19获取电压指令值Vref的值，而使用q轴电流值Iq和旋转速度ω来计算电压指令值Vref的值。
作为第二方法，提前角控制部20可以具有将提前角值δ关联至旋转速度ω与q轴电流值Iq的每个组合的表作为对应关系信息201，并基于该表来计算提前角值
Figure BDA0003308181300000138
图5是表示作为对应关系信息201的、将提前角值δ关联至旋转速度ω与q轴电流值Iq的每个组合的表的一例的图。
如上所述，q轴电感Lq是固定值，电压指令值Vref能根据q轴电流值Iq和旋转速度ω进行计算。为此，预先，将转子31的旋转速度ω和q轴电流值Iq作为变量，使用上述式(5)来计算提前角值δ。然后，创建对应于作为变量的旋转速度ω与q轴电流值Iq的每个组合赋予提前角值δ的表，并将其作为对应关系信息201而预先存储于控制电路1内的存储器。
提前角控制部20以由q轴电流值计算部15计算的q轴电流值Iq和由旋转速度获取部13获取到的转子31的旋转速度ω作为自变量，并参照作为对应关系信息201的表，从表中读出与该自变量对应的提前角值δ并进行输出。
通过上述方法计算的提前角值δ被输入至加法部21。加法部21将从提前角控制部20输出的提前角值δ与由旋转角度获取部12获取到的转子31的旋转角度θ进行相加，并输出相加得到的值作为电压指令值Vref的矢量的角度σ(＝θ+δ)的信息。
驱动控制信号生成部22是基于将提前角值δ与转子31的旋转角度θ相加后的角度σ以及电压指令值Vref生成驱动控制信号Sd的功能部。驱动控制信号生成部22基于以从电压指令值计算部19输出的电压指令值Vref以及从加法部21输出的角度σ(＝θ+δ)表示的极坐标的信息，而进行空间矢量变换。即，驱动控制信号生成部22通过公知的空间矢量变换的运算方法，将以电压指令值Vref和角度σ(＝θ+δ)的极坐标值表示的电压矢量变换成3相(U，V，W)的固定坐标系的电压信号(PWM信号)，并作为驱动控制信号Sd进行输出。
接下来，对电机驱动控制装置10所执行的驱动控制信号Sd的生成处理的流程进行说明。
图6是表示本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10所执行的驱动控制信号Sd的生成处理的流程的一例的流程图。
首先，控制电路1例如在从上级装置输入速度指令信号Sc1时，对速度指令信号Sc1进行解析，从而获取由速度指令信号Sc1指定的电机3的目标旋转速度ωref的信息(步骤S1)。
接下来，控制电路1获取电机3的转子31的旋转角度θ(步骤S2)。具体而言，如上所述，旋转角度获取部12基于从作为旋转位置检测器的霍尔元件4u、4v、4w输出的旋转位置检测信号Hu、Hv、Hw来计算电机3的转子31的旋转角度θ。
另外，控制电路1获取电机3的旋转速度ω(步骤S3)。具体而言，如上所述，旋转速度获取部13基于在步骤S2中计算的转子31的旋转角度θ来计算电机3的转子31的旋转速度ω。
另外，控制电路1获取电机3的各相的线圈Lu、Lv、Lw的驱动电流值Iu、Iv、Iw(步骤S4)。具体而言，如上所述，驱动电流值获取部14基于从电流检测电路2c输出的电流检测信号Vm来计算各相的线圈的驱动电流值Iu、Iv、Iw。
接下来，控制电路1基于在步骤S4中获取到的各相的线圈的驱动电流值Iu、Iv、Iw以及在步骤S2中获取到的转子31的旋转角度θ，来计算二相(d，q)旋转坐标系的q轴电流值Iq(步骤S5)。具体而言，如上所述，q轴电流值计算部15对3相(U，V，W)的固定坐标系的驱动电流值Iu、Iv、Iw进行克拉克变换以及帕克变换，从而计算二相(d，q)旋转坐标系的q轴电流值Iq。
接下来，控制电路1以使电机3的目标旋转速度ωref与在步骤S3中获取到的转子31的旋转速度ω的差变小的方式，计算q轴电流的指令值Iqref(步骤S6)。具体而言，如上所述，利用误差计算部16来计算目标旋转速度ωref与电机3的实际的旋转速度ω的差，且q轴电流指令值计算部17进行PI控制运算以使误差计算部16计算的差成为零，从而计算q轴电流的指令值Iqref。
接下来，控制电路1以使在步骤S6中计算的q轴电流的指令值Iqref与在步骤S5中计算的q轴电流值Iq的差变小的方式，计算二相(d，q)旋转坐标系的电压指令值Vref(步骤S7)。具体而言，如上所述，误差计算部18计算q轴电流的指令值Iqref与电机3的实际的q轴电流值Iq的差，q轴电流指令值计算部17进行PI控制运算以使误差计算部18计算的差成为零，从而计算电压指令值Vref。
