JP2022066913A - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ｄ軸電流値をゼロにするベクトル制御演算の負荷を低減する。【解決手段】モータ駆動制御装置１０は、モータ３を駆動させるための駆動制御信号Ｓｄを出力する制御回路１と、駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する駆動回路２とを備える。制御回路１は、モータ３のコイルの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから算出した２相の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑと、モータ３のロータ３１の回転速度ωとに基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる進角値δを算出する。制御回路１は、進角値δと回転角度θとを加算した角度σと、ｑ軸電流値Ｉｑとｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆとの差が小さくなるように算出した２相の回転座標系の電圧指令値Ｖｒｅｆとに基づいて空間ベクトル変換を行って、駆動制御信号Ｓｄを生成する。【選択図】図２

Description

本発明は、モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法に関する。

ブラシレスＤＣモータとしての永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）は、永久磁石の配置によって、回転子の表面に永久磁石を張り付けた表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）と回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）とに大別される。

一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）のトルクは、以下の式で表されることが知られている。

上記式（１）において、Ｔｅは発生トルク、Ｐは極対数、Ψは永久磁石（ロータ）の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｉｄはｄ軸電流値、Ｉｑはｑ軸電流値、ΨＩｑはマグネットトルク、“（Ｌｄ－Ｌｑ）Ｉｄ×Ｉｑ”はリラクタンストルクである。

ここで、埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の場合、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄが等しくない。そのため、式（１）から理解されるように、ｄ軸電流値Ｉｄを制御してリラクタンストルクの値を調整することにより、モータの効率を最大にすることができる。

一方、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）の場合、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ため、リラクタンストルクが発生しない。したがって、式（１）から理解されるように、ｄ軸電流値Ｉｄをゼロにしたときに、モータの効率を最大にすることができる。

従来、ベクトル制御によってブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献１）。

特開２０１２－１３０１００号公報

例えば、特許文献１に開示されたモータ駆動制御装置では、一般的なベクトル制御演算を行う際に、ｄ軸電流の指令値を常にゼロに設定している。すなわち、特許文献１に係るモータ駆動制御技術では、モータの各相に流れる電流から２相の回転座標系のｑ軸電流値とｄ軸電流値を夫々算出し、ｄ軸電流値が常にゼロになるように制御するため、演算が複雑になる。そのため、ｄ軸電流値を常にゼロに設定してベクトル制御演算を行う従来のモータ駆動制御装置では、複雑な演算を高速で実行できる処理能力の高いプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）が必要となり、システム全体のコストアップの一因となっている。

本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、ｄ軸電流値をゼロにするベクトル制御演算の負荷を低減することを目的とする。

本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路とを備え、前記制御回路は、前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記回転角度取得部によって取得した前記ロータの回転角度とに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部と、前記モータの動作の目標状態を指示する値（Ｓｃ）に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部と、前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する進角制御部と、前記進角制御部によって算出した前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と、前記電圧指令値算出部によって算出された前記電圧指令値とに基づいて、空間ベクトル変換を行って、前記駆動制御信号を生成する駆動制御信号生成部と、を有することを特徴とする。

本発明の一態様によれば、ｄ軸電流値をゼロにするベクトル制御演算の負荷を低減することが可能となる。

本実施の形態に係るモータ駆動制御装置を備えたモータユニットの構成を示す図である。 本実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 ３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系と２相（ｄ，ｑ）の回転座標系との関係を示す図である。 モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。 進角値の算出方法を説明するための図である。 対応関係情報２０１としての、回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルの一例を示す図である。 本実施の形態に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。 本実施の形態に係る制御回路の比較例としての、従来のベクトル制御演算を行う制御回路の構成の一例を示す図である。 本発明の別の実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置（１０，１０Ａ）は、モータ（３）を駆動させるための駆動制御信号（Ｓｄ）を出力する制御回路（１）と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路（２）とを備え、前記制御回路（１）は、前記モータのコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）の駆動電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を取得する駆動電流値取得部（１４）と、前記モータのロータ（３１）の回転角度（θ）を取得する回転角度取得部（１２）と、前記ロータの回転速度（ω）を取得する回転速度取得部（１３）と、前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記回転角度取得部によって取得した前記ロータの回転角度とに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値（Ｉｑ）を算出するｑ軸電流値算出部（１５）と、前記モータの動作の目標状態を指示する値（ωｒｅｆ，Ｔｒｅｆ）に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値（Ｉｑｒｅｆ）を算出するｑ軸電流指令値算出部（１７）と、前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値（Ｖｒｅｆ）を算出する電圧指令値算出部（１９）と、前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値（Ｉｄ）がゼロになる進角値（δ）を算出する進角制御部（２０）と、前記進角制御部によって算出した前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と、前記電圧指令値算出部によって算出された前記電圧指令値とに基づいて、空間ベクトル変換を行って、前記駆動制御信号を生成する駆動制御信号生成部（２２）と、を有することを特徴とする。

