JP6051728B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、埋込磁石同期モータを制御するモータ制御装置に関する。

従来から、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ突極性を有する埋込磁石同期モータが知られている。埋込磁石同期モータは、永久磁石のＮ極の向きにｄ軸、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸から電気角でπ／２進んだ方向）にｑ軸を定めたｄ−ｑ座標を用いた電流ベクトル制御により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）への通電が制御される。電流ベクトル制御では、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とが算出され、この電流指令値に追従した電流が流れるようにモータへの通電が行われる。負のｄ軸電流を流した場合には、ｄ軸電機子反作用磁束が永久磁石を減磁させるように作用するため、誘起電圧の上昇が抑制され、モータの定出力運転範囲を拡大することができる。このため、埋込磁石同期モータでは、負のｄ軸電流による弱め磁束制御が可能となっている。

特許文献１には、弱め磁束制御についての技術が提案されている。この特許文献１に提案された弱め磁束制御では、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差に基づいて設定されるｄ軸電圧指令値と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいて設定されるｑ軸電圧指令値とを表す電圧指令ベクトルを計算し、電圧指令ベクトルの大きさ（スカラー）と弱め磁束基準値との偏差をＰＩ演算（比例積分演算）してｄ軸電圧補償値を算出する。そして、ｄ軸電圧補償値をｄ軸電圧指令値に加算することによりｄ軸電圧指令値を増加させて誘起電圧の上昇を抑制する。

特開２００７−１２４７２２号公報

（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、特許文献１に提案された弱め磁束制御では、電圧指令ベクトルの大きさと弱め磁束基準値との偏差が大きいと、ＰＩ演算されたｄ軸電圧補償値が大きく変化し、これにともなってｄ軸電流が大きく変化する。ｄ−ｑ座標系においては、次式（１）に示す電圧方程式が成立する。この式の右辺第１項の１行２列の項（−ωＬ_ｑ）は、ｑ軸電機子反作用を表し、ｑ軸電流ｉ_ｑがｄ軸電圧ｖ_ｄに影響を与える干渉項となる。また、２行１列の項（ωＬ_ｄ）は、ｄ軸電機子反作用を表し、ｄ軸電流ｉ_ｄがｑ軸電圧ｖ_ｑに影響を与える干渉項となる。このため、特許文献１に提案された弱め磁束制御では、電圧指令ベクトルの大きさと弱め磁束基準値との偏差が大きいと、ｄ軸電流だけでなくｑ軸電流も大きく変化し、電流が定常状態になるまでに時間を要する。

上記式（１）において、Ｒａは電機子巻線抵抗、ｐは微分演算子、ωは電気角速度、Ψａは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンスを表す。

また、ｄ−ｑ座標を用いた電流ベクトル制御においては、モータの電気角に基づいて通電制御が行われるが、例えば、電気角を検出する回転角センサを備えずに電気角を推定するセンサレス方式でモータを駆動する場合には、ｄ軸電流の変化が電気角の推定に対して無視できない外乱となる。このため、モータの動作が不安定となり、脱調を招く可能性もある。

本発明は、上記課題に対処するためになされたもので、安定した弱め磁束制御を行うことを目的とする。

（課題を解決するための手段）
上記課題を解決する本発明の特徴は、埋込磁石同期モータ（１０）の永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と前記ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標を用いて、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流を指令するｑ軸電流指令値とｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流を指令するｄ軸電流指令値とを表す電流ベクトルを演算する電流ベクトル演算手段（２３）と、前記ｑ軸電流指令値および前記ｄ軸電流指令値に追従したｑ軸電流およびｄ軸電流が流れるようにフィードバック制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段（２８，２９）とを備え、前記電圧指令値に応じた駆動制御信号を前記埋込磁石同期モータの駆動回路（５０）に出力するモータ制御装置において、
前記電圧指令値の大きさが第１基準値（Ｖref１）よりも大きくなったときに、前記電流ベクトル演算手段により演算された前記ｄ軸電流指令値を、予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値に変更する弱め磁束増加制御手段（２４，Ｓ１２）を備えたことにある。

本発明のモータ制御装置は、突極性を有する永久磁石同期モータである埋込磁石同期モータを制御するもので、埋込磁石同期モータを制御するために、電流ベクトル演算手段と電圧指令値演算手段と弱め磁束増加制御手段とを備えている。電流ベクトル演算手段は、モータの永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標を用いて、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流を指令するｑ軸電流指令値とｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流を指令するｄ軸電流指令値とを表す電流ベクトルを演算する。電流ベクトル演算手段は、例えば、同一電流に対して発生トルクを最大にする電流ベクトル制御である最大トルク制御、任意の負荷条件に対して損失を最小にする電流ベクトル制御である最大効率制御など、公知の手法で電流ベクトルを演算することができる。

