JP2008289316A - 埋込型永久磁石同期機の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】埋込型永久磁石同期機(IPMSM:電動機)の位置センサレスベクトル制御において最大トルク/電流制御を行なうに当たり、複雑な演算をすることなく、磁石磁束の変化の影響を受けないようにする。
【解決手段】電動機の抵抗とインダクタンスおよび電圧から拡張誘起電圧を演算し、この電圧に基づいて、トルク一定動作曲線の法線ベクトルと電流ベクトルの外積値を演算する外積演算手段11を設けることにより、最大トルク/電流制御と位置センサレスベクトル制御の演算を一体化し、簡素化を図り、磁石磁束の影響を回避する。
【選択図】図1
【解決手段】電動機の抵抗とインダクタンスおよび電圧から拡張誘起電圧を演算し、この電圧に基づいて、トルク一定動作曲線の法線ベクトルと電流ベクトルの外積値を演算する外積演算手段11を設けることにより、最大トルク/電流制御と位置センサレスベクトル制御の演算を一体化し、簡素化を図り、磁石磁束の影響を回避する。
【選択図】図1
Description
この発明は、位置センサレスベクトル制御により埋込型永久磁石同期機(Interior Permanent Magnetic Synchronous Motor:IPMSMとも略記する)を可変速制御する制御装置に関するものである。
回転部に永久磁石を埋め込んだIPMSMは、従来の誘導機に比べ高効率,小型,軽量化が可能な電動機で広範囲に利用できるものとして、その需要が見込まれている。従って高効率状態で運転できなければ、既存の多くの可変速制御装置に組み込まれている誘導機の代用とするメリットは得られない。
同期機を最小の電流で最大のトルクを発生させる制御を、最大トルク/電流制御と呼ぶことにすると、これについては非特許文献1に詳述されている。また、突極性を有するDCブラシレスモータ(永久磁石同期機)の位置センサレス制御が特許文献1に開示されている。
同期機を最小の電流で最大のトルクを発生させる制御を、最大トルク/電流制御と呼ぶことにすると、これについては非特許文献1に詳述されている。また、突極性を有するDCブラシレスモータ(永久磁石同期機)の位置センサレス制御が特許文献1に開示されている。
図5は特許文献1の概要を示す構成図で、永久磁石の磁束が温度によって変化した場合でも、最大トルク/電流制御の状態を保って運転する技術を開示するものである。
図5において、1は埋込型永久磁石同期機(IPMSM:単にモータともいう)、2は負荷、3は電流検出手段、4は電力変換装置、51は回転二相/三相座標変換手段、61は三相/回転二相座標変換手段、71は電流制御手段、14は目標電流演算部、15は位置推定部、16は速度PID調節器を示す。
図5において、1は埋込型永久磁石同期機(IPMSM:単にモータともいう)、2は負荷、3は電流検出手段、4は電力変換装置、51は回転二相/三相座標変換手段、61は三相/回転二相座標変換手段、71は電流制御手段、14は目標電流演算部、15は位置推定部、16は速度PID調節器を示す。
三相/回転二相座標変換手段61は、電流検出手段3からの三相の電流検出値を固定α,β軸の二相量に変換するとともに、位置推定部15から出力される角度θmに基づき二軸量id,iqに変換する。なお、この回転座標系では、磁石の磁極に平行な方向をd軸、これに直交する方向をq軸としている。
また、回転二相/三相座標変換手段51では、同じく位置推定部15から出力される角度θmに基づき、電流制御手段71からの出力Vd*,Vq*を逆回転変換し、固定二相量に変換した後、二相/三相変換して電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を出力する。この電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*は電力変換装置4に入力され、電力変換装置4はこれに基づき可変周波数・可変電圧の電圧電流をIPMSM1に供給する。
速度PID調節器16は、速度指令値ω*と位置推定部15から出力されるモータの速度推定値ωmとの偏差がゼロとなるよう、その偏差にPID演算をした値をトルク指令値T*として出力する。
