JP2020039227A - 電動機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来のセンサレスベクトル制御より複雑な演算を必要としないセンサレスベクトル制御を実現することができる電動機の駆動装置を提供する。【解決手段】本発明の駆動装置は、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１を備える。ベクトル制御部１１は、静止座標系上の二相電流指令値と３／２相変換部１７によって変換された静止座標系上の二相電流との偏差に基づいて指令電圧ベクトルを決定する出力電圧決定部１８と、指令電圧ベクトルからインバータ１０の出力電圧と電動機のロータの位相を算出する出力電圧／角度算出部２２と、インバータ１０の出力電圧の変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに、更新停止信号を出力する電圧変動検出部３１と、磁化電流指令値およびトルク電流指令値を、補正されたロータの位相に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値に変換する回転／静止座標変換部３５とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータや誘導モータなどの電動機を駆動する駆動装置に関し、特にインバータの出力電流に基づいてベクトル制御を行なう駆動装置に関する。

従来から一般に用いられているモータの制御方法としては、指令周波数に対応する電圧を出力することにより、電動機磁束を一定に保つＶ／Ｆ制御や、インバータの出力電流を励磁電流とトルク電流に分解し、負荷に見合ったモータ電流を流せるように励磁電圧とトルク電圧を制御するベクトル制御が挙げられる。

Ｖ／Ｆ制御は高速な演算を必要とせず、簡易な構成でモータを制御することが出来る。しかし、このＶ／Ｆ制御では、フィードバック情報が乏しいため、個々のモータの特性に合わせた高効率な制御は期待出来ない。また、モータロータの位置を検出しないため、同期機の場合はモータロータが脱調する可能性もある。

一方、同期機の脱調を防止し、且つ、高価な位置センサを使用することなく同期機を制御することが出来る制御方式として、センサレスベクトル制御がある。このセンサレスベクトル制御の制御ブロックを図８に示す。インバータ１１０の出力電流は、電流検出器１１２により検出され、この検出された三相電流は、３／２相変換部１１７、静止／回転座標変換部１１８により、回転座標系上の二相電流Ｉｄ，Ｉｑに変換された後、磁化電圧制御部１２２およびトルク電圧制御部１２１に入力される。磁化電圧制御部１２２は、現在の磁化電流Ｉｄと磁化電流指令値Ｉｄ*との偏差が０となるような磁化電圧指令値Ｖｄ*をＰＩ演算により求める。トルク電圧制御部１２１は、現在のトルク電流Ｉｑとトルク電流指令値Ｉｑ*との偏差が０となるようなトルク電圧指令値Ｖｑ*をＰＩ演算により求める。

目標トルク電流決定部１２４は、外部から入力された角速度指令値ω*と現在の角速度ωとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行なってトルク電流指令値Ｉｑ*を決定する。現在の角速度ωは、電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*およびフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑに基づき、軸誤差推定器１２９および微分器１３２によって求められる。磁化電流指令値Ｉｄ*は、モータモデルを用いて算出された理想的な磁化電流である。電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*は、回転／静止座標変換部１３５および２／３相変換部１３６を経て固定座標系上の３相電圧指令値に変換された後、インバータ１１０に送られる。

この図８に示すセンサレスベクトル制御は、位置センサを用いずに、フィードバックされたモータ電流からロータの位置を推定する制御方式である。この制御方式は、モータモデルに基づいて負荷の状態に見合った最適な制御をしているため、モータの効率を最大限に発揮させることが出来る。

しかしながら、センサレスベクトル制御では、フィードバックされたモータ電流から電圧指令値を高速周期で演算する必要がある。また、モータモデルが必要なため、モータＭの巻線抵抗やリアクタンス等の多くのモータ定数を制御に用いる必要がある。正確なモータ定数を把握するためには手間がかかる上、それら巻線抵抗およびリアクタンスの温度依存も考慮する必要がある。