電圧指令値演算手段は、ｑ軸電流指令値およびｄ軸電流指令値に追従したｑ軸電流およびｄ軸電流が流れるようにフィードバック制御するための電圧指令値を演算する。例えば、電圧指令値演算手段は、ｑ軸電流指令値とｑ軸実電流値（ｑ軸検出電流値）との偏差に応じたｑ軸電圧指令値と、ｄ軸電流指令値とｄ軸実電流値（ｄ軸検出電流値）との偏差に応じたｄ軸電圧指令値とを演算する。そして、電圧指令値に応じた駆動制御信号がモータの駆動回路に出力される。これにより、モータには、ｑ軸電流指令値およびｄ軸電流指令値に追従したｑ軸電流およびｄ軸電流が流れる。

モータが高速回転する領域では、誘起電圧（逆起電圧）が上昇し、モータ端子電圧も大きくなってしまう。誘起電圧がモータの入力電圧以上になると、それ以上、モータに電流を流すことができなくなり、回転数も増加させることができなくなる。そこで、弱め磁束増加制御手段は、電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときに、電流ベクトル演算手段により演算されたｄ軸電流指令値を、予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値に変更する。ｄ軸電流を負の方向に流すことでｄ軸電機子反作用による減磁効果が得られ、ｄ軸方向の磁束を減少させることができる。これにより誘起電圧の上昇を抑制することができ、モータの回転数を増加させることができる。この場合、弱め磁束増加制御手段により設定されるｄ軸電流指令値は、予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するため、ｄ軸電流の変化を小さく維持して弱め磁束制御を行うことができる。従って、安定した弱め磁束制御を行うことができる。

本発明の他の特徴は、前記弱め磁束増加制御手段は、前記電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときの前記電流ベクトル演算手段により演算された前記ｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定することにある。

本発明によれば、電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときの電流ベクトル演算手段により演算されたｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値が設定される。従って、弱め磁束増加制御手段の作動開始時においてもｄ軸電流の変化を小さく維持することができる。従って、安定した弱め磁束制御にスムーズに移行させることができる。

本発明の他の特徴は、前記弱め磁束増加制御手段は、前記電圧指令値演算手段が前記ｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期で、前記ｄ軸電流指令値を設定量（ｉgrad）ずつ負の方向に増加させることにある。

本発明によれば、電圧指令値演算手段がｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期（長い周期）で、ｄ軸電流指令値を負の方向に設定量ずつ増加させるため、一層安定した弱め磁束制御を行うことができる。

本発明の他の特徴は、前記電圧指令値の大きさが前記第１基準値よりも小さい第２基準値（Ｖref２）よりも小さくなったときに、前記弱め磁束増加制御手段により設定された前記ｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で正の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定する弱め磁束低減制御手段（２４，Ｓ１５）を備えたことにある。

弱め磁束増加制御手段によって負のｄ軸電流が増加すると誘起電圧が低下していき、それに伴って電圧指令値も低下する。本発明では、必要以上に負のｄ軸電流を増加させないようにするために、弱め磁束低減制御手段が設けられている。弱め磁束低減制御手段は、電圧指令値の大きさが第１基準値よりも小さい第２基準値よりも小さくなったときに、弱め磁束増加制御手段により設定されたｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で正の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定する。これにより、負のｄ軸電流が徐々に小さくなっていく。従って、本発明によれば、負のｄ軸電流の大きさを適正に調整することができる。また、電圧指令値の大きさが第１基準値と第２基準値との間の値となるときには、ｄ軸電流指令値を変化させずに維持させることができるため、ｄ軸電流指令値のハンチングを防止することができる。

本発明の他の特徴は、前記弱め磁束低減制御手段は、前記電流ベクトル演算手段により演算されたｄ軸電流指令値よりも負の大きさが小さくならない範囲で前記ｄ軸電流指令値を正の方向に増加させることにある。

本発明によれば、電流ベクトル演算手段により演算された負のｄ軸電流指令値の大きさよりも小さくならない範囲で、ｄ軸電流指令値の負の大きさが減少していく。従って、弱め磁束制御を適正に終了させることができる。

本発明の他の特徴は、前記弱め磁束低減制御手段は、前記電圧指令値演算手段が前記ｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期で、前記ｄ軸電流指令値を設定量（ｉgrad）ずつ正の方向に増加させることにある。

本発明によれば、電圧指令値演算手段がｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期（長い周期）で、ｄ軸電流指令値を正の方向に設定量ずつ増加させるため、一層安定した弱め磁束制御を行うことができる。

尚、上記説明においては、発明の理解を助けるために、実施形態に対応する発明の構成に対して、実施形態で用いた符号を括弧書きで添えているが、本発明の各構成要件は前記符号によって規定される実施形態に限定されるものではない。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。 弱め磁束制御ルーチンを表すフローチャートである。 ｄ−ｑ座標と３相座標との関係を表す説明図である。 ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルを表す説明図である。 α―β座標と３相座標との関係を表す説明図である。

