JP5228643B2 - ブラシレスモータのセンサレス制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、ブラシレスモータのセンサレス制御装置に関する。

従来、ブラシレスモータの駆動を制御する制御装置として、固定座標系（互いに１２０°の角度をなして１点で交わるｕ軸、ｖ軸およびｗ軸からなる座標系）における３相の電流値を回転座標系（界磁極の磁束方向を示すｄ軸およびこれと直交するｑ軸からなる２軸座標系）における２相の電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流）に変換して、この２相の電流を用いて制御するベクトル制御を行うものが知られている。

ベクトル制御を行うに際し、ブラシレスモータのロータの角度を直接検出するためのセンサを使用せずに、ロータの角度および速度を推定するセンサレス制御装置も知られており、このようなブラシレスモータ(1)のセンサレス制御装置(40)として、図５に示すように、２軸座標系における電流指令値を算出する速度制御部(41)と、２軸座標系における電流指令値に基づいて２軸座標系における電圧指令値を算出する電流制御部(42)と、２軸座標系における電圧指令値に基づいて３相の電圧指令値を算出する座標変換部(43)と、３相の電圧指令値に基づいてモータのステータコイルに直流駆動電流を供給するＰＷＭインバータ(44)と、モータのステータコイルに流れる相電流を検出する電流検出部(45)と、電流検出部(45)で検出された相電流に基づいて２軸座標系における電流値を算出する座標変換部(46)と、ロータ角度およびロータ速度を求める位置・速度推定部(47)とを備えているものが知られている。
特開２００７−５３８２９号公報

上記従来のブラシレスモータのセンサレス制御装置では、ブラシレスモータのロータの角度および速度を推定するために、モータモデルを用いて、ブラシレスモータを構成するステータコイルのインダクタンスや抵抗からロータの角度を推定するため、ループ処理を行って頻繁に角度を推定することが必要であり、この際の演算負荷が大きく、高性能な演算処理能力を有する高コストのＣＰＵを使用する必要があるという問題があった。

また、ブラシレスモータを構成するコイルのインダクタンスや抵抗等のモータモデルは、ブラシレスモータごとに異なっているため、制御するブラシレスモータによって、角度を推定するための演算処理プログラムを変更する必要があるという問題もあった。

この発明の目的は、高コストのＣＰＵを使用しなくても、演算処理を行うことが可能で、しかも、制御対象のブラシレスモータが変わっても、演算処理プログラムを変更する必要がないブラシレスモータのセンサレス制御装置を提供することにある。

この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置は、ｄ軸およびｑ軸からなる２軸座標系における電流指令値を算出する速度制御部と、２軸座標系における電流指令値に基づいて２軸座標系における電圧指令値を算出する電流制御部と、２軸座標系における電圧指令値に基づいて３相の電圧指令値を算出する座標変換部と、３相の電圧指令値に基づいてモータのステータコイルに直流駆動電流を供給するインバータとを備えており、ブラシレスモータに対してセンサレスベクトル制御を行う制御装置において、ｄ軸電流の電流値に基づいてロータの補正角度を算出することによってロータの角度を制御する角度制御部と、所定時間経過する間の角度変化量から現在のロータの速度を算出する速度算出部と、前回サンプリング時に得られたロータの角度、角度制御部で得られた補正角度および速度算出部で得られた速度を使用して現在のロータの角度を算出する角度算出部とを備えており、電流制御部は、ｑ軸およびｄ軸電圧指令値のうちのｑ軸電圧指令値だけを求めるものとされていることを特徴とするものである。

角度制御部、速度算出部および角度算出部により、従来では必須であった位置・速度推定部が不要とされている。速度制御部、電流制御部、座標変換部およびインバータは、従来からあるもので、従来の電流制御部では、ｑ軸電流制御部およびｄ軸電流制御部が必須であるのに対し、これがｑ軸電流制御部だけとされて、ｄ軸電流制御部およびその周辺処理が省かれている。