〔２〕上記〔１〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値（δ）は、前記電圧指令値のベクトルのｄ軸方向の成分が前記ｄ軸電流値（Ｉｄ）がゼロであるときのｄ軸電圧値（Ｖｄ）に一致するときの、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度（φ）に基づく値であってもよい。

〔３〕上記〔１〕または〔２〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記進角制御部は、前記ロータの回転速度（ω）と、前記ｑ軸電流値（Ｉｑ）と、前記進角値（φ，δ）との対応関係を示す対応関係情報（２０１）を有し、前記対応関係情報に基づいて前記進角値を算出してもよい。

〔４〕上記〔３〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記対応関係情報は、前記ロータの回転速度と前記ｑ軸電流値の組み合わせ毎に前記進角値を対応付けたテーブルであってもよい。

〔５〕上記〔３〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記電圧指令値をＶｒｅｆ、前記ロータの回転速度をω、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、前記ｑ軸電流値をＩｑ、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度をφとしたとき、前記対応関係情報は、後述する式（５）で表される関数を含んでもよい。

〔６〕上記〔２〕乃至〔５〕の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置において、前記進角制御部は、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度にπ／２を加算して前記進角値を算出してもよい。

〔７〕上記〔１〕乃至〔６〕の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置（１０）において、前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータの回転速度の目標値であって、前記ｑ軸電流指令値算出部は、前記モータの回転速度の目標値と前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度との差が小さくなるように、前記ｑ軸電流の指令値を算出してもよい。

〔８〕上記〔１〕乃至〔６〕の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置（１０Ａ）において、前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータのトルクの目標値であってもよい。

〔９〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御方法は、モータ（３）のロータ（３１）の回転角度（θ）を取得する第１ステップ（Ｓ２）と、前記ロータの回転速度を取得する第２ステップ（Ｓ３）と、前記モータのコイルの駆動電流値を取得する第３ステップ（Ｓ４）と、前記第３ステップによって取得した前記駆動電流値と、前記第１ステップによって取得した前記ロータの回転角度とに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出する第４ステップ（Ｓ５）と、前記モータの動作の目標状態を指示する値に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出する第５ステップ（Ｓ６）と、前記第５ステップによって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第４ステップによって算出されたｑ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値を算出する第６ステップ（Ｓ７）と、前記第４ステップによって算出した前記ｑ軸電流値と、前記第２ステップによって取得した前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する第７ステップ（Ｓ８）と、前記第７ステップによって算出した前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と前記第６ステップによって算出された前記電圧指令値とに基づいて空間ベクトル変換を行って、前記モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する第８ステップ（Ｓ９）と、を含んでもよい。

２．実施の形態の具体例
以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

図１は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０を備えたモータユニット１００の構成を示す図である。

図１に示すように、モータユニット１００は、モータ３と、モータ３の回転位置を検出するための回転位置検出器４（４ｕ，４ｖ，４ｗ）と、モータ３の回転を制御するモータ駆動制御装置１０と、を備えている。モータユニット１００は、例えばファン等の、モータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。

モータ３は、例えば、ブラシレスモータである。本実施の形態において、モータ３は、例えば、３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、例えば、互いにＹ結線されている。

モータ駆動制御装置１０は、例えば、モータ３に正弦波駆動信号を与えることにより、モータ３の３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに周期的に正弦波状の駆動電流を流してモータ３のロータ３１（図３Ａ参照）を回転させる。

モータ駆動制御装置１０は、制御回路１と駆動回路２を有している。
なお、図１に示されているモータ駆動制御装置１０の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置１０は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。

駆動回路２は、後述する制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する。駆動回路２は、インバータ回路２ａ及びプリドライブ回路２ｂを有する。

インバータ回路２ａは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、負荷としてのモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動する回路である。具体的には、インバータ回路２ａは、直列に接続された２つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを３つ有し、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、２つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作（スイッチング動作）を行うことにより、負荷としてのモータ３を駆動する。

より具体的には、インバータ回路２ａは、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相にそれぞれ対応するスイッチングレグを有する。図１に示すように、各相に対応するスイッチングレグは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に電流検出回路２ｃを介して直列に接続された２つの駆動用トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６を有している。

ここで、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５は、例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。なお、駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の種類のパワートランジスタであってもよい。