以下、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置について図面を用いて説明する。図１は、モータ制御装置１の機能を表す制御ブロック図である。本実施形態のモータ制御装置１の制御対象となるモータ１０は、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）である。また、モータ１０は、空調機の冷媒を圧縮する圧縮機１００の駆動用として用いられる。

埋込磁石同期モータは、ステータに電機子巻線を設け、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだ突極性を有する永久磁石同期モータである。埋込磁石同期モータは、図３に示すように、ロータに設けられた永久磁石の磁界が貫く方向（Ｎ極の向き）にｄ軸、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸に対して電気角がπ／２だけ進んだ方向）にｑ軸を定めたｄ−ｑ座標を用いた電流ベクトル制御により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）への通電が制御される。ｄ−ｑ座標は、ロータの回転と同期して回転する回転座標であり、ステータのＵ相コイルを貫く軸とｄ軸との成す角度θｅが電気角となる。従って、ｄ−ｑ座標を用いた電流ベクトル制御においては、電気角θｅに基づいて通電制御が行われる。

図４に示すように、ｄ−ｑ座標における電流ベクトルｉ_ｄｑは、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流ｉ_ｑと、ｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流ｉ_ｄとに分けて表される。ｑ軸に対する電流ベクトルｉ_ｄｑの向き、つまり、電流ベクトルｉ_ｄｑのｑ軸となす角度が電流位相θとなる。尚、電流ベクトルｉ_ｄｑは、そのスカラーＩ_ｄｑ（＝｜ｉ_ｄｑ｜）と、電流位相θとによって極座標形式で表すこともできる。

埋込磁石同期モータの極対数をＰｎとすると、埋込磁石同期モータのトルクＴは、次式（２）にて表すことができる。

式（２）の右辺第１項は、永久磁石の電機子鎖交磁束のみの変化により発生するマグネットトルクを表し、右辺第２項は、磁気的な突極性により電機子巻線の自己インダクタンスならびに相互インダクタンスがロータの位置に伴って変化し、それによって発生するリラクタンストルクを表している。埋込磁石同期モータにおいては、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄがｑ軸インダクタンスＬ_ｑよりも小さい（Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑ）ため、負のｄ軸電流を流すことにより、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクを出力させることが可能となっている。従って、埋込磁石同期モータにおいては、ｄ軸電流とｑ軸電流とで表される電流ベクトル制御により、例えば、同一電流に対して発生トルクを最大にする最大トルク制御、任意の負荷条件に対して損失を最小にする最大効率制御、力率を１にする力率１制御、ｄ軸電流を常にゼロに保つｄ軸電流ゼロ制御などを行うことができる。

また、負のｄ軸電流は、ｄ軸電機子反作用により総合電機子鎖交磁束を減少させるため、高速回転領域での誘起電圧の上昇を抑制し、定出力運転範囲を拡大することができる。このため、負のｄ軸電流による弱め磁束制御を行うことができる。

本実施形態のモータ制御装置１は、最大トルク制御手法などを使って電流ベクトルの指令値を演算するとともに、高速回転領域での誘起電圧の上昇を抑制するために、弱め磁束制御を組み合わせて最終的な電流ベクトルの指令値を決定する。

モータ制御装置１は、図１に示すように、マイコンを主要部として備えた演算部２０と、モータ１０の駆動回路であるインバータ５０とを備えている。演算部２０は、角速度偏差計算部２１と、目標トルク計算部２２と、ベクトル制御部２３と、弱め磁束制御部２４と、上限値制限部２５と、ｑ軸電流偏差計算部２６と、ｄ軸電流偏差計算部２７と、ｑ軸指令電圧計算部２８と、ｄ軸指令電圧計算部２９と、ｄｑ−αβ座標変換部３０と、αβ−３相座標変換部３１と、３相−αβ座標変換部３２と、αβ−ｄｑ座標変換部３３と、電気角推定部３４とを備えている。各機能部は、マイコンの制御プログラムの実行により実現されるものである。

インバータ５０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子を用いて３相のブリッジ回路を構成したもので、スイッチング素子に入力されるＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子のデューティ比が制御されて、モータ１０の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流す電流を調整する。インバータ５０からモータ１０に電力を供給する３相パワーライン５１には、電流センサ４０が設けられており、この電流センサ４０により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが検出される。尚、３相の電流値の合計はゼロになるため、２相にのみ電流センサ設けて、残りの１相については、計算により検出するようにしてもよい。