特開平８−２５６４９６号公報

本発明は上述した従来の問題点に鑑みてなされたもので、従来のＶ／Ｆ制御だけではなし得なかった高効率化や最適トルク制御を実現しつつ、従来のセンサレスベクトル制御で必要とされたモータの巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数を使用せずにモータを駆動することができ、従来のセンサレスベクトル制御より複雑な演算を必要としないセンサレスベクトル制御を実現することができる電動機の駆動装置を提供することを目的とする。

一態様では、インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、前記ベクトル制御部は、前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、静止座標系上の二相電流指令値と前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流との偏差に基づいて指令電圧ベクトルを決定する出力電圧決定部と、前記指令電圧ベクトルから前記インバータの出力電圧と前記電動機のロータの位相を算出する出力電圧／角度算出部と、前記ロータの位相から前記ロータの角速度を算出する速度演算部と、前記ロータの角速度から目標出力電圧値を決定する目標出力電圧決定部と、前記目標出力電圧値と前記インバータの出力電圧との偏差に基づいて位相補正量を決定する位相補正量決定部と、前記ロータの位相に前記位相補正量を加算して前記ロータの位相を補正する位相補正部と、前記インバータの出力電圧の変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに、更新停止信号を出力する電圧変動検出部と、回転座標系上の磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、前記ロータの角速度と角速度指令値との偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、前記磁化電流指令値および前記トルク電流指令値を、前記補正されたロータの位相に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値に変換する回転／静止座標変換部と、前記指令電圧ベクトルを三相電圧指令値に変換する２／３相変換部とを備えていることを特徴とする駆動装置である。

一態様では、インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、前記ベクトル制御部は、前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、静止座標系上の二相電流指令値と前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流との偏差に基づいて指令電圧ベクトルを決定する出力電圧決定部と、前記指令電圧ベクトルから前記インバータの出力電圧と前記電動機のロータの位相を算出する出力電圧／角度算出部と、前記ロータの位相から前記ロータの角速度を算出する速度演算部と、前記ロータの角速度から目標出力電圧値を決定する目標出力電圧決定部と、前記目標出力電圧値と前記インバータの出力電圧との偏差に基づいて位相補正量を決定する位相補正量決定部と、前記ロータの位相に前記位相補正量を加算して前記ロータの位相を補正する位相補正部と、前記二相電流指令値と、対応する前記二相電流との偏差である第１の偏差および第２の偏差をそれぞれを検出する第１の偏差検出部および第２の偏差検出部と、前記第１の偏差と前記第２の偏差から偏差指標値を算出し、前記偏差指標値が変動偏差しきい値よりも大きいときに、更新停止信号を出力する過渡状態検出部と、回転座標系上の磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、前記ロータの角速度と角速度指令値との偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、前記磁化電流指令値および前記トルク電流指令値を、前記補正されたロータの位相に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値に変換する回転／静止座標変換部と、前記指令電圧ベクトルを三相電圧指令値に変換する２／３相変換部とを備えていることを特徴とする駆動装置である。

一態様では、前記目標磁化電流決定部は、前記磁化電流指令値として０を出力することを特徴とする。
一態様では、前記ベクトル制御部は、複数のローパスフィルタをさらに備え、前記複数のローパスフィルタは、前記出力電圧決定部と出力電圧／角度算出部との間、または前記回転／静止座標変換部と前記出力電圧決定部との間に配置されていることを特徴とする。
一態様では、前記ベクトル制御部は、電圧送信セレクタをさらに備え、前記電圧送信セレクタは、前記出力電圧／角度算出部と位相補正量決定部との間に配置されており、前記更新停止信号を受けると、前記出力電圧／角度算出部から前記位相補正量決定部への、前記インバータの出力電圧の送信を遮断するように構成されていることを特徴とする。
一態様では、前記ベクトル制御部は、位相送信セレクタをさらに備え、前記位相送信セレクタは、前記出力電圧／角度算出部と前記速度演算部および前記位相補正部との間に配置されており、前記更新停止信号を受けると、前記出力電圧／角度算出部から前記速度演算部および前記位相補正部への、前記ロータの位相の送信を遮断するように構成されていることを特徴とする。