例えば、Ｕ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を有する。駆動用トランジスタＱ１と駆動用トランジスタＱ２とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｕの一端に接続されている。Ｖ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ３，Ｑ４を有する。駆動用トランジスタＱ３と駆動用トランジスタＱ４とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｖの一端に接続されている。Ｗ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ５，Ｑ６を有する。駆動用トランジスタＱ５と駆動用トランジスタＱ６とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｗの一端に接続されている。

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、インバータ回路２ａを駆動するための駆動信号を生成する。

駆動制御信号Ｓｄは、モータ３の駆動を制御するための信号であり、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａを構成する各スイッチ素子のオン／オフの状態によって定まるモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電パターンを切り替えるための信号である。より具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６に対応する６種類のＰＷＭ信号を含む。

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から供給された駆動制御信号Ｓｄとしての６種類のＰＷＭ信号に基づいて、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）を駆動するのに十分な電力を供給可能な６種類の駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌを生成する。

これらの駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌがインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）に入力されることにより、各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６がオン・オフ動作（スイッチング動作）を行う。例えば、各相に対応するスイッチングレグの上側アームの駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５と下側アームの駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、交互にオン・オフ動作を行う。これにより、モータ３の各相に直流電源Ｖｃｃから電力が供給され、モータ３が回転する。

電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流を検出するための回路である。電流検出回路２ｃは、例えば、電流検出素子としての抵抗（シャント抵抗）を含む。抵抗は、例えば、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間にインバータ回路２ａと直列に接続されている。本実施の形態において、電流検出回路２ｃとしての抵抗は、例えば、インバータ回路２ａの負側（グラウンド側）に接続されている。電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を上記抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Ｖｍとして制御回路１に入力する。

回転位置検出器４は、モータ３のロータ３１の回転位置を検出するための装置である。回転位置検出器４は、例えば、ホール素子である。図１には、一例として、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相毎に、回転位置検出器４ｕ，４ｖ，４ｗとしてのホール素子が設けられた場合が示されている。以下、回転位置検出器４ｕ，４ｖ，４ｗを「ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗ」とも称する。

ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、例えば、互いに略等間隔（例えば、隣り合うものと１２０度の間隔）にモータ３のロータ（回転子）３１の周囲に配置されている。ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、それぞれ、ロータ３１の磁極を検出し、ロータ３１の回転に応じて電圧が変化するホール信号を回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗとして出力する。回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、制御回路１に入力される。

なお、制御回路１には、このようなホール信号に代えて、モータ３のロータ３１の回転位置に対応する他の信号が回転位置検出信号として入力されるように構成されていてもよい。例えば、エンコーダやレゾルバ等を設け、その検出信号が制御回路１に入力されるようにしてもよい。

制御回路１は、例えば外部から入力される、モータ３の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Ｓｃに基づいて、モータ３を駆動させるための駆動制御信号Ｓｄを生成して、モータ３の駆動を制御する。制御回路１は、電流検出回路２ｃからの電流検出信号Ｖｍ、および回転位置検出器４ｕ，４ｖ，４ｗからの回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度やトルク等の情報を得ることでモータ３の回転状態を監視するとともに、モータ３が駆動指令信号Ｓｃによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Ｓｄを生成して、駆動回路２に与える。

本実施の形態において、制御回路１は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、クロック発生回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）である。

なお、モータ駆動制御装置１０は、制御回路１の少なくとも一部と駆動回路２の少なくとも一部とが一つの集積回路装置（ＩＣ）としてパッケージ化された構成であってもよいし、制御回路１と駆動回路２がそれぞれ個別の集積回路装置として夫々パッケージ化された構成であってもよい。

制御回路１は、モータ３の駆動効率を最大化するために、従来技術のように、ｄ軸電流値を算出して、ｄ軸電流値がゼロになるようにベクトル制御を行うのではなく、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロになるように進角制御を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。以下、制御回路１による駆動制御信号Ｓｄの生成手法について詳細に説明する。

図２は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。

図２に示すように、制御回路１は、進角制御に基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、駆動指令取得部１１、回転角度取得部１２、回転速度取得部１３、駆動電流値取得部１４、ｑ軸電流値算出部１５、誤差算出部１６，１８、ｑ軸電流指令値算出部１７、電圧指令値算出部１９、進角制御部２０、加算部２１、および駆動制御信号生成部２２を有する。

これらの機能ブロックは、例えば、制御回路１としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。

駆動指令取得部１１は、外部から駆動指令信号Ｓｃを受信し、受信した駆動指令信号Ｓｃを解析することにより、駆動指令信号Ｓｃで指定されたモータ３の目標となる動作状態を指定する値を取得する。

駆動指令信号Ｓｃは、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む。駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ駆動制御装置１０の外部に設けられた、モータユニット１００を制御するための上位装置から出力される信号である。