以下、演算部２０における各機能部について説明する。角速度偏差計算部２１は、目標角速度ω^＊と実角速度ωとを入力し、その偏差Δω（＝ω^＊−ω）を計算する。目標角速度ωは、モータ１０の目標角速度であって、空調機の負荷に応じて設定される。本実施形態のモータ制御装置１は、モータ１０の電気角を検出する回転角センサを備えていなく、電気角を推定するセンサレスタイプであるため、実角速度ωは、電気角推定部３４にて推定された角速度が使用される。尚、センサレスタイプとせずに、モータ１０に回転角センサを設けて、モータ１０の電気角（または機械角）を検出する構成であってもよい。角速度ωは、電気角（または機械角）を時間微分することにより検出することができる。

角速度偏差計算部２１は、計算した偏差Δωを目標トルク計算部２２に出力する。目標トルク計算部２２は、偏差ΔωをＰＩ演算（比例積分演算）して目標トルクＴ^＊を算出し、算出した目標トルクＴ^＊をベクトル制御部２３に出力する。ベクトル制御部２３は、目標トルクＴ^＊に基づいて、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊と、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊とを表す電流ベクトルｉ_ｄｑ１’^＊を計算する。指令電流とは、電流指令値を意味している。

ｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊は、後述する上限値制限部２５により上限制限される場合があるので、最終的なｑ軸電流の指令値を表しているとは限らない。このため、符号に「’」を付加して最終的な指令値と区別している。また、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊については、後述する弱め磁束制御部２４により補正され、更に、上限値制限部２５により上限制限される場合があるので、最終的なｄ軸電流の指令値を表しているとは限らない。このため、弱め磁束制御部２４により補正される前のｄ軸電流の指令値については、符号に「１」を付加し、弱め磁束制御部２４により補正された後のｄ軸電流の指令値については、符号に「２」を付加することにより両者を区別する。また、上限値制限部２５により上限制限される前のｄ軸電流の指令値については、符号に「’」を付加して最終的な指令値と区別している。

本実施形態のベクトル制御部２３は、電機子電流に対して最も効率的にトルクを発生する状態となるように電流ベクトルを制御する方法、つまり、最大トルク制御によって電流ベクトルｉ_ｄｑ１’^＊を計算する。

埋込磁石同期モータにおいては、同一電流に対して発生するトルクを最大にできる電流位相が存在する。この電流位相を最適電流位相θｔと呼ぶ。最適電流位相θｔと電流ベクトルｉ_ｄｑの大きさＩ_ｄｑ（＝｜ｉ_ｄｑ｜＝（ｉ_ｑ ^２＋ｉ_ｄ ^２）^１／２）とは、次式（３）に表す関係を有する。

ここで、Ψａは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンスを表す。

式（３）の電流ベクトルｉ_ｄｑの大きさＩ_ｄｑは、目標トルクＴ^＊に基づいて適宜設定することができる。従って、式（３）から最適電流位相θｔを算出することができる。ベクトル制御部２３は、目標トルクＴ^＊に基づいて設定した電流ベクトルｉ_ｄｑの大きさＩ_ｄｑと最適電流位相θｔとに基づいて、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊（＝Ｉ_ｄｑ×ｃｏｓθｔ）と、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊（＝−Ｉ_ｄｑ×ｓｉｎθｔ）とを表す電流ベクトルｉ_ｄｑ１’^＊を計算する。

尚、最大トルクが得られるｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑとの関係は、次式（４）にて表すことができるため、上記の計算に代えて、目標トルクＴ^＊に基づいてｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊を適宜設定し、式（４）のｉ_ｑにｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊を代入して補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を算出するようにすることもできる。

尚、ベクトル制御部２３は、最大トルク制御に代えて、最大効率制御、力率１制御、ｄ軸電流ゼロ制御など他の電流ベクトル制御により電流ベクトルｉ_ｄｑ１’^＊を計算するように構成されていてもよい。

ベクトル制御部２３は、算出したｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊を上限値制限部２５に出力し、算出した補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を弱め磁束制御部２４に出力する。弱め磁束制御部２４は、後述する弱め磁束制御ルーチンを実行して、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を必要に応じて補正した補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を計算する。弱め磁束制御部２４は、算出した補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を上限値制限部２５に出力する。弱め磁束制御部２４については、本発明の特徴に大きく関係する構成であるため、演算部２０の全体説明の後で詳述する。

上限値制限部２５は、ベクトル制御部２３から出力されたｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊と、弱め磁束制御部２４から出力された補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊とを入力する。そして、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊と補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊とで表される電流ベクトルｉ_ｄｑ２’^＊の大きさＩ_ｄｑ２’^＊（＝｜ｉ_ｄｑ２’^＊｜＝（ｉ_ｑ’^＊２＋ｉ_ｄ２’^＊２）^１／２）が上限値Ｉ_ｄｑmaxを越えている場合には、電流ベクトルｉ_ｄｑ２’^＊の大きさＩ_ｄｑ２’^＊を上限値Ｉ_ｄｑmaxにまで下げる。この場合、上限値制限部２５は、電流位相θを変更しないように電流ベクトルｉ_ｄｑ２’^＊の大きさＩ_ｄｑ２’^＊を小さくする。従って、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊と補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊とは、同じ比率で減少することになる。上限値制限部２５は、上限制限を施した後の指令電流であるｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊とｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊とを出力する。このｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊とｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊とが最終的な電流指令値となる。この場合、電流ベクトルｉ_ｄｑ２’^＊の大きさＩ_ｄｑ２’^＊が上限値Ｉ_ｄｑmaxを越えていないケースでは、入力したｑ軸指令電流ｉ_ｑ’^＊と補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊とが、そのままｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊とｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊として出力される。