接下来，控制电路1基于在步骤S5中计算的q轴电流值Iq以及在步骤S3中获取到的转子31的旋转速度ω来计算使d轴电流值Id成为零的提前角值δ(步骤S8)。具体而言，提前角控制部20通过使用对应关系信息201的上述的方法来计算提前角值δ。
接下来，控制电路1基于将在步骤S8中计算的提前角值δ与转子31的旋转角度θ相加的角度σ、以及在步骤S7中计算的电压指令值Vref，来生成驱动控制信号Sd(步骤S9)。具体而言，如上所述，驱动控制信号生成部22通过公知的空间矢量变换的运算方法，将以电压指令值Vref和角度σ(＝θ+δ)的极坐标值表示的电压矢量变换成3相(U，V，W)的固定坐标系的电压信号(PWM信号)并作为驱动控制信号Sd进行输出。
通过以上的处理过程生成的驱动控制信号Sd被供给至驱动电路2。驱动电路2基于输入的驱动控制信号Sd，并通过上述方法来控制电机3的线圈的通电。由此，电机3被控制为以由速度指令信号Sc1指定的目标旋转速度ωref进行旋转。
以上，本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10为了使电机3的效率最大化，通过以使d轴电流值Id成为零的方式进行提前角控制，从而驱动电机3。由此，与像现有技术那样计算d轴电流值Id并以使计算的d轴电流值Id成为零的方式进行矢量控制运算的情况相比，能够降低运算的负荷。
图7是表示作为本实施方式所涉及的控制电路1的比较例的、进行现有的矢量控制运算的控制电路的构成的一例的图。
如图7所示，现有的控制电路1x为了进行使d轴电流值Id成为零的矢量控制，而进行以下的运算。
具体而言，控制电路1x在利用坐标变换部15x不仅计算q轴电流值Iq而且计算d轴电流值Id的基础上，利用误差计算部25x来计算使d轴电流的指令值Idref成为零时的d轴电流的误差。接下来，控制电路1x利用电压指令值计算部26x基于d轴电流的误差来计算d轴电压的指令值Vdref。接下来，控制电路1x通过坐标变换部27x将由电压指令值计算部19计算的q轴电压的电压指令值Vqref和由电压指令值计算部26x计算的d轴电压的电压指令值Vdref帕克逆变换为2相(α，β)的固定坐标系的电压指令值Vα、Vβ。然后，控制电路1x利用驱动控制信号生成部22x基于笛卡尔坐标的电压指令值Vα、Vβ进行空间矢量变换，从而生成作为3相的电压信号(PWM信号)的驱动控制信号Sd。
如上所述，在进行现有的使d轴电流值Id成为零的矢量控制运算的情况下，需要利用坐标变换部15x计算d轴电流值Id、利用误差计算部25x计算d轴电流值Id的误差、利用电压指令值计算部26x计算d轴电压的电压指令值Vdref、以及利用坐标变换部27x进行帕克逆变换。
而根据本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10，取代现有的使d轴电流值成为零的矢量控制运算所包含的上述多个运算处理，而只要进行用于计算提前角值δ(σ)的运算处理即可，因此能够大幅度减少控制电路1(处理器)所执行的运算的负荷。由此，能够将作为控制电路1的程序处理装置(例如，微控制器)所需的处理能力抑制得较低，因此能够提供进一步抑制成本的电机驱动控制装置10。
另外，在电机驱动控制装置10中，在计算用于使d轴电流值Id成为零的提前角值
Figure BDA0003308181300000171
时，通过使用表示转子31的旋转速度ω、q轴电流值Iq和提前角值δ之间的对应关系的对应关系信息201，而能够进一步降低控制电路1所执行的运算的负荷。
例如，如上所述，将以式(5)表示的提前角值
Figure BDA0003308181300000172
的函数作为对应关系信息201预先存储于控制电路1的存储器，并将作为参数的q轴电流值Iq以及旋转速度ω代入式(5)，从而不进行复杂的计算就能计算提前角值δ。
另外，例如，如上所述，通过将提前角值δ关联至转子31的旋转速度ω与q轴电流值Iq的每个组合的表作为对应关系信息201预先存储于控制电路1的存储器，从而从表中读出提前角值δ的数据，能够不进行复杂的计算就能计算提前角值δ。由此，能够进一步降低控制电路1所执行的运算的负荷。