ベクトル制御部は、出力電圧決定部で決定された指令電圧ベクトルから直接ロータの角度情報（位相）を取得する。取得したロータの角度情報は、位相補正部で補正され、補正されたロータの角度情報は、回転／静止座標変換へ直接反映される。したがって、各制御でのパラメータ調整が容易になり、従来のセンサレスベクトル制御より複雑な演算を必要としないセンサレスベクトル制御を実現することができる。

本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。 図１に示すインバータを詳細に示す模式図である。 図３（ａ）および図３（ｂ）は、同期モータの等価回路を示す図である。 モータがある理想的な制御状態にあるときのベクトル図である。 出力電流Ｉｏｕｔがｑ軸に対して位相進みであるときのベクトル図である。 出力電流Ｉｏｕｔがｑ軸に対して位相遅れであるときのベクトル図である。 本発明の他の実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。 従来のセンサレスベクトル制御の制御ブロックを示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。この駆動装置は、電動機としてのモータＭを駆動するインバータ装置（電力変換装置）であり、図１に示すようにインバータ１０およびベクトル制御部１１を含む複数の要素から構成されている。すなわち、駆動装置は、モータＭに供給される電圧を生成するインバータ１０と、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１と、インバータ１０からモータＭに供給される電流を検出する電流検出器（電流計）１２とを備えている。

図２は、図１に示すインバータ１０を詳細に示す模式図である。インバータ１０は、電力変換部としてのインバータ回路１０Ａと、このインバータ回路１０Ａを駆動するゲートドライバ１０Ｂとから基本的に構成されている。インバータ回路１０Ａでは、直流電力（例えば、商用電源を全波整流して得られる直流電源からの直流電力）が供給される正極ラインＰと負極ラインＮとの間に３組の上下アームが並列に接続されており、各相の上下アームにはスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とからなる逆並列回路が組み込まれている。記号Ｃ１はコンデンサである。これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、ダイオードＤ１〜Ｄ６、およびコンデンサＣ１によりインバータ回路１０Ａが構成されている。ゲートドライバ１０Ｂは、ベクトル制御部１１から送られる電圧指令値に従った電圧が生成されるように、インバータ回路１０Ａのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を駆動する。

電流検出器１２は、インバータ１０からモータＭに供給される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。その計測値は、ゲイン調整器１５によって増幅された後、ベクトル制御部１１に入力される。なお、ゲイン調整器１５は省略することもできる。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測は、任意の２相の電流を計測し、式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から残りの電流を求めてもよい。ベクトル制御部１１は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび外部から入力される角速度指令値に基づいて三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。さらに、ベクトル制御部１１は、これら三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対応したＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をゲートドライバ１０Ｂに送る。ゲートドライバ１０Ｂは、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対応するＰＷＭ信号に基づいてゲートドライブＰＷＭ信号を生成し、６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、ゲートドライブＰＷＭ信号に基づいて動作（オン、オフ）される。このように、インバータ１０はベクトル制御部１１からの三相電圧指令値に基づいた電圧を生成し、これをモータＭに印加する。

図１に示すように、ベクトル制御部１１は、電流検出器１２により検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒに変換する３／２相変換部１７と、静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄと３／２相変換部１７によって変換された静止座標系上の二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒとの偏差に基づいて指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを決定する出力電圧決定部１８と、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄからインバータ１０の出力電圧Ｖｔ_ｄとモータＭのロータ（図示せず）の位相（角度）θを算出する出力電圧／角度算出部２２と、ロータの位相θからロータの角速度ωｃを算出する速度演算部２６と、角速度ωｃから目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定する目標出力電圧決定部２７と、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと出力電圧Ｖｔ_ｄとの偏差に基づいて位相補正量Δθを決定する位相補正量決定部３２と、ロータの位相θに位相補正量Δθを加算してロータの位相θを補正する位相補正部３３と、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力する電圧変動検出部３１と、回転座標系上の磁化電流指令値Ｉｍ_ｄを決定する目標磁化電流決定部３９と、ロータの角速度ωｃと角速度指令値ωｄとの偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを決定する目標トルク電流決定部３８と、磁化電流指令値Ｉｍ_ｄおよびトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを、位相補正部３３によって補正されたロータの位相θ’に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄに変換する回転／静止座標変換部３５と、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する２／３相変換部３６とを備えている。