従来の座標変換部において、各出力ｕ，ｖ，ｗを求める式は、以下のようなものである。

ｕ＝√２（ｄ・ｃｏｓθ−ｑ・ｓｉｎθ）／√３
ｖ＝（ｄ・ｃｏｓθ−ｑ・ｓｉｎθ）／√６−（ｄ・ｓｉｎθ＋ｑ・ｃｏｓθ）／√２
ｕ＋ｖ＋ｗ＝０
上記の角度制御部、速度算出部および角度算出部を有している本発明の構成においても、同様の式を使用することができるが、ｄ＝０に制御するとともに、ｕ，ｖ，ｗの各相が互いに１２０°ずつずれていることを用いて、以下の式で、座標変換部において、各出力ｕ，ｖ，ｗが求められる。ｑｍａｘは、速度制御部が持っている制御量の上限（リミットの値）である。

ｕ＝ｑ・ｓｉｎ（θ＋π）／ｑｍａｘ
ｗ＝ｑ・ｓｉｎ（θ＋π＋２π／３）／ｑｍａｘ
ｕ＋ｖ＋ｗ＝０
電圧指令値を求めるに際しては、電流制御部（＝ｑ軸電流制御部）からの制御量に比例したＵ相、Ｗ相出力を求める。このときの前提として、位相θは０に制御され、そのときのＵ相電流の正弦波がｓｉｎ（θ＋π）で、Ｗ相電流およびＶ相電流がそれぞれ±２π／３ずれた正弦波であるとする。これにより、ｄ軸電流制御部からの制御量は不要になり、ｄ軸電流制御部を省くことができる。従来の一般的なベクトル制御においては、このような構成の場合は位相が合わなくなり、正常駆動しないが、上記の角度制御部、速度算出部および角度算出部を有している本発明の構成によると、角度制御部において位相が合うようなθを算出しているので、位相が外れることはない。

手順としては、角度算出部においてｄ軸とＵ軸の位相θを算出し、角度制御部においてＵ相電流がｓｉｎ（θ＋π）となるように制御し、速度制御部の制御量（ゲイン）を指令値として、電流制御部（＝ｑ軸電流制御部）においてゲイン成分の制御量（ｑ）を算出し、Ｕ相出力がｓｉｎ（θ＋π）で推移するので、ゲイン割合を乗じてＵ相出力量とし、Ｗ相出力はＵ相出力より２π／３進んでいることから求め、Ｖ相出力は、各出力の総和が０であることから求める。

これにより、ｄ軸電流制御部およびその周辺処理が省け、キャリア周波数内の処理時間が約１０％短縮できる。

ｄ軸電流値は、所定間隔（サンプリング間隔）Ｔｓで３相の相電流の電流値ｉｕ，ｉｖおよびｉｗに基づいて算出（サンプリング）され、これに応じて、ロータの補正角度Δθおよび現在（今回サンプリング時）のロータの角度θが算出される。現在のロータの速度ωは、好ましくは、サンプリング間隔ごとではなく、例えばロータの１回転ごとに算出される。

角度制御部は、ｄ軸電流値ｉｄを指令値ｉｄ＊（具体的には例えば０）に収束させるように、ロータの角度θを補正するための補正角度Δθを算出し、これにより、ロータの角度のずれが補正される。

角度算出部では、サンプリング間隔Ｔｓごとに、前回サンプリング時に得られたロータの角度θ’および速度ωを使用してθ＝θ’＋ω×Ｔｓ＋Δθによって現在（今回サンプリング時）のロータの角度θが求められる。

速度算出部では、例えば、ロータが１回転するのに要する時間Ｔを求め、ω＝２π／Ｔとして現在のロータの速度ωを求めることができる。また、Ｔｓ×Ｋ時間経過後にその間の角度算出部における角度変化量をδとして、ω＝δ／（Ｋ×Ｔｓ）によってωを求めることもできる。