《实施方式的扩展》
以上，基于实施方式来具体说明了本发明的发明人们作出的发明，但本发明不限于此，能够在不脱离其主旨的范围进行各种变更，这是不言自明的。
例如，尽管在上述实施方式中例示了驱动指令信号Sc是包含电机3的旋转速度的目标值(目标旋转速度)的速度指令信号Sc1的情况，但不限于此。例如，驱动指令信号Sc可以是指定电机3的转矩的转矩指令信号Sc2。
以下，对在将转矩指令信号Sc2作为驱动指令信号Sc输入至电机驱动控制装置的情况下的控制电路的另一例进行说明。
图8是表示本发明的另一实施方式所涉及的电机驱动控制装置中的控制电路的功能块构成的图。
同图所示的控制电路1A在取代驱动指令获取部11以及q轴电流指令值计算部17而具有驱动指令获取部11A以及q轴电流指令值计算部17A这点上与上述实施方式所涉及的控制电路1不同，在其他的点上与控制电路1相同。
指定电机3的转矩的转矩指令信号Sc2作为驱动指令信号Sc被输入至控制电路1A。在此，转矩指令信号Sc2含有表示电机3的转矩的目标值的转矩指令值Tref。
驱动指令获取部11A从外部接收转矩指令信号Sc2。驱动指令获取部11A获取并输出接收到的转矩指令信号Sc2中包含的转矩指令值Tref。
q轴电流指令值计算部17A基于从驱动指令获取部11A输出的转矩指令值Tref来计算q轴电流的指令值Iqref。例如，q轴电流指令值计算部17A不进行PI控制，而将在上述式(1)中通过使Id＝0而求取的“1/(P×Ψ)”乘以转矩指令值Tref，来计算q轴电流的指令值Iqref。
由q轴电流指令值计算部17A计算的q轴电流的指令值Iqref与上述控制电路1的情况同样地，被供给至误差计算部18。在控制电路1A中的误差计算部18以后的处理与控制电路1同样。
以上，根据控制电路1A，即使在将转矩指令值作为指示电机3的动作的目标状态的值而输入至电机驱动控制装置的情况下，也能得到与上述控制电路1同样的效果。
例如，尽管在上述实施方式中说明了电机3为表贴式永磁同步电机(SPMSM)的情况，但不限于此。即，即使在电机3并非表贴式永磁同步电机(SPMSM)的情况(例如，电机3为IPMSM的情况)下，也能够在不利用磁阻转矩而进行使d轴电流的指令值始终成为零的矢量控制的情况下，使用本实施方式所涉及的电机驱动控制装置10。
另外，在上述实施方式中，控制电路1不限于上述电路构成。控制电路1能够适用构成为与本发明的目的相符的各种电路构成。
由上述实施方式的电机驱动控制装置驱动的电机的相数不限于3相。另外，霍尔元件的数量不限于3个。
电机的旋转速度的检测方法不作特别限定。例如，可以不使用霍尔元件，而使用电机的反电动势来检测旋转速度。
上述流程图是具体例，本发明不限于该流程图，例如可以在各步骤间插入其他处理，还可以使处理并行化。
符号说明
1控制电路，2驱动电路，2a逆变电路，2b预驱动电路，2c电流检测电路，3电机，4、4u、4v、4w旋转位置检测器(霍尔元件)，10电机驱动控制装置，11驱动指令获取部，12旋转角度获取部，13旋转速度获取部，14驱动电流值获取部，15q轴电流值计算部，16误差计算部，17、17A q轴电流指令值计算部，18误差计算部，19电压指令值计算部，20提前角控制部，21加法部，22驱动控制信号生成部，31转子(rotor)，100电机组件，151克拉克变换部，152帕克变换部，201对应关系信息，Hu、Hv、Hw旋转位置检测信号，Iu、Iv、Iw驱动电流值，Id d轴电流值，Iq q轴电流值，Iqref q轴电流的指令值，Iα、Iβ二相正交坐标(固定坐标)系的电流，Lu、Lv、Lw线圈，Q1～Q6驱动用晶体管，Sc驱动指令信号，Sc1速度指令信号，Sc2转矩指令信号，Sd驱动控制信号，Vcc直流电源，Vuu、Vul、Vvu、Vvl、Vwu、Vwl驱动信号，Vm电流检测信号，Vref电压指令值，θ旋转角度，σ角度，
Figure BDA0003308181300000191
以q轴为基准的提前角值(相对于q轴的角度)，δ以d轴为基准的提前角值，ω旋转速度，ωref目标旋转速度。

Claims (9)

1.一种电机驱动控制装置，其特征在于，包括：
控制电路，其输出用于驱动电机的驱动控制信号；以及
驱动电路，其基于从所述控制电路输出的所述驱动控制信号驱动所述电机，
所述控制电路具有：