速度PID調節器16は、速度指令値ω*と位置推定部15から出力されるモータの速度推定値ωmとの偏差がゼロとなるよう、その偏差にPID演算をした値をトルク指令値T*として出力する。
また、q軸からの角度をβとすると、最大トルク/電流制御となるβは、数2の(2)式のように表わされる。なお、(1),(2)式のΦは磁石の磁束、Ld,Lqはd軸インダクタンス,q軸インダクタンス,Iaは一次電流を示す。
以上のようにしてid*,iq*を演算することにより、最大トルク/電流制御が可能となる。
次に、電流制御手段7では、指令値id*,iq*と検出値id,iqとの偏差がゼロに収束するようにPID調節演算を行ない、電圧指令値Vd*,Vq*を出力する。位置推定部15では、モータの速度推定値ωm、角度θmおよび磁石磁束Φを推定するが、内部に離散系で表わされるモータのモデルを有している。
次に、電流制御手段7では、指令値id*,iq*と検出値id,iqとの偏差がゼロに収束するようにPID調節演算を行ない、電圧指令値Vd*,Vq*を出力する。位置推定部15では、モータの速度推定値ωm、角度θmおよび磁石磁束Φを推定するが、内部に離散系で表わされるモータのモデルを有している。
そして、上記モータのモデルを用いて電流推定値Idm,Iqmを演算し、電流検出値との偏差ΔIdm,ΔIqmを得ている。これらの量から次の数4の(4)式で示す速度起電力の今回値em(n),数5の(5)式で示す回転速度の今回値ωm(n)および数6の(6)式で示す磁束Φを演算する。なお、(4)〜(6)式のKiEmは積分ゲイン,KθPは比例ゲイン,KθIは積分ゲインである。
上記(4)〜(6)式に示すように、磁石磁束Φの変化の影響を受けるq軸電流推定値がゼロになるように速度起電力を演算し、磁石磁束の変化の影響を受けないd軸電流偏差を用いて回転速度を推定し、速度起電力と回転速度の関係から磁石磁束を演算する。
従って、温度の変化により磁石磁束が変化すると、上記(2)式に磁石磁束Φの項が含まれるため、最大トルク/電流制御のための電流位相角に影響を与えることになる。そこで、図5では磁石磁束値を補正することで、最大トルク/電流制御を可能にしている。
従って、温度の変化により磁石磁束が変化すると、上記(2)式に磁石磁束Φの項が含まれるため、最大トルク/電流制御のための電流位相角に影響を与えることになる。そこで、図5では磁石磁束値を補正することで、最大トルク/電流制御を可能にしている。
武田・松井・森本・本田共著「埋込永久磁石同期モータの設計と制御」オーム社,2001.10発行
特開2004−015891号公報
しかし、上記の方式によれば、最大トルク/電流制御を可能にするためのd軸電流指令値の演算に、平方根演算という複雑な演算が含まれるだけでなく、磁石磁束の推定機能を必要とするという問題がある。
したがって、この発明の課題は、位置センサレスベクトル制御において、最大トルク/電流制御を行なうに当たり、複雑な演算と磁石磁束の影響を回避することにある。
したがって、この発明の課題は、位置センサレスベクトル制御において、最大トルク/電流制御を行なうに当たり、複雑な演算と磁石磁束の影響を回避することにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、埋込型永久磁石同期機(モータ)の電流を検出する電流検出手段と、モータに交流電圧と電流を供給する電力変換装置と、モータ電圧と電流を回転座標変換する座標変換手段と、回転座標における直交する二軸でつくられる平面上のトルク一定動作曲線の法線ベクトルと、電流ベクトルとの向きを一致させるように調節してモータの回転速度または周波数指令値として出力する制御手段とを設け、この制御手段からの出力に基づきモータを制御することを特徴とする。
上記請求項1の発明においては、前記制御手段は、モータの誘起電圧を演算する演算手段と、回転座標における直交する二軸でつくられる平面上のトルク一定動作曲線の法線ベクトルと電流ベクトルとの外積値を演算する演算手段と、この演算手段からの出力がゼロとなるように調節する調節手段とからなることができる(請求項2の発明)。
また、請求項1または2の発明においては、前記誘起電圧は拡張誘起電圧であることができる(請求項3の発明)。