角度制御部で得られた補正角度Δθ、速度算出部で得られた速度ωおよび角度算出部で得られたロータの角度θ’に基づいて、現在のロータの角度θが算出されることにより、ロータの角度θをロータの真の角度に収束させることができ、モータモデルを用いずに演算負荷の小さい簡単な演算でセンサレスベクトル制御を行うことができる。

この発明のブラシレスモータのセンサレス制御装置によると、モータモデルを用いて角度および速度を推定する従来のものに比べて、演算負荷の小さい簡単な演算でセンサレスベクトル制御を行うことができ、また、制御するブラシレスモータに対応させて、演算処理プログラムを変更する必要がなく、コストを低減しかつ汎用性の高いセンサレス制御装置を得ることができる。そして、ｄ軸電流制御部を省くことで、キャリア周波数の周期内の処理時間が短縮でき、低価格化が可能となる。

この発明の実施の形態を、以下図面を参照して説明する。

図１は、この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置を示している。また、図４は、図５に示した従来技術を改良したもので、本発明の比較例を示している。

以下では、先に、図４に示した比較例を説明する。

ブラシレスモータは、永久磁石界磁同期モータ(1)とセンサレス制御装置(2)とから構成されている。同期モータ(1)は、複数相（この例では３相）のステータコイル(3)を有するステータ(4)と、永久磁石を有するロータ(5)とを備えている。

センサレス制御装置(2)は、センサレスベクトル制御を行うもので、２軸座標系におけるｄ軸・ｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を算出する速度制御部(11)と、２軸座標系におけるｄ軸・ｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊に基づいて２軸座標系におけるｄ軸・ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出するｑ軸電流制御部(31)およびｄ軸電流制御部(32)と、２軸座標系におけるｄ軸・ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいて３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する３相への座標変換部(13)と、３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてモータ(1)のステータコイル(3)に直流駆動電流を供給するＰＷＭインバータ(14)と、ステータコイル(3)に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖに基づいて各相の電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを求める電流検出部(15)と、相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて２軸座標系におけるｄ軸・ｑ軸電流値ｉｄ，ｉｑを算出する２相への座標変換部(16)と、補正角度Δθを算出する角度制御部(17)と、速度ωを算出する速度算出部(18)と、角度θを算出する角度算出部(19)と、起動時における角度制御部(17)への指令値として位相が遅れる方向の初期値ｄｎを与える起動指令部(20)とを備えている。

角度制御部(17)、速度算出部(18)、角度算出部(19)および起動指令部(20)は、本発明の特徴部分で、これらの構成によって、従来使用されていた位置・速度推定部（図５参照）が省略されている。

上記各部(11)(13)(14)(15)(16)(17)(18)(19)(20)(31)(32)は、作業用記憶領域を有するＲＡＭを用いて、ＲＯＭに記憶された演算処理プログラムおよび制御処理プログラムを実行するＣＰＵ（図示略）により動作する。

速度制御部(11)は、外部から入力された指令速度ω＊から速度算出部(18)によって算出されたωを減算し、その減算結果（ω＊−ω）に基づいて、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊を算出してｑ軸電流制御部(31)およびｄ軸電流制御部(32)へそれぞれ出力する。なお、一般的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊は０である。

ｄ軸電流制御部(32)は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊から２相への座標変換部(16)によって算出されたｄ軸電流値ｉｄを減算し、その減算結果（ｉｄ＊−ｉｄ）に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出して３相への座標変換部(13)へ出力し、ｑ軸電流制御部(31)は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊から２相への座標変換部(16)によって算出されたｑ軸電流値ｉｑを減算し、その減算結果（ｉｑ＊−ｉｑ）に基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出して３相への座標変換部(13)へ出力する。

３相への座標変換部(13)は、角度算出部(19)によって算出された角度θを用いて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に対して座標変換を施して、３相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成し、これらの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭインバータ(14)に出力する。