上限値制限部２５から出力されたｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊は、ｑ軸電流偏差計算部２６に入力され、上限値制限部２５から出力されたｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊は、ｄ軸電流偏差計算部２７に入力される。ｑ軸電流偏差計算部２６は、ｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊とｑ軸実電流ｉ_ｑとの偏差Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）を計算し、計算結果をｑ軸指令電圧計算部２８に出力する。ｄ軸電流偏差計算部２７は、ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊とｄ軸実電流ｉ_ｄとの偏差Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）を計算し、計算結果をｄ軸指令電圧計算部２９に出力する。ｑ軸実電流ｉ_ｑ，ｄ軸実電流ｉ_ｄは、電流センサ４０により検出されたモータ１０に流れた電流のｑ軸成分，ｄ軸成分を表すもので、αβ−ｄｑ座標変換部３３から出力される。

ｑ軸指令電圧計算部２８は、偏差Δｉ_ｑをＰＩ演算（比例積分演算）してｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊を算出し、算出したｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊をｄｑ−αβ座標変換部３０に出力する。また、ｄ軸指令電圧計算部２９は、偏差Δｉ_ｄをＰＩ演算（比例積分演算）してｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊を算出し、算出したｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊をｄｑ−αβ座標変換部３０に出力する。また、ｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊とｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊とは、弱め磁束制御部２４にも出力される。

ｄｑ−αβ座標変換部３０は、電気角θｅに基づいてｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊，ｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊をα−β座標系に変換したα軸指令電圧ｖ_α ^＊，β軸指令電圧ｖ_β ^＊を計算し、その計算結果をαβ−３相座標変換部３１、電気角推定部３４に出力する。

αβ−３相座標変換部３１は、α軸指令電圧ｖ_α ^＊，β軸指令電圧ｖ_β ^＊を３相座標系に変換したＵ相指令電圧ｖ_ｕ ^＊，Ｖ相指令電圧ｖ_ｖ ^＊，Ｗ相指令電圧ｖ_ｗ ^＊を計算し、その計算結果をインバータ５０に出力する。インバータ５０は、図示しないスイッチ駆動回路を備えており、スイッチ駆動回路からＵ相指令電圧ｖ_ｕ ^＊，Ｖ相指令電圧ｖ_ｖ ^＊，Ｗ相指令電圧ｖ_ｗ ^＊に対応したデューティ比のＰＷＭ制御信号がスイッチング素子に出力される。これにより、モータ１０の各相には、Ｕ相指令電圧ｖ_ｕ ^＊，Ｖ相指令電圧ｖ_ｖ ^＊，Ｗ相指令電圧ｖ_ｗ ^＊に応じた大きさの電圧が印加され、モータ１０が駆動される。

尚、α―β座標とは、対称三相交流をそれと等価な二相交流に変換した座標であって、図５に示すように、直交するα軸とβ軸とで表され、α軸をＵ相軸と一致するように配置した固定座標である。従って、回転座標であるｄ−ｑ座標系をα−β座標系に変換する場合には、電気角θｅを使って、次式（５）のような変換行列を用いればよく、α−β座標系を３相系に変換する場合には、次式（６）のような変換行列を用いればよい。

３相−αβ座標変換部３２は、電流センサ４０により検出される３相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ（実電流と呼ぶ）を読み込み、３相の実電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをα―β座標系に変換したα軸実電流ｉ_α，β軸実電流ｉ_βを計算し、その計算結果をαβ−ｄｑ座標変換部３３、電気角推定部３４に出力する。３相座標系をα―β座標系に変換する場合には、次式（７）のような変換行列を用いればよい。

αβ−ｄｑ座標変換部３３は、電気角θｅに基づいて、α軸実電流ｉ_α，β軸実電流ｉ_βをｄ−ｑ座標系に変換したｑ軸実電流ｉ_ｑ，ｄ軸実電流ｉ_ｄを計算する。そして、計算結果であるｑ軸実電流ｉ_ｑをｑ軸電流偏差計算部２６に出力し、ｄ軸実電流ｉ_ｄをｄ軸電流偏差計算部２７に出力する。α―β座標系をｄ−ｑ座標系に変換する場合には、次式（８）のような変換行列を用いればよい。