ベクトル制御部１１は、出力電圧決定部１８と出力電圧／角度算出部２２との間に配置された複数のローパスフィルタ２１ａ，２１ｂと、回転／静止座標変換部３５と出力電圧決定部１８との間に配置された複数のローパスフィルタ２２ａ，２２ｂと、電圧送信セレクタ２５ａと、位相送信セレクタ２５ｂとをさらに備えている。電圧送信セレクタ２５ａは、出力電圧／角度算出部２２と位相補正量決定部３２との間に配置されており、位相送信セレクタ２５ｂは、出力電圧／角度算出部２２と、速度演算部２６および位相補正部３３との間に配置されている。

ベクトル制御部１１の基本的動作は次の通りである。電流検出器１２によって検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、二相電流（ベクトル）Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒに変換される。変換された二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒと、対応する目標値（二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄ）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行なわれ、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄが求められる。求められた二相の指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、三相の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換される。そして、各相の電圧指令値に対応したＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号はインバータ１０のゲートドライバ１０Ｂに送られる。ベクトル制御部１１は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）または専用の処理装置から構成することができる。

次に、図１を参照してベクトル制御部１１について詳細に説明する。電流検出器１２によって検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３／２相変換部１７に送られ、ここで静止座標系上の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは静止座標系上の二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒに変換される。二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒは出力電圧決定部１８に入力される。

二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒの目標値である二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄは、回転／静止座標変換部３５から出力電圧決定部１８に入力される。過渡的な変動の高周波成分を含んだ二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄは、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂをそれぞれ通過して出力電圧決定部１８に送られる。ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂは、上記信号に含まれる高周波成分を除去する。これにより、過渡的な変動が除去された二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄが出力電圧決定部１８に入力される。

出力電圧決定部１８は、二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄと、対応する二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒとの偏差に基づいて指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを決定する。具体的には、出力電圧決定部１８は、ＰＩ演算を実行して、二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄとの偏差をなくすための指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄを決定する。指令電圧ベクトルＶα_ｄは、αβ静止座標系におけるα軸上のベクトルであり、指令電圧ベクトルＶβ_ｄは、α軸に直交するβ軸上のベクトルである。指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、出力電圧決定部１８から出力電圧／角度算出部２２および２／３相変換部３６に入力される。

過渡的な変動の高周波成分を含んだ指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、ローパスフィルタ２１ａ，２１ｂをそれぞれ通過して出力電圧／角度算出部２２に送られる。ローパスフィルタ２１ａ，２１ｂは、上記信号に含まれる高周波成分を除去する。これにより、過渡的な変動が除去された指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄが出力電圧／角度算出部２２に入力される。

出力電圧／角度算出部２２は、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄからインバータ１０の出力電圧Ｖｔ_ｄとモータＭのロータの位相（角度）θを算出する。出力電圧Ｖｔ_ｄは、αβ軸上の指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄの信号を合成して得ることができる。したがって、出力電圧Ｖｔ_ｄおよび位相θは以下の式から求めることができる。
Ｖｔ_ｄ＝√（Ｖα_ｄ^２＋Ｖβ_ｄ^２） （１）
θ＝ｔａｎ^−１（Ｖα_ｄ／Ｖβ_ｄ） （２）