ＰＷＭインバータ(14)は、各電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応した電圧が３相のステータコイル(3)に印加されるように、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを供給してモータ(1)を駆動する。

電流検出部(15)は、ＰＷＭインバータ(14)によってモータ(1)へ供給される電流をサンプリング時間Ｔｓの間隔でサンプリングすることにより、３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の相電流の電流値ｉｕ，ｉｖおよびｉｗを求め、これを２相への座標変換部(16)へ出力する。なお、電流検出部(15)は、例えば、２相の電流Ｉｕ，Ｉｖを検出して、３相目の電流値ｉｖについては、これらの２相の電流値ｉｕ，ｉｖに基づいて算出するものとされるが、これに限定されるものではない。また、サンプリング時間Ｔｓは、ロータ(5)が１回転するための時間よりも短い時間とされる。

２相への座標変換部(16)は、角度算出部(19)によって算出された角度θを用いて、相電流の電流値ｉｕ，ｉｖおよびｉｗに対して座標変換を施すことにより、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑを算出し、これらをｑ軸電流制御部(31)およびｄ軸電流制御部(32)へそれぞれ出力する。ここで、ｄ軸電流値ｉｄは、角度制御部(17)へも出力される。

角度制御部(17)は、２相への座標変換部(16)からｄ軸電流値ｉｄが入力されるごとに、このｄ軸電流値ｉｄに基づいて補正角度Δθを算出する。算出された補正角度Δθは、角度算出部(19)に出力されて、ロータ(5)の角度θの制御に使用される。Δθの算出には、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御またはＰ制御が使用される。

ＰＩ制御（比例・積分）を行う場合、補正角度Δθは、Ｅ：ｄ軸電流値ｉｄと所定の指令値ｄ＊（例えば０）との偏差、Ｃｐ：ＰＩ制御の比例ゲイン、Ｆ：ｄ軸電流値ｉｄと所定の指令値ｄ＊との偏差であるＥの累積値、Ｃｉ：ＰＩ制御の積分ゲインとして、次の式で算出される。

Δθ＝Ｃｐ×Ｅ＋Ｃｉ×Ｆ
ＣｐおよびＣｉは、制御装置(2)にモータ(1)を実際に制御させた結果により最適な値が定められる。このため、制御装置(2)は、制御されるモータ(1)を構成するステータコイル(3)のインダクタンスや抵抗に依存せずに、モータ(1)を制御することができ、汎用性の高いものとなる。

速度算出部(18)は、角度算出部(19)で算出されたロータの角度θを用いて、ロータの速度ωを求める。ロータの角度θは、サンプリング間隔Ｔｓごとに角度算出部(19)において算出されているので、サンプリング間隔Ｔｓの間のロータの角度変化をＴｓで割ることで、ロータの速度ωを求めることができる。この速度算出部(18)では、サンプリング間隔Ｔｓごとにロータの速度を求めるのではなく、ロータ(5)が３６０°回転したか否かを判断し、３６０°回転した場合に、これに要した時間Ｔを求めて、２π（＝３６０°）／Ｔにより、ロータの速度を求めている。ロータの速度を求めるタイミングは、ロータが３６０°回転したときに限られるものではなく、より一般的な式として、（θ(ｋ＋ｍ)−θｋ）／（ｍ×Ｔｓ）、ｍ：任意の自然数、を使用してサンプリング間隔Ｔｓごとまたはその２倍以上の間隔で求めることもできる。ただし、速度変化は、比較的緩やかであるので、サンプリング間隔Ｔｓで常に求める必要はなく、ω＝２π／Ｔの式を使うことにより、演算処理を簡単なものとすることができる。