電気角推定部３４は、ｄｑ−αβ座標変換部３０から出力されたα軸指令電圧ｖ_α ^＊，β軸指令電圧ｖ_β ^＊と、３相−αβ座標変換部３２から出力されたα軸実電流ｉ_α，β軸実電流ｉ_βとを入力し、モータ１０の電気角θｅおよび角速度ωを推定により計算する。電気角θｅは、ｄ軸の向きを推定することにより求められ、種々の公知の手法により計算することができる。電気角推定部３４は、計算した電気角θｅをｄｑ−αβ座標変換部３０とαβ−ｄｑ座標変換部３３とに出力する。また、計算した角速度ωを角速度偏差計算部２１に出力する。

このように演算部２０は、モータ１０が目標角速度ωで回転するようにｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊、ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊を設定し、モータ１０に流れたｑ軸実電流ｉ_ｑ、ｄ軸実電流ｉ_ｄがｑ軸指令電流ｉ_ｑ ^＊、ｄ軸指令電流ｉ_ｄ ^＊に追従するようにｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊を操作して電流フィードバック制御を行う。

次に、弱め磁束制御部２４について説明する。モータ１０が高速回転すると、永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧（逆起電圧）が上昇する。この誘起電圧は、式（１）の右辺第２項（ωΨａ）で表され、ｑ軸にのみ発生する。誘起電圧が上昇して入力電圧以上になると、それ以上、モータ１０に電流を流せなくなり、モータ回転数を増加させることができなくなる。そこで、弱め磁束制御部２４は、永久磁石の電機子鎖交磁束を打ち消す方向、つまり、負のｄ軸方向に電流を流すことにより、誘起電圧の上昇を抑制する。

図２は、弱め磁束制御部２４の実行する弱め磁束制御ルーチンを表す。弱め磁束制御ルーチンは、予め設定された所定の演算周期で繰り返し実行される。この演算周期は、ｑ軸電流偏差計算部２６、ｄ軸電流偏差計算部２７、ｑ軸指令電圧計算部２８、ｄ軸指令電圧計算部２９により行われる電流フィードバック制御の演算周期よりも十分遅い（長い）周期に設定されている。

弱め磁束制御ルーチンが起動すると、弱め磁束制御部２４は、ステップＳ１１において、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１よりも大きいか否かを判断する。この場合、弱め磁束制御部２４は、ｑ軸指令電圧計算部２８の算出したｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊とｄ軸指令電圧計算部２９の算出したｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊とを読み込み、ｑ軸指令電圧ｖ_ｑ ^＊とｄ軸指令電圧ｖ_ｄ ^＊とで表される指令電圧ベクトルｖ_ｄｑ ^＊の大きさ｜ｖ_ｄｑ ^＊｜（＝（ｖ_ｑ ^＊２＋ｖ_ｄ ^＊２）^１／２）を電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑに設定する。尚、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑは、必ずしも、ｄ−ｑ座標系で表される電圧指令値の大きさを用いる必要はなく、例えば、α―β座標系の電圧指令値の大きさ、あるいは、３相座標系の電圧指令値の大きさを用いる構成であってもよい。

また、第１基準値Ｖref１は、電圧指令制限値であって、本実施形態では、図示しない電源装置からインバータ５０に供給する直流電源電圧の電圧値Ｖdcから、インバータ５０を構成するスイッチング素子の電圧降下相当分を引いた値に設定される。この場合、インバータ５０の電源電圧Ｖdcを検出する電圧センサ（図示略）の検出値を読み込んで、その値Ｖdcから電圧降下相当分Ｖdropを減算して第１基準値Ｖref１を算出するようにしてもよいし、予め設定した固定値を第１基準値Ｖref１として用いるようにしてもよい。

弱め磁束制御部２４は、ステップＳ１１において、「Ｙｅｓ」、つまり、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１よりも大きいと判定した場合は、その処理をステップＳ１２に進め、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊の値を予め設定した設定量ｉgradだけ負方向に増加させる（ｉ_ｄ２’^＊←ｉ_ｄ２’^＊＋ｉgrad）。つまり、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊に、負の値である設定量ｉgradを加算した値を、新たな補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊に設定する。このステップＳ１２の処理が最初に行われるときには、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が設定されていない。従って、弱め磁束制御部２４は、ステップＳ１２の処理を最初に行う場合には、現時点における補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊の値を、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊の初期値として使用する。この場合、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊は、負の値となっているため、ステップＳ１２の処理により、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊は、負の絶対値を増加させた値となる。

弱め磁束制御部２４は、ステップＳ１２で補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を演算すると、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を上限値制限部２５に出力して、弱め磁束制御ルーチンを一旦終了する。弱め磁束制御ルーチンは、所定の演算周期で繰り返される。このため、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１よりも大きい状況では、弱め磁束制御ルーチンが実行されるたびに、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が設定量ｉgradずつ負方向に増加される。従って、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊は、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊の値から一定の時間勾配で徐々に負の方向に増加していく。