出力電圧Ｖｔ_ｄ（上記（１）式で得られた算出値）は出力電圧／角度算出部２２から電圧変動検出部３１に送られる。さらに、出力電圧Ｖｔ_ｄは、出力電圧／角度算出部２２から電圧送信セレクタ２５ａを通過して位相補正量決定部３２に送られる。ロータの位相θは、位相送信セレクタ２５ｂを通過して速度演算部２６および位相補正部３３に送られる。速度演算部２６は、ロータの位相θからロータの角速度ωｃを算出する。具体的には、角速度ωｃは、位相θの時間変化（微分演算）から求められる。角速度ωｃは、目標出力電圧決定部２７および目標トルク電流決定部３８に入力される。

目標出力電圧決定部２７は、角速度ωｃから目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定する。目標出力電圧値Ｖｄｅｍは、理想的な制御状態にあるときのインバータ１０の出力電圧に等しい。より具体的には、目標出力電圧決定部２７には、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの関係を示すＶ／ωパターンが予め記憶されている。このＶ／ωパターンは、現在のロータの角速度ωｃに対応する目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定するための、角速度ωｃと目標出力電圧値Ｖｄｅｍとの対応関係を定義する。Ｖ／ωパターンは、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの関係を示す関数またはテーブルデータとして目標出力電圧決定部２７に記憶されている。目標出力電圧決定部２７は、Ｖ／ωパターンに基づいて、現在の角速度ωｃに対応する目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定する。なお、公知の式ω＝２πＦを用いて、角速度ωｃから周波数Ｆを求めることができるので、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと周波数Ｆとの関係を示すＶ／Ｆパターンを目標出力電圧決定部２７に記憶させてもよい。

目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの関係は、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの比が一定となる関係でもよいし、負荷トルクがモータの回転速度の二乗に比例するポンプやファンなどを駆動する場合は、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの比が、二乗低減トルク特性に沿った二乗低減カーブで表されてもよい。Ｖ／ωパターンは、従来のＶ／Ｆ制御と同様の手法に従って、モータＭの定格電圧と定格周波数とから設定することができる。

目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの比が一定となるＶ／ωパターンに基づいて、目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定する場合には、電動機の定格電圧および定格周波数のみが必要となり、電動機の巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数は不要である。目標出力電圧値Ｖｄｅｍと角速度ωｃとの比が一定となるＶ／ωパターン以外のパターンで目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定したい場合は、目標出力電圧決定部２７に記憶されているＶ／ωパターンに従って目標出力電圧値Ｖｄｅｍを決定することもできるので複雑な演算が不要である。従って、複雑な演算を行わずに安定して電動機のセンサレス駆動を実現することができる。

目標出力電圧値Ｖｄｅｍは、目標出力電圧決定部２７から出力され、位相補正量決定部３２に入力される。位相補正量決定部３２は、目標出力電圧値Ｖｄｅｍと、出力電圧／角度算出部２２から入力される出力電圧Ｖｔ_ｄとの偏差をなくすための位相補正量Δθを決定する。位相補正量Δθは、位相補正量決定部３２から位相補正部３３に入力される。位相補正部３３は、出力電圧／角度算出部２２から入力されるロータの位相θに位相補正量Δθを加算してロータの位相θを補正する。補正された位相は、位相θ’として位相補正部３３から出力され、回転／静止座標変換部３５に入力される。位相θ’は、回転座標系上の電流指令値Ｉｍ_ｄ，Ｉｔ_ｄをαβ静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄへ変換するための角度情報として使用される。本明細書において、回転座標系とは、ロータの永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸としたｄｑ回転座標系のことである。

出力電圧決定部１８から出力される指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは電気的な情報の為、機械的時定数に比べ応答速度が速く、一時的に変動が大きくなる場合がある。この変動が大きくなった時に、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄから算出した電圧（出力電圧Ｖｔ_ｄ）、角度情報（位相θ）を基にセンサレス制御（位相補正）を行うと、この変動の影響でモータＭが脱調し、モータＭの駆動が行えないおそれがある。