本実施の形態において、駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ３のロータ３１の回転速度を指定する速度指令信号Ｓｃ１である。駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のロータ３１の目標となる回転速度（目標回転速度）の値ωｒｅｆを含んでいる。以下、本実施の形態では、駆動指令信号Ｓｃが速度指令信号Ｓｃ１であるとして説明する。

速度指令信号Ｓｃ１は、例えば、指定する目標回転速度ωｒｅｆに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号である。駆動指令取得部１１は、例えば、速度指令信号Ｓｃ１としてのＰＷＭ信号のデューティ比を計測し、計測したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωｒｅｆとして出力する。

回転角度取得部１２は、モータ３のロータ３１の回転角度の計測値を取得する機能部である。回転角度取得部１２は、例えば、回転位置検出器４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、モータ３のロータ３１の回転角度（回転位置）θを算出する。

なお、モータ駆動制御装置１０が回転位置検出器４ｕ，４ｖ，４ｗを有しない場合（センサレス方式の場合）には、回転角度取得部１２は、位置センサレス方式に係る公知の演算により、モータの回転角度θを算出してもよい。

本実施の形態では、回転速度取得部１３は、モータ３のロータ３１の回転角度の計測値を取得する機能部である。回転速度取得部１３は、例えば、回転角度取得部１２によって算出された回転角度θに基づいてモータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

駆動電流値取得部１４は、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値を取得する機能部である。駆動電流値取得部１４は、例えば、電流検出回路２ｃから出力された電流検出信号Ｖｍに基づいて、Ｕ相のコイルＬｕに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｕ）、Ｖ相のコイルＬｖに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｖ）、およびＷ相のコイルＬｗに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｗ）をそれぞれ算出する。

ｑ軸電流値算出部１５は、駆動電流値取得部１４によって取得した各相の駆動電流値（相電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、回転角度取得部１２によって取得したロータ３１の回転角度θとに基づいて、回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑを算出する機能部である。

具体的には、ｑ軸電流値算出部１５は、クラーク変換部１５１およびパーク変換部１５２を有する。クラーク変換部１５１は、駆動電流値取得部１４によって取得した３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをクラーク変換することにより、２相の直交座標（固定座標）系（α，β）の電流Ｉα，Ｉβを算出する。パーク変換部１５２は、回転角度取得部１２によって取得した回転角度θ（ｓｉｎθおよびｃｏｓθ）を用いて２相の固定座標系の電流Ｉα，Ｉβをパーク変換することにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系（ｄ，ｑ）のｑ軸電流値Ｉｑを算出する。ｑ軸電流値Ｉｑはモータ３のトルクに対応する電流（トルク電流）の値である。

なお、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０では、パーク変換部１５２によってｄ軸電流値Ｉｄを生成しなくてもよい。

誤差算出部１６は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆと回転速度取得部１３によって取得したモータ３の実際の回転速度ωとの差（ωｒｅｆ‐ω）を算出する機能部である。

ｑ軸電流指令値算出部１７は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する機能部である。ｑ軸電流指令値算出部１７は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１６によって算出した誤差（ωｒｅｆ‐ω）がゼロになるように、モータ３の制御量としてのｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

誤差算出部１８は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑとの差（Ｉｑｒｅｆ‐Ｉｑ）を算出する機能部である。

電圧指令値算出部１９は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑとの差が小さくなるように、回転座標系（ｄ，ｑ）の電圧指令値Ｖｒｅｆを算出する機能部である。電圧指令値算出部１９は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１８によって算出した誤差（Ｉｑｒｅｆ‐Ｉｑ）がゼロになるように、モータ３の制御量としての電圧指令値Ｖｒｅｆを算出する。

進角制御部２０は、モータ３の進角制御を行う機能部である。
進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑと、回転速度取得部１３によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの印加電圧（相印加電圧）の位相進み角度（進角値φ）を算出する。具体的に、進角制御部２０は、回転座標系（ｄ，ｑ）のｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる進角値δを算出する。以下、本実施の形態に係る進角値δの算出方法について、詳細に説明する。

図３Ａは、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系と２相（ｄ，ｑ）の回転座標系との関係を示す図である。

図３Ａに示すように、一般に、ベクトル制御において、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸をモータ３のロータ（回転子）３１の磁石（永久磁石）の磁束（Ｎ極）方向とし、ｑ軸をｄ軸から正方向に９０度進んだ方向とする。この場合、回転角度取得部１２によって計測されるロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度となり、例えば、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系におけるｕ軸とｄ軸とのなす角となる。