補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊の時間勾配は、設定量ｉgradおよび弱め磁束制御ルーチンの演算周期に応じて決まる。このため、弱め磁束制御の安定条件を満たす小さめの設定量ｉgradが設定されている。また、弱め磁束制御ルーチンの演算周期は、電流フィードバック制御の演算周期よりも十分長く設定されている。

上述したステップＳ１２の処理が繰り返されることにより、ｄ軸方向の電機子鎖交磁束が減少してｑ軸に発生する誘起電圧が低下する。従って、モータ１０の端子電圧を制限電圧以下に抑えることができる。これに伴って電流フィードバックを行うための電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑも低下していく。

弱め磁束制御部２４は、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１以下になるまで低下すると（Ｓ１１：Ｎｏ）、その処理をステップＳ１３に進め、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第２基準値Ｖref２未満であるか否かについて判断する。この第２基準値Ｖref２は、第１基準値Ｖref１よりも小さな値であって、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊をハンチングさせないように不感帯を設けたものである。弱め磁束制御部２４は、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第２基準値Ｖref２以上である場合は、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を補正せずに弱め磁束制御ルーチンを一旦終了する。この場合、弱め磁束制御部２４は、直前に設定された補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を上限値制限部２５に出力する。従って、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第２基準値Ｖref２以上で第１基準値Ｖref１以下となっているあいだは、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊は、同じ値に維持される。

この状態から電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが増加して第１基準値Ｖref１を超えれば（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、上述したように補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が負の方向に増加補正される（Ｓ１２）。一方、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが低下して第２基準値Ｖref２を下回ると（Ｓ１３：Ｙｅｓ）、弱め磁束制御部２４は、その処理をステップＳ１４に進めて、現時点の（直前に設定された）補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が、ベクトル制御部２３により算出された最新の補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊以下であるか否かについて判断する。

補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を超えている場合には（Ｓ１４：Ｎｏ）、弱め磁束が必要以上に働いている状態である。そこで、弱め磁束制御部２４は、その処理をステップＳ１５に進めて、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を予め設定した設定量ｉgradだけ正の方向に増加させる（ｉ_ｄ２’^＊←ｉ_ｄ２’^＊−ｉgrad）。この場合、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊は、負の値であるため、このステップＳ１５の処理は、負の補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊の大きさ（絶対値）を小さくする処理となる。

弱め磁束制御部２４は、ステップＳ１５で補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を設定すると、設定した補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を上限値制限部２５に出力して弱め磁束制御ルーチンを一旦終了する。こうした処理が所定の演算周期で繰り返されることにより、負の補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊の大きさ（絶対値）が一定の時間勾配で徐々に少なくなっていく。そして、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊以下になると（Ｓ１４：Ｙｅｓ）、弱め磁束制御部２４は、その処理をステップＳ１６に進めて、ベクトル制御部２３により算出された補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊に設定して、設定した補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を上限値制限部２５に出力して弱め磁束制御ルーチンを一旦終了する。

尚、ステップＳ１４の判断時において、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が設定されていない状況である場合には、補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊の値を補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊として使用し、その処理をステップＳ１６に進めるようにするとよい。

以上説明した本実施形態のモータ制御装置１によれば、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１を超えたときに、ベクトル制御部２３で演算された補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を、一定の時間勾配で負の方向に増加する補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊に変更する。これにより、ｄ軸電機子反作用による減磁効果が得られて誘起電圧の上昇を抑制することができ、モータ１０の回転数を増加させることができる。この場合、弱め磁束制御の安定条件を満たすように設定された一定時間勾配で補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を負の方向に増加させる。このため、ｄ軸電流がｑ軸電圧に与える干渉項の影響が少なくなり、安定した弱め磁束制御を行うことができる。従って、干渉項の影響を低減するための非干渉制御を行う必要も無くなる。

また、弱め磁束制御を開始するときは、ベクトル制御部２３で演算された補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加する補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を設定するため、弱め磁束制御にスムーズに移行させることができる。

また、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第１基準値Ｖref１と第２基準値Ｖref２とのあいだの値をとる状況においては、ｄ軸電流が必要以上に流れていないため、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を変更しない。従って、安定した弱め磁束制御を継続させることができる。

また、電圧指令スカラー値Ｖ_ｄｑが第２基準値Ｖref２を下回った場合には、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊が補正前ｄ軸指令電流ｉ_ｄ１’^＊よりも大きいあいだは、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を一定の時間勾配で正の方向に増加する。これにより、弱め磁束が必要以上に働かないようにすることができる。また、弱め磁束を減らす場合においても、一定の時間勾配で補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を変化させるため、安定的に行うことができる。

また、ｄ軸電流の変化は、電気角推定部３４が推定する電気角θｅの演算に対して外乱として働くが、本実施形態によれば、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を一定の時間勾配で徐々に変化させるため、電気角θｅの演算への影響を低減することができる。このため、モータ１０を安定的に作動させることができ、脱調等の不具合を防止することができる。