そこで本実施形態では、出力電圧Ｖｔ_ｄを算出した後、電圧変動検出部３１にて、出力電圧Ｖｔ_ｄの時間変化を検出する。電圧変動検出部３１は、出力電圧Ｖｔ_ｄの変化が大きく過渡状態と判断した場合は、更新停止信号を出力する。具体的には、電圧変動検出部３１は、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量を変動電圧しきい値と比較し、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力し、出力電圧Ｖｔ_ｄの変動量が変動電圧しきい値よりも小さいときは更新停止信号を出力しない。この更新停止信号は、電圧送信セレクタ２５ａおよび位相送信セレクタ２５ｂに入力される。

電圧変動検出部３１から出力された更新停止信号を受けると、電圧送信セレクタ２５ａが作動し、出力電圧／角度算出部２２から位相補正量決定部３２への出力電圧Ｖｔ_ｄの送信を遮断する。結果として、位相補正量決定部３２での出力電圧Ｖｔ_ｄの更新が停止される。同様に、電圧変動検出部３１から出力された更新停止信号を受けると、位相送信セレクタ２５ｂが作動し、出力電圧／角度算出部２２から速度演算部２６および位相補正部３３への位相θの送信を遮断する。結果として、速度演算部２６および位相補正部３３での位相θの更新が停止される。この様にすることで、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄの過渡的な変動に起因するモータＭの脱調を防止できる。

回転／静止座標変換部３５には、目標磁化電流決定部３９と目標トルク電流決定部３８とが接続されている。目標磁化電流決定部３９は、磁化電流指令値Ｉｍ_ｄを決定する。具体的には、目標磁化電流決定部３９は、磁化電流指令値Ｉｍ_ｄとして０を出力する。この目標磁化電流決定部３９はＰＩ制御部ではなく、磁化電流指令値Ｉｍ_ｄとして０を単に出力するように構成されている。目標トルク電流決定部３８は速度制御部であり、ロータの角速度ωｃと角速度指令値ωｄとの偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを決定する。角速度指令値ωｄは、モータＭに要求される所望の角速度であり、ベクトル制御部１１の外部から目標トルク電流決定部３８に入力される。

具体的には、目標トルク電流決定部３８は、ベクトル制御部１１の外部から入力される角速度指令値ωｄと、ロータの角速度ωｃとの偏差をなくすためのトルク電流指令値Ｉｔ_ｄをＰＩ演算により求める。目標トルク電流決定部３８は、角速度指令値ωｄが現在の角速度ωｃよりも大きければ（すなわち、ωｄ＞ωｃであれば）、トルクを増やして増速させるためにより大きなトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを出力する。一方、角速度指令値ωｄが現在の角速度ωｃよりも小さければ（すなわち、ωｄ＜ωｃであれば）、トルクを減らして減速させるためにより小さなトルク電流指令値Ｉｔ_ｄを出力する。

トルク電流指令値Ｉｔ_ｄおよび磁化電流指令値Ｉｍ_ｄは、回転座標系上の電流指令値であり、回転／静止座標変換部３５に入力される。トルク電流指令値Ｉｔ_ｄおよび磁化電流指令値Ｉｍ_ｄは、回転／静止座標変換部３５で、位相θ’に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄに変換される。二相電流指令値Ｉα_ｄ，Ｉβ_ｄは、出力電圧決定部１８に入力され、ここで上述のように指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄが決定される。

上述のように指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、出力電圧決定部１８から出力電圧／角度算出部２２および２／３相変換部３６に入力される。二相の指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄは、２／３相変換部３６により三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換される。インバータ１０は、上述のように、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に従って電圧を生成する。

以上のように、ベクトル制御部１１は、出力電圧決定部１８で決定された指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄから直接ロータの角度情報（位相θ）を取得する。取得したロータの角度情報は、位相補正部３３で補正され、補正されたロータの角度情報（位相θ’）は、回転／静止座標変換へ直接反映される。したがって、各制御でのパラメータ調整が容易になり、従来のセンサレスベクトル制御より複雑な演算を必要としないセンサレスベクトル制御を実現することができる。