また、請求項1または2の発明においては、前記誘起電圧は拡張誘起電圧であることができる(請求項3の発明)。
この発明によれば、拡張磁束の演算に電動機の抵抗とインダクタンスと電圧とから演算される拡張誘起電圧を用い、磁石磁束を用いないので、温度による磁石磁束の変化を受けないという利点が得られる。
また、最大トルク/電流制御の状態にするために、従来のような平方根演算をする必要もない。さらに、最大トルク/電流制御の状態を保つと言う制御がそのまま位置推定演算と一体化しており、位置推定の演算に加えて電流位相角の演算を別途行なう必要がないので、制御に関わる演算を単純化することができる。
また、最大トルク/電流制御の状態にするために、従来のような平方根演算をする必要もない。さらに、最大トルク/電流制御の状態を保つと言う制御がそのまま位置推定演算と一体化しており、位置推定の演算に加えて電流位相角の演算を別途行なう必要がないので、制御に関わる演算を単純化することができる。
図1はこの発明の実施の形態を説明する説明図である。
これは、図5に示すものに対し、電流制御手段7、電圧検出手段8、T軸電流指令値作成手段9、拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段10、外積演算手段11、速度比例積分演算手段12、積分手段13などを設けた点、電流および電圧としてM,T軸成分iM,iTおよびVM,VTに着目した点が特徴である。なお、M,T軸は図2(b)に示すように、磁石の磁極をd軸とするdq軸から、積分手段10が出力する角度θ’だけ回転させた回転座標軸で、定常状態では(2)式で求められる角度βに等しくなる。また、γ,δ軸は図2(a)に示すように、dq軸から任意の角度Δθだけ回転させた座標軸である。
これは、図5に示すものに対し、電流制御手段7、電圧検出手段8、T軸電流指令値作成手段9、拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段10、外積演算手段11、速度比例積分演算手段12、積分手段13などを設けた点、電流および電圧としてM,T軸成分iM,iTおよびVM,VTに着目した点が特徴である。なお、M,T軸は図2(b)に示すように、磁石の磁極をd軸とするdq軸から、積分手段10が出力する角度θ’だけ回転させた回転座標軸で、定常状態では(2)式で求められる角度βに等しくなる。また、γ,δ軸は図2(a)に示すように、dq軸から任意の角度Δθだけ回転させた座標軸である。
三相/回転二相座標変換手段6は、電流検出手段3と電圧検出手段8が出力する三相の電流および電圧を固定二相量に変換した後、積分手段13が出力する角度θ’を用いて回転座標変換を行ない、二軸量iM,iTおよびVM,VTに変換する。
回転二相/三相座標変換手段5は、同様に積分手段13が出力する角度θ’を用いて、VM*,VT*を逆回転変換し、固定二相量に変換した後、二相/三相変換変換をして電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を出力する。これらの値は電力変換装置4に入力されるので、電力変換装置4はこれに基づき可変周波数・可変電圧の電圧電流をIPMSM1に供給する。
回転二相/三相座標変換手段5は、同様に積分手段13が出力する角度θ’を用いて、VM*,VT*を逆回転変換し、固定二相量に変換した後、二相/三相変換変換をして電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を出力する。これらの値は電力変換装置4に入力されるので、電力変換装置4はこれに基づき可変周波数・可変電圧の電圧電流をIPMSM1に供給する。
図3は最大トルク/電流制御を行なう場合の発生トルクと、一次電流指令値Iaとの関係を示すグラフである。T軸電流指令値作成手段9には、図3のような関係をメモリなどにより記憶させておき、トルク指令値T*に対する電流値を指令値iT*として出力する。
拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段10は、数7の(7)式および数8の(8)式により拡張誘起電圧ex(・),拡張磁束Ψx(・)を演算する。ここに、ドット(・)を付してベクトル量であることを示し、以下同様とする。なお、(7),(8)式のRaは一次抵抗、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンス、Ψmは磁石磁束、pは微分演算子、ω1は一次周波数、ωrは回転速度をそれぞれ示す。
拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段10は、数7の(7)式および数8の(8)式により拡張誘起電圧ex(・),拡張磁束Ψx(・)を演算する。ここに、ドット(・)を付してベクトル量であることを示し、以下同様とする。なお、(7),(8)式のRaは一次抵抗、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンス、Ψmは磁石磁束、pは微分演算子、ω1は一次周波数、ωrは回転速度をそれぞれ示す。
拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段10では、上記(9)式のM軸の量をγ軸の変数に代入し、T軸の量をδ軸の変数に代入し、一次電圧から抵抗による電圧降下およびq軸インダクタンスと電流によって作られる磁束による電圧を差し引くことにより、拡張誘起電圧ex(・)を求めている。外積演算手段11では、次の数10の(10)式のような演算をし、トルク一定軌跡上の法線ベクトルと電流ベクトルの外積に比例する量であるΨx 2Q’を演算している。
次に、外積演算手段11が(10)式を演算することにより、最大トルク/電流制御を実現できる理由について、以下に説明する。
IPMSMの電流位相が最大トルク/電流制御の条件を満たしているかどうかは、dq軸平面上でトルク一定軌跡と電流一定軌跡の交点におけるトルクと電流の法線ベクトルが平行になることで、判断することができる。トルクはdq軸の値を用いて、数11の(11)式のように表わされる。
IPMSMの電流位相が最大トルク/電流制御の条件を満たしているかどうかは、dq軸平面上でトルク一定軌跡と電流一定軌跡の交点におけるトルクと電流の法線ベクトルが平行になることで、判断することができる。トルクはdq軸の値を用いて、数11の(11)式のように表わされる。
また、トルクおよび電流の勾配は(11)式から、それぞれ数12の(12)式,数13の(13)式のようになる。なお、(12),(13)式の∇はベクトル微分演算子(偏微分式(=∂Id(・)/∂id+∂Iq(・)/∂iq)であり、Id(・),iq(・)はdq軸の単位ベクトル、Pfは極対数を示す。また、(12),(13)式の∇T,∇Iaはベクトル量である。
上記(14)式で、Q’=0のときが最大トルク/電流制御の状態となる。一方、評価関数Q’の値は、q軸からの電流位相角が小さければQ’>0、大きければQ’<0となる。この関係は図4に示すように、トルク一定曲線上の法線ベクトルと、電流制限円上でトルク一定曲線と交わる点での法線ベクトルの関係から示すことができる。図4において、最大トルク/電流制御とならない電流位相角の点Pと点Rでのトルク一定曲線上の法線ベクトルは、一次電流ベクトルと平行にならず、一定の角度をなしている。従って、2つのベクトルの外積値より、電流位相角が最大トルクの角度よりも大きい値か、小さい値かを判断することができる。なお、Q’=0の近傍では、Q’の値は、位相差にほぼ比例した値となっている。
(14)式は、位置センサが付いておりdq軸が検出できる場合の式である。そこで、位置センサレスの状態では電圧方程式で定常状態を仮定し、ωr=ω1と仮定すると、(14)式に比例する値の演算は、拡張誘起電圧ex(・)をおよびこれから演算されるΨx(・)を用い、先の(10)式のように計算して得ることができる。
ここでは、拡張磁束を用いているが、これは回転速度が変化する影響を位置推定制御系に与えないためであり、原理的には拡張誘起電圧があれば制御可能である。
ここでは、拡張磁束を用いているが、これは回転速度が変化する影響を位置推定制御系に与えないためであり、原理的には拡張誘起電圧があれば制御可能である。
速度比例積分演算手段12では、以上のように求めたΨx 2Q’がゼロに収束するよう、比例積分制御演算を行ない、一次周波数ω1を出力する。ω1をの演算式を数15の(15)式に示す。なお、KωP,KωIは比例ゲイン,積分ゲインをそれぞれ示す。