図３Ｂは、モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。
一般に、モータのコイルに電圧を印加した場合、コイルのインダクタンスにより、コイルの電流は印加電圧に対して位相が遅れる。そこで、一般的な進角制御では、コイルの電流の印加電圧に対する位相の遅れ分φだけ、印加電圧の位相を進めて、電流が所望の位相となるよう制御する。この場合の印加電圧の位相の進み角度を進角値φと称する。

上述したように、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）では、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ため、ｄ軸電流値Ｉｄをゼロにしたとき、モータの効率が最大となる。ｄ軸電流値Ｉｄをゼロ、すなわち、電流をq軸成分のみとするためには、印加電圧の位相をq軸に対して進角値φだけ進ませればよい。

そこで、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる進角値φを算出し、その進角値φと回転座標系の電圧指令値Ｖｒｅｆとで表される極座標の情報に基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

図４は、進角値の算出方法を説明するための図である。
同図には、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸としたときの電圧指令値Ｖｒｅｆ（ベクトル）が示されている。

一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸電圧値Ｖｄは、下記式（２）によって表される。

ここで、ｄ軸電流値Ｉｄ＝０としたときのｄ軸電圧値Ｖｄは、上記式（２）より、下記式（３）で表すことができる。

したがって、電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向成分が“‐ωＬｑＩｑ”となるように進角値φを決定する進角制御を行うことにより、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロになるようにモータ３の駆動を制御することができる。

図４に示すように、電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルとｑ軸とのなす角をφとしたとき、式（３）より、下記式（４）が成り立つ。

上記式（４）より、ｄ軸電流値Ｉｄをゼロにするときの進角値φは、下記式（５）で表される。

本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０において、進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑと、回転速度取得部１３によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる進角値φを算出する。

具体的には、進角制御部２０は、電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向の成分が、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロであるときのｄ軸電圧値Ｖｄに一致するときの、電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）φを算出する。

ここで、モータ３のロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度である。一方、図４に示すように、進角値φは、電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度である。したがって、ｄ軸を基準とした進角値δは、“φ＋π／２”となる。進角制御部２０は、進角値δ（＝φ＋π／２）を算出して出力する。

具体的に、進角制御部２０は、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流値Ｉｑと、進角値δ（φ）との対応関係を示す対応関係情報２０１を用いて、進角値δを算出する。対応関係情報２０１を用いた進角値δの算出方法としては、以下の手法を例示することができる。

第１の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、式（５）で表される進角値φの関数を有し、式（５）に基づいて進角値φを算出してもよい。例えば、式（５）で表される角度φの関数を対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。進角制御部２０は、対応関係情報２０１としての式（５）をメモリから読み出して、ｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑと回転速度取得部１３によって取得したロータ３１の回転速度ωとを式（５）に代入することにより、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる角度φを算出する。そして、進角制御部２０は、算出した角度φにπ／２を加算した値を、ｄ軸を基準とした進角値δとして出力する。

式（５）において、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値である。したがって、進角制御部２０は、上記式（５）を用いた演算において、ｑ軸インダクタンスＬｑとして、例えば、制御回路１内のメモリに予め記憶しておいた値を用いることができる。また、進角制御部２０は、上記（５）を用いた演算において、電圧指令値Ｖｒｅｆとして、電圧指令値算出部１９によって算出された値を用いることができる。

なお、電圧指令値Ｖｒｅｆは、ｑ軸電流値Ｉｑと回転速度ωとから算出することができるので、進角制御部２０は、電圧指令値算出部１９から電圧指令値Ｖｒｅｆの値を取得せず、ｑ軸電流値Ｉｑと回転速度ωとを用いて電圧指令値Ｖｒｅｆの値を算出してもよい。

第２の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを有し、そのテーブルに基づいて進角値φを算出してもよい。

図５は、対応関係情報２０１としての、回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルの一例を示す図である。

上述したように、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値であり、電圧指令値Ｖｒｅｆは、ｑ軸電流値Ｉｑと回転速度ωから算出することができる。そこで、予め、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑを変数として、上記式（５）を用いて進角値δを算出しておく。そして、変数としての回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを作成し、対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。

進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１５によって算出したｑ軸電流値Ｉｑと、回転速度取得部１３によって取得したロータ３１の回転速度ωとを引数として、対応関係情報２０１としてのテーブルを参照し、その引数に対応する進角値δをテーブルから読み出して出力する。

上述の手法によって算出された進角値δは、加算部２１に入力される。加算部２１は、進角制御部２０から出力された進角値δと回転角度取得部１２によって取得したロータ３１の回転角度θとを加算し、加算した値を電圧指令値Ｖｒｅｆのベクトルの角度σ（＝θ＋δ）の情報として出力する。