角度算出部(19)は、相電流の電流値ｉｕ，ｉｖおよびｉｗがサンプリングされるごとに（サンプリング時間Ｔｓ間隔で）、角度制御部(17)で算出された補正角度Δθ、速度算出部(18)で算出された速度ωおよびサンプリング時間Ｔｓを用いて、ロータの角度θを算出する。具体的には、前回のサンプリング時に算出されたロータの角度θｋを用いて、今回のサンプリング時（現在）のロータの角度θ(ｋ＋１)は、次の式により算出される。

θ(ｋ＋１)＝θｋ＋ω×Ｔｓ＋Δθ
ここで、θ(ｋ＋１)は、電気角２π分のカウンタ値とされ、θ(ｋ＋１)が２π以上の場合には、２πを減算し、０≦θ(ｋ＋１)＜２πの関係が満たされる。

上記の算出により、図２に示すように、ロータ(5)が図中の矢印Ｒの方向へ回転する場合、所定時刻ｎにおけるロータ(5)の角度θｎと、これからサンプリング間隔Ｔｓが経過する間にロータ(5)が回転する角度ω×Ｔｓと、角度制御部(17)で算出された補正角度Δθとの和として、現在のロータ(5)の角度θｎ＋１が求められる。この現在のロータ(5)の角度θｎ＋１に補正角度Δθが含まれていることにより、現在のロータ(5)の角度θｎ＋１をロータ(5)の実際の角度へ収束させることができる。算出されたロータ(5)の角度θｎは、各座標変換部(13)(16)に出力される。

こうして、制御装置(2)は、演算処理プログラムおよび制御処理プログラムを実行して、モータモデルを用いずにロータの角度θを算出し、ｄ軸電流を０に収束させるように、ロータの角度のずれが補正される。この制御装置(2)では、ロータの角度および速度を求めるに際してモータモデルを用いないことから、制御するブラシレスモータに対応させて、演算処理プログラムを変更する必要がなく、しかも、演算負荷の小さい簡単な演算でセンサレスベクトル制御を行うことができる。

上記において、比較例のセンサレスベクトル制御では、速度制御部(11)の出力値をｑ軸電流制御部(31)の指令値とし、位相量としてはｄ軸電流指令値＝０でｄ軸電流制御部(32)が使用されている。ｉｕ、ｉｖおよびｉｗを使用して、Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを求める一連の処理は、通常、キャリア周波数の周期内で行われ、比較例のものでは、高キャリア周波数が要求される場合には、ＣＰＵとして高性能なもの（例えば３２ビットＣＰＵ）が必要となる。

比較例において、ｄ軸電流で制御する制御部として、ｄ軸電流を制御するｄ軸電流制御部(32)と位相角θを制御する角度制御部(17)との２つがある。すなわち、ｄ軸電流制御部(32)を省いても位相の制御が可能である。本願発明は、この点に着目してなされたものであり、これが図１に示されている。以下では、図４と同じ構成には、同じ符号を付してその説明を省略し、相違点についてのみ説明する。

本発明のブラシレスモータのセンサレス制御装置では、比較例ではｑ軸電流制御部(31)およびｄ軸電流制御部(32)の２つの電流制御部があったのに対し、ｄ軸電流制御部(32)が省略されて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出するｑ軸電流制御用電流制御部(12)だけとされている。そして、座標変換部(13)においては、この電流制御部(12)から入力されたＶｑ＊および角度算出部(19)から入力されたθを使用して、ＰＷＭインバータ(14)に入力するための各電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が次の式で求められている。

Ｖｕ＊＝ｑ・ｓｉｎ（θ＋π）／ｑｍａｘ
Ｖｗ＊＝ｑ・ｓｉｎ（θ＋π＋２π／３）／ｑｍａｘ
Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊＋Ｖｗ＊＝０
上記において、ｑｍａｘは、速度制御部(11)が持っている制御量の上限（リミットの値）であり、これを指令値として、電流制御部(12)において、ゲイン成分の制御量ｑが算出されることで、図４におけるｄ軸電流制御部(32)が不要とされている。