積分手段13では次の数16で示す(16)式のようにω1を積分し、角度θ’を出力する。なお、角度θ’はΨx 2Q’がゼロとなるような演算から求めているため、T軸の角度は先の(2)式で示されるβだけ、q軸から離れている。
なお、この発明では一次電流指令値に平行な軸をT軸としているが、(10)式の値は任意のΔθずれたγδ軸上の拡張誘起電圧を用いても演算できるため、角度が異なる制御軸を用いても、同様の制御を行なうことができる。
以上では、トルク指令値を与えて制御する例について説明したが、この発明はトルク指令値の代わりに速度PID調節器を追加して速度制御を行なうことも可能である。
以上では、トルク指令値を与えて制御する例について説明したが、この発明はトルク指令値の代わりに速度PID調節器を追加して速度制御を行なうことも可能である。
1…埋込型永久磁石同期機(IPMSM)、2…負荷、3…電流検出手段、4…電力変換装置、5,51…回転二相/三相座標変換手段、6,61…三相/回転二相座標変換手段、7,71…電流制御手段、8…電圧検出手段、9…T軸電流指令値作成手段、10…拡張誘起電圧・拡張磁束演算手段、11…外積演算手段、12…速度比例積分演算手段、13…積分手段、14…目標電流演算部、15…位置推定部、16…速度PID調節器。
Claims (3)
- 埋込型永久磁石同期機(モータ)の電流を検出する電流検出手段と、モータに交流電圧と電流を供給する電力変換装置と、モータ電圧と電流を回転座標変換する座標変換手段と、回転座標における直交する二軸でつくられる平面上のトルク一定動作曲線の法線ベクトルと、電流ベクトルとの向きを一致させるように調節してモータの回転速度または周波数指令値として出力する制御手段とを設け、この制御手段からの出力に基づきモータを制御することを特徴とする埋込型永久磁石同期機の制御装置。
- 前記制御手段は、モータの誘起電圧を演算する演算手段と、回転座標における直交する二軸でつくられる平面上のトルク一定動作曲線の法線ベクトルと電流ベクトルとの外積値を演算する演算手段と、この演算手段からの出力がゼロとなるように調節する調節手段とからなることを特徴とする請求項1に記載の埋込型永久磁石同期機の制御装置。
- 前記誘起電圧は拡張誘起電圧であることを特徴とする請求項1または2に記載の埋込型永久磁石同期機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007133859A JP2008289316A (ja) | 2007-05-21 | 2007-05-21 | 埋込型永久磁石同期機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2007133859A Pending JP2008289316A (ja) | 2007-05-21 | 2007-05-21 | 埋込型永久磁石同期機の制御装置 |
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JP (1) | JP2008289316A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102011011804A1 (de) | 2011-02-19 | 2012-08-23 | Volkswagen Ag | Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine und elektrische Maschine |
CN102857161A (zh) * | 2012-09-24 | 2013-01-02 | 海信(山东)空调有限公司 | 空调设备及其永磁同步电机控制方法和装置 |
KR101555139B1 (ko) | 2014-03-31 | 2015-09-22 | 현대위아 주식회사 | 전기 자동차 구동용 모터의 최대토크 추종 제어장치 및 방법 |
-
2007
- 2007-05-21 JP JP2007133859A patent/JP2008289316A/ja active Pending
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