駆動制御信号生成部２２は、進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと電圧指令値Ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する機能部である。駆動制御信号生成部２２は、電圧指令値算出部１９から出力された電圧指令値Ｖｒｅｆと、加算部２１から出力された角度σ（＝θ＋δ）とによって表される極座標の情報に基づいて、空間ベクトル変換を行う。すなわち、駆動制御信号生成部２２は、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値Ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

次に、モータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れについて説明する。

図６は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

先ず、制御回路１は、例えば、上位装置から速度指令信号Ｓｃ１が入力されると、速度指令信号Ｓｃ１を解析することにより、速度指令信号Ｓｃ１によって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ１）。

次に、制御回路１は、モータ３のロータ３１の回転角度θを取得する（ステップＳ２）。具体的には、上述したように、回転角度取得部１２が、回転位置検出器としてのホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいてモータ３のロータ３１の回転角度θを算出する。

また、制御回路１は、モータ３の回転速度ωを取得する（ステップＳ３）。具体的には、上述したように、回転速度取得部１３が、ステップＳ２で算出したロータ３１の回転角度θに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

また、制御回路１は、モータ３の各相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する（ステップＳ４）。具体的には、上述したように、駆動電流値取得部１４が電流検出回路２ｃから出力された電流検出信号Ｖｍに基づいて、各相のコイルの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ４で取得した各相のコイルの駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、ステップＳ２で取得したロータ３１の回転角度θとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑを算出する（ステップＳ５）。具体的には、上述したように、ｑ軸電流値算出部１５が、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の駆動電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対して、クラーク変換およびパーク変換を行うことにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値Ｉｑを算出する。

次に、制御回路１は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆとステップＳ３で取得したロータ３１の回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように、誤差算出部１６によって目標回転速度ωｒｅｆとモータ３の実際の回転速度ωとの差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が誤差算出部１６によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ６で算出したｑ軸電流の指令値ＩｑｒｅｆとステップＳ５で算出したｑ軸電流値Ｉｑとの差が小さくなるように、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系の電圧指令値Ｖｒｅｆを算出する（ステップＳ７）。具体的には、上述したように、誤差算出部１８が、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆとモータ３の実際のｑ軸電流値Ｉｑとの差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が、誤差算出部１８によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、電圧指令値Ｖｒｅｆを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ５で算出したｑ軸電流値Ｉｑと、ステップＳ３で取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロになる進角値δを算出する（ステップＳ８）。具体的には、進角制御部２０が、対応関係情報２０１を用いた上述の手法により、進角値δを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ８で算出した進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σとステップＳ７で算出した電圧指令値Ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、駆動制御信号生成部２２が、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値Ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

以上の処理手順で生成された駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２に供給される。駆動回路２は、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、上述した手法により、モータ３のコイルの通電を制御する。これにより、モータ３は、速度指令信号Ｓｃ１によって指定された目標回転速度ωｒｅｆで回転するように制御される。

以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、モータ３の効率を最大化するために、ｄ軸電流値Ｉｄがゼロになるように進角制御を行うことにより、モータ３を駆動する。これによれば、従来技術のように、ｄ軸電流値Ｉｄを算出し、算出したｄ軸電流値Ｉｄがゼロになるようにベクトル制御演算を行う場合に比べて、演算の負荷を低減することが可能となる。

図７は、本実施の形態に係る制御回路１の比較例としての、従来のベクトル制御演算を行う制御回路の構成の一例を示す図である。

図７に示すように、従来の制御回路１ｘは、ｄ軸電流値Ｉｄをゼロにするベクトル制御のために以下の演算を行う。
具体的には、制御回路１ｘは、座標変換部１５ｘによって、ｑ軸電流値Ｉｑだけでなくｄ軸電流値Ｉｄを算出した上で、ｄ軸電流の指令値Ｉｄｒｅｆ＝０をゼロとしたときのｄ軸電流の誤差を誤差算出部２５ｘによって算出する。次に、制御回路１ｘは、電圧指令値算出部２６ｘによって、ｄ軸電流の誤差に基づいてｄ軸電圧の指令値Ｖｄｒｅｆを算出する。次に、制御回路１ｘは、座標変換部２７ｘによって、電圧指令値算出部１９が算出したｑ軸電圧の電圧指令値Ｖｑｒｅｆと電圧指令値算出部２６ｘが算出したｄ軸電圧の電圧指令値Ｖｄｒｅｆを、２相（α，β）の固定座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに逆パーク変換する。そして、制御回路１ｘは、駆動制御信号生成部２２ｘによって、デカルト座標の電圧指令値Ｖα，Ｖβに基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、３相の電圧信号（ＰＷＭ信号）である駆動制御信号Ｓｄを生成する。