以上、本実施形態に係るモータ制御装置について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変更が可能である。

例えば、本実施形態においては、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を負の方向に増加させる場合と、正の方向に増加させる場合とで同じ時間勾配としているが、異なるようにしてもよい。例えば、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を負の方向に増加させる場合には、第１設定量ｉgrad１を用い、補正後ｄ軸指令電流ｉ_ｄ２’^＊を正の方向に増加させる場合には、第２設定量ｉgrad２を用いるようにして、この第１設定量ｉgrad１と第２設定量ｉgrad２とを独立して設定するようにしてもよい。

また、本実施形態においては、空調機の圧縮機を駆動するモータ１０を制御するモータ制御装置１について説明したが、モータの適用については圧縮機に限るものではなく、種々の装置に適用できるものである。また、本実施形態においては、α−β座標系を介してｄ−ｑ座標系を３相座標系に変換しているが、α−β座標系を介さずにｄ−ｑ座標系を直接３相座標系に変換するように構成してもよい。

１…モータ制御装置、１０…モータ（埋込磁石同期モータ）、２０…演算部、２１…角速度偏差計算部、２２…目標トルク計算部、２３…ベクトル制御部、２４…弱め磁束制御部、２５…上限値制限部、２６…ｑ軸電流偏差計算部、２７…ｄ軸電流偏差計算部、２８…ｑ軸指令電圧計算部、２９…ｄ軸指令電圧計算部、３０…ｄｑ−αβ座標変換部、３１…αβ−３相座標変換部、３２…３相−αβ座標変換部、３３…αβ−ｄｑ座標変換部、３４…電気角推定部、４０…電流センサ、５０…インバータ。

Claims (6)

1. 埋込磁石同期モータの永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と前記ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標を用いて、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流を指令するｑ軸電流指令値とｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流を指令するｄ軸電流指令値とを表す電流ベクトルを演算する電流ベクトル演算手段と、前記ｑ軸電流指令値および前記ｄ軸電流指令値に追従したｑ軸電流およびｄ軸電流が流れるようにフィードバック制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段とを備え、前記電圧指令値に応じた駆動制御信号を前記埋込磁石同期モータの駆動回路に出力するモータ制御装置において、
   前記電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときに、前記電流ベクトル演算手段により演算された前記ｄ軸電流指令値を、予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値に変更する弱め磁束増加制御手段を備え、
   前記弱め磁束増加制御手段は、前記電圧指令値演算手段が前記ｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期で、前記ｄ軸電流指令値を設定量ずつ負の方向に増加させることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記弱め磁束増加制御手段は、前記電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときの前記電流ベクトル演算手段により演算された前記ｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧指令値の大きさが前記第１基準値よりも小さい第２基準値よりも小さくなったときに、前記弱め磁束増加制御手段により設定された前記ｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で正の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定する弱め磁束低減制御手段を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。
4. 埋込磁石同期モータの永久磁石による磁界に沿う方向となるｄ軸と前記ｄ軸に直交する方向となるｑ軸とを定めたｄ−ｑ座標を用いて、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流を指令するｑ軸電流指令値とｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流を指令するｄ軸電流指令値とを表す電流ベクトルを演算する電流ベクトル演算手段と、前記ｑ軸電流指令値および前記ｄ軸電流指令値に追従したｑ軸電流およびｄ軸電流が流れるようにフィードバック制御するための電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段とを備え、前記電圧指令値に応じた駆動制御信号を前記埋込磁石同期モータの駆動回路に出力するモータ制御装置において、
   前記電圧指令値の大きさが第１基準値よりも大きくなったときに、前記電流ベクトル演算手段により演算された前記ｄ軸電流指令値を、予め設定した一定時間勾配で負の方向に増加するｄ軸電流指令値に変更する弱め磁束増加制御手段と、
   前記電圧指令値の大きさが前記第１基準値よりも小さい第２基準値よりも小さくなったときに、前記弱め磁束増加制御手段により設定された前記ｄ軸電流指令値を初期値として、その初期値から予め設定した一定時間勾配で正の方向に増加するｄ軸電流指令値を設定する弱め磁束低減制御手段と
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
5. 前記弱め磁束低減制御手段は、前記電流ベクトル演算手段により演算されたｄ軸電流指令値よりも負の大きさが小さくならない範囲で前記ｄ軸電流指令値を正の方向に増加させることを特徴とする請求項３または４記載のモータ制御装置。
6. 前記弱め磁束低減制御手段は、前記電圧指令値演算手段が前記ｑ軸電流を電流フィードバック制御する周期よりも遅い周期で、前記ｄ軸電流指令値を設定量ずつ正の方向に増加させることを特徴とする請求項３ないし５の何れか一項記載のモータ制御装置。

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