こうして、ｄ軸電流制御部(32)およびその周辺処理が省かれることにより、上記比較例の利点である演算負荷の軽減がより一層図られている。

図３に、起動時および定常運転時の制御装置の動作を示すフローチャートを示す。

起動指令が出されると（ステップＳ１１）、まず、ｄ＝ｄｎ≠０が初期の指令値として角度制御部(17)に与えられる（ステップＳ１２）。これにより、速度算出部(18)において初期速度ωｏが求められ、角度算出部(19)において初期位相θｏが求められる（ステップＳ１３）。この結果、ロータの速度がこの初期速度に対応する値に増加し、確実に起動が行われる（ステップＳ１４）。角度制御部(17)に与えられる指令値は、時間とともに減少して、ｄ＝０すなわち定常時の指令値となり（ステップＳ１５）、この後は、定常運転（ｄ軸電流値ｉｄを使用したセンサレスベクトル制御）に移行する（ステップＳ１６）。

センサレスベクトル制御では、電流検出部(15)によって、各相の電流値ｉｕ，ｉｖおよびｉｗが求められ（ステップＳ１７）、これに基づいて、２相への座標変換部(16)によって、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値が算出される（ステップＳ１８）。次いで、ｄ軸電流値を用いて、角度制御部(17)によって補正角度Δθが算出される（ステップＳ１９）。次いで、角度算出部(19)によって、サンプリング間隔Ｔｓ後のロータの角度θが算出される（ステップＳ２０）。ステップ１７からステップ２０までは、サンプリング間隔Ｔｓごとに繰り返され、この繰り返し途中に、ロータが３６０°回転したか否かを判定して（ステップＳ２１）、ロータが３６０°回転した場合には、速度算出部(18)によって、ロータの速度ωが算出されて、角度算出部(19)で使用されるロータの速度ωの値が更新される（ステップＳ２２）。定常運転時には、ステップ１７からステップ２２までが繰り返され、この途中にモータの電源がオフとされた場合（ステップＳ２３）、運転が終了する。

上記ブラシレスモータのセンサレス制御装置は、例えば、電動ポンプに適用されるほか、その他の全てのブラシレスモータの正弦波センサレス駆動に適用することができる。

図１は、この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置を示すブロック図である。 図２は、角度算出部が算出する角度を説明する図である。 図３は、この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置の要部の動作ステップを示すフローチャートである。 図４は、この発明によるブラシレスモータのセンサレス制御装置の比較例を示す図１に対応するブロック図である。 図５は、従来のブラシレスモータのセンサレス制御装置を示すブロック図である。

符号の説明

(1) モータ
(2) センサレス制御装置
(3) ステータコイル
(4) ステータ
(5) ロータ
(11) 速度制御部
(12) 電流制御部
(13) 座標変換部
(14) ＰＷＭインバータ
(17) 角度制御部
(18) 速度算出部
(19) 角度算出部

Claims (1)

1. ｄ軸およびｑ軸からなる２軸座標系における電流指令値を算出する速度制御部と、２軸座標系における電流指令値に基づいて２軸座標系における電圧指令値を算出する電流制御部と、２軸座標系における電圧指令値に基づいて３相の電圧指令値を算出する座標変換部と、３相の電圧指令値に基づいてモータのステータコイルに直流駆動電流を供給するインバータとを備えており、ブラシレスモータに対してセンサレスベクトル制御を行う制御装置において、
   ｄ軸電流の電流値に基づいてロータの補正角度を算出することによってロータの角度を制御する角度制御部と、所定時間経過する間の角度変化量から現在のロータの速度を算出する速度算出部と、前回サンプリング時に得られたロータの角度、角度制御部で得られた補正角度および速度算出部で得られた速度を使用して現在のロータの角度を算出する角度算出部とを備えており、
   電流制御部は、ｑ軸およびｄ軸電圧指令値のうちのｑ軸電圧指令値だけを求めるものとされていることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。

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