このように、従来のｄ軸電流値Ｉｄをゼロにするベクトル制御演算を行う場合には、座標変換部１５ｘによるｄ軸電流値Ｉｄの算出、誤差算出部２５ｘによるｄ軸電流値Ｉｄの誤差の算出、電圧指令値算出部２６ｘによるｄ軸電圧の電圧指令値Ｖｄｒｅｆの算出、および座標変換部２７ｘによる逆パーク変換が必要となる。

これに対し、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０によれば、従来のｄ軸電流値をゼロにするベクトル制御演算に含まれる上述した複数の演算処理を行う代わりに、進角値δ（σ）を算出する演算処理を行えばよいので、制御回路１（プロセッサ）による演算の負荷を大幅に減らすことが可能となる。これにより、制御回路１としてのプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）に必要な処理能力を低く抑えることが可能となるので、よりコストを抑えたモータ駆動制御装置１０を提供することが可能となる。

また、モータ駆動制御装置１０において、ｄ軸電流値Ｉｄをゼロにするための進角値δ（φ）を算出する際に、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流値Ｉｑと、進角値δとの対応関係を示す対応関係情報２０１を用いることにより、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。

例えば、上述したように、式（５）で表される進角値φの関数を対応関係情報２０１として制御回路１のメモリに予め記憶しておくことにより、式（５）にパラメータとしてのｑ軸電流値Ｉｑおよび回転速度ωを代入することにより、複雑な計算を行うことなく、進角値δを算出することが可能となる。

また、例えば、上述したように、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流値Ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを対応関係情報２０１として制御回路１のメモリに予め記憶しておくことにより、進角値δのデータをテーブルから読み出すことによって、複雑な計算を行うことなく、進角値δを算出することができる。これにより、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、駆動指令信号Ｓｃが、モータ３の回転速度の目標値（目標回転速度）を含む速度指令信号Ｓｃ１である場合を例示したが、これに限られない。例えば、駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号Ｓｃ２であってもよい。
以下、駆動指令信号Ｓｃとしてトルク指令信号Ｓｃ２がモータ駆動制御装置に入力される場合における制御回路の別の一例について、説明する。

図８は、本発明の別の実施の形態に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。

同図に示される制御回路１Ａは、駆動指令取得部１１およびｑ軸電流指令値算出部１７の代わりに、駆動指令取得部１１Ａおよびｑ軸電流指令値算出部１７Ａを有する点において、上述した実施の形態に係る制御回路１と相違し、その他の点においては、制御回路１と同様である。

制御回路１Ａには、駆動指令信号Ｓｃとして、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号Ｓｃ２が入力される。ここで、トルク指令信号Ｓｃ２は、モータ３のトルクの目標値を示すトルク指令値Ｔｒｅｆを含んでいる。

駆動指令取得部１１Ａは、外部からトルク指令信号Ｓｃ２を受信する。駆動指令取得部１１Ａは、受信したトルク指令信号Ｓｃ２に含まれるトルク指令値Ｔｒｅｆを取得して出力する。

ｑ軸電流指令値算出部１７Ａは、駆動指令取得部１１Ａから出力されたトルク指令値Ｔｒｅｆに基づいて、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。例えば、ｑ軸電流指令値算出部１７Ａは、ＰＩ制御を行わず、上記式（１）においてＩｄ＝０とすることによって求められる“１／（Ｐ×Ψ）”をトルク指令値Ｔｒｅｆに乗算し、ｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。

ｑ軸電流指令値算出部１７Ａによって算出されたｑ軸電流の指令値Ｉｑｒｅｆは、上述した制御回路１の場合と同様に、誤差算出部１８に与えられる。制御回路１Ａにおける誤差算出部１８以降の処理は、制御回路１と同様である。

以上、制御回路１Ａによれば、モータ３の動作の目標状態を指示する値としてトルク指令値がモータ駆動制御装置に入力される場合であっても、上述した制御回路１と同様の効果が得られる。

例えば、上記実施の形態において、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合を説明したが、これに限られない。すなわち、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）でない場合（例えば、モータ３がＩＰＭＳＭの場合）であっても、リラクタンストルクを利用せず、ｄ軸電流の指令値を常にゼロとするベクトル制御を行う場合には、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０を用いることができる。

また、上記実施の形態において、制御回路１は、上述した回路構成に限定されない。制御回路１は、本発明の目的にあうように構成された、様々な回路構成を適用することができる。