驱动电流值获取部，其获取所述电机的线圈的驱动电流值；
旋转角度获取部，其获取所述电机的转子的旋转角度；
旋转速度获取部，其获取所述转子的旋转速度；
q轴电流值计算部，其基于由所述驱动电流值获取部获取到的所述驱动电流值以及由所述旋转角度获取部获取到的所述转子的旋转角度，计算二相旋转坐标系的q轴电流值；
q轴电流指令值计算部，其基于用于指示所述电机的动作的目标状态的值，计算所述二相旋转坐标系的q轴电流的指令值；
电压指令值计算部，其以由所述q轴电流指令值计算部计算的所述q轴电流的指令值与由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值的差变小的方式，计算所述二相旋转坐标系的电压指令值；
提前角控制部，其基于由所述q轴电流值计算部计算的所述q轴电流值、以及由所述旋转速度获取部获取到的所述转子的旋转速度，计算使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值；以及
驱动控制信号生成部，其基于由所述提前角控制部计算的所述提前角值与所述转子的旋转角度相加后的角度、以及由所述电压指令值计算部计算的所述电压指令值，进行空间矢量变换，并生成所述驱动控制信号。
2.根据权利要求1所述的电机驱动控制装置，其中，
使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值是基于如下角度的值，该角度是所述电压指令值矢量在d轴方向的分量与当所述d轴电流值为零时的d轴电压值一致时的、所述电压指令值矢量相对于q轴的角度。
3.根据权利要求1或2所述的电机驱动控制装置，其中，
所述提前角控制部具有表示所述转子的旋转速度、所述q轴电流值和所述提前角值的对应关系的对应关系信息，并基于所述对应关系信息计算所述提前角值。
4.根据权利要求3所述的电机驱动控制装置，其中，
所述对应关系信息是将所述提前角值按照所述转子的旋转速度与所述q轴电流值的组合赋予对应关系的表。
5.根据权利要求3所述的电机驱动控制装置，其中，
在将所述电压指令值设为Vref、将所述转子的旋转速度设为ω、将q轴电感设为Lq、将所述q轴电流值设为Iq、且将所述电压指令值矢量相对于q轴的角度设为φ时，所述对应关系信息包含以下述式(A)表示的函数：
Figure FDA0003308181290000021
6.根据权利要求2至5中任一项所述的电机驱动控制装置，其中，
所述提前角控制部通过将所述电压指令值矢量相对于q轴的角度加上π/2来计算所述提前角值。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电机驱动控制装置，其中，
指示所述电机的动作的目标状态的值是所述电机的旋转速度的目标值，
所述q轴电流指令值计算部以使所述电机的旋转速度的目标值与由所述旋转速度获取部获取到的所述转子的旋转速度之差变小的方式，计算所述q轴电流的指令值。
8.根据权利要求1至6中任一项所述的电机驱动控制装置，其中，
指示所述电机的动作的目标状态的值是所述电机的转矩的目标值。
9.一种电机驱动控制方法，其特征在于，包括：
第一步骤，其中，获取电机的转子的旋转角度；
第二步骤，其中，获取所述转子的旋转速度；
第三步骤，其中，获取所述电机的线圈的驱动电流值；
第四步骤，其中，基于通过所述第三步骤获取到的所述驱动电流值以及通过所述第一步骤获取到的所述转子的旋转角度，计算二相旋转坐标系的q轴电流值；
第五步骤，其中，基于指示所述电机的动作的目标状态的值，计算所述二相旋转坐标系的q轴电流的指令值；
第六步骤，其中，以使通过所述第五步骤计算的所述q轴电流的指令值与通过所述第四步骤计算的q轴电流值之差变小的方式，计算所述二相旋转坐标系的电压指令值；
第七步骤，其中，基于通过所述第四步骤计算的所述q轴电流值以及通过所述第二步骤获取到的所述转子的旋转速度，计算使所述二相旋转坐标系的d轴电流值成为零的提前角值；以及
第八步骤，其中，基于将通过所述第七步骤计算的所述提前角值与所述转子的旋转角度相加后的角度、以及通过所述第六步骤计算的所述电压指令值，进行空间矢量变换，并生成用于控制所述电机的驱动的驱动控制信号。
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