上述の実施の形態のモータ駆動制御装置により駆動されるモータの相数は、３相に限られない。また、ホール素子の数は、３個に限られない。

モータの回転速度の検出方法は特に限定されない。例えば、ホール素子を用いず、モータの逆起電力を用いて回転速度を検出するようにしてもよい。

上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。

１…制御回路、２…駆動回路、２ａ…インバータ回路、２ｂ…プリドライブ回路、２ｃ…電流検出回路、３…モータ、４，４ｕ，４ｖ，４ｗ…回転位置検出器（ホール素子）、１０…モータ駆動制御装置、１１…駆動指令取得部、１２…回転角度取得部、１３…回転速度取得部、１４…駆動電流値取得部、１５…ｑ軸電流値算出部、１６…誤差算出部、１７，１７Ａ…ｑ軸電流指令値算出部、１８…誤差算出部、１９…電圧指令値算出部、２０…進角制御部、２１…加算部、２２…駆動制御信号生成部、３１…ロータ（回転子）、１００…モータユニット、１５１…クラーク変換部、１５２…パーク変換部、２０１…対応関係情報、Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗ…回転位置検出信号、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…駆動電流値、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｑｒｅｆ…ｑ軸電流の指令値、ｉα，ｉβ…２相の直交座標（固定座標）系の電流、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…コイル、Ｑ１～Ｑ６…駆動用トランジスタ、Ｓｃ…駆動指令信号、Ｓｃ１…速度指令信号、Ｓｃ２…トルク指令信号、Ｓｄ…駆動制御信号、Ｖｃｃ…直流電源、Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ…駆動信号、Ｖｍ…電流検出信号、Ｖｒｅｆ…電圧指令値、θ…回転角度、σ…角度、φ…ｑ軸を基準とする進角値（ｑ軸に対する角度），δ…ｄ軸を基準とする進角値、ω…回転速度、ωｒｅｆ…目標回転速度。

Claims (9)

1. モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、
   前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、
   前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、
   前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、
   前記駆動電流値取得部によって取得した前記駆動電流値と、前記回転角度取得部によって取得した前記ロータの回転角度とに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部と、
   前記モータの動作の目標状態を指示する値に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部と、
   前記ｑ軸電流指令値算出部によって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する進角制御部と、
   前記進角制御部によって算出した前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と、前記電圧指令値算出部によって算出された前記電圧指令値とに基づいて、空間ベクトル変換を行って、前記駆動制御信号を生成する駆動制御信号生成部と、を有する
   モータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値は、前記電圧指令値のベクトルのｄ軸方向の成分が前記ｄ軸電流値がゼロであるときのｄ軸電圧値に一致するときの、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度に基づく値である
   モータ駆動制御装置。
3. 請求項１または２に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記進角制御部は、前記ロータの回転速度と、前記ｑ軸電流値と、前記進角値との対応関係を示す対応関係情報を有し、前記対応関係情報に基づいて前記進角値を算出する
   モータ駆動制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記対応関係情報は、前記ロータの回転速度と前記ｑ軸電流値の組み合わせ毎に前記進角値を対応付けたテーブルである
   モータ駆動制御装置。
5. 請求項３に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記電圧指令値をＶｒｅｆ、前記ロータの回転速度をω、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、前記ｑ軸電流値をＩｑ、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度をφとしたとき、前記対応関係情報は、下記式（Ａ）で表される関数を含む
   モータ駆動制御装置。
   

   
6. 請求項２乃至５の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記進角制御部は、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度にπ／２を加算して前記進角値を算出する
   モータ駆動制御装置。
7. 請求項１乃至６の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータの回転速度の目標値であって、
   前記ｑ軸電流指令値算出部は、前記モータの回転速度の目標値と前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度との差が小さくなるように、前記ｑ軸電流の指令値を算出する
   モータ駆動制御装置。
8. 請求項１乃至６の何れか一項に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記モータの動作の目標状態を指示する値は、前記モータのトルクの目標値である
   モータ駆動制御装置。
9. モータのロータの回転角度を取得する第１ステップと、
   前記ロータの回転速度を取得する第２ステップと、
   前記モータのコイルの駆動電流値を取得する第３ステップと、
   前記第３ステップによって取得した前記駆動電流値と、前記第１ステップによって取得した前記ロータの回転角度とに基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出する第４ステップと、
   前記モータの動作の目標状態を指示する値に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出する第５ステップと、
   前記第５ステップによって算出した前記ｑ軸電流の指令値と前記第４ステップによって算出されたｑ軸電流値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値を算出する第６ステップと、
   前記第４ステップによって算出した前記ｑ軸電流値と、前記第２ステップによって取得した前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する第７ステップと、
   前記第７ステップによって算出した前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と前記第６ステップによって算出された前記電圧指令値とに基づいて空間ベクトル変換を行って、前記モータの駆動を制御するための駆動制御信号を生成する第８ステップと、を含む
   モータ駆動制御方法。

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