ここで、ベクトル制御部１１が永久磁石型同期モータを制御する場合について説明する。
ｄｑ回転座標系において、ロータの永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とすると、モータＭの等価回路は図３（ａ）および図３（ｂ）に示すようになる。図３（ａ）および図３（ｂ）において、Ｒは巻線抵抗を表し、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンスを表し、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンスを表し、ωは角速度を表し、Ｅは誘起電圧を表している。

図３（ａ）はｄ軸の方向に電流Ｉｄが流れたときの等価回路を示し、図３（ｂ）はｑ軸の方向に電流Ｉｑが流れたときの等価回路を示す。図３（ａ）および図３（ｂ）により、電圧方程式は次のように表される。
Ｖｄ＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ （３）
Ｖｑ＝Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋Ｅ （４）
ここで、ｐは時間微分（ｄ／ｄｔ）を表す。図３（ａ）および図３（ｂ）に示す記号ｊは虚数単位を表している。干渉成分ｊωＬｑＩｑ，ｊωＬｄＩｄをｄｑ軸（モータ軸）上に表すと、ベクトルの方向が変換されて記号ｊがとれるので、記号ｊは式（３）および式（４）は表されていない。なお、式（３）および式（４）において、誘起電圧Ｅは、角速度ωと永久磁石による鎖交磁束Ψとの積である。

図４は、モータＭがある理想的な制御状態にあるときのベクトル図である。理想的な制御状態にあるとき、インバータ１０の出力電流Ｉｏｕｔの位相はｑ軸に一致する。出力電圧Ｖｔ_ｄは、インダクタンス成分（Ｌ）があるため、出力電流Ｉｏｕｔに対して位相遅れが生じる。理想的な制御状態にあるときの出力電圧Ｖｔ_ｄを目標出力電圧値Ｖｄｅｍとし、出力電圧Ｖｔ_ｄの位相に一致する軸をＴ軸とし、Ｔ軸に垂直な軸をＭ軸とする。ＭＴ軸はインバータ１０を制御する制御軸である。

次に、位相補正量Δθを決定するプロセスについて説明する。説明の簡略化のために、同期モータがＳＰＭモータ（表面磁石型モータ、Surface Permanent Magnet motor）である場合を考える。ＳＰＭモータの場合は、インバータ１０からの出力電流Ｉｏｕｔがｄ軸に垂直に流れるときが最も運転効率がよくなる。したがって、ｄ軸上の電流Ｉｄが０のときを理想の制御状態とする。

インバータ１０の出力電圧Ｖｔ_ｄは、式（３）および式（４）より次のように求められる。
Ｖｔ_ｄ（→）＝Ｖｄ（→）＋Ｖｑ（→） （５）
Ｖｔ_ｄ＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ
＋Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ （６）
ただし、記号（→）はベクトルを表している。

モータＭが安定して運転している場合、上記式（６）の微分項は無視することができるので、上記式（６）は、
Ｖｔ_ｄ＝Ｉｄ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋Ｉｑ・Ｒ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ
＝Ｉｄ・Ｒ＋Ｉｑ・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （７）
と表される。
さらに、ベクトルＩｏｕｔは、ベクトルＩｄとベクトルＩｑとの合成であるので、上記式（７）は、
Ｖｔ_ｄ＝Ｉｏｕｔ・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （８）
と表される。
図４に示す状態においては、Ｉｄ＝０であるので、Ｉｑ＝Ｉｏｕｔとなる。したがって、式（８）は次のように表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｉｑ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋ωΨ （９）

図５は、出力電流Ｉｏｕｔがｑ軸に対して位相進みであるときのベクトル図である。出力電流Ｉｏｕｔの位相がｑ軸より進んでいるとき、ｄ軸にマイナスの電流が流れる（Ｉｄ＜０）。出力電流Ｉｏｕｔの位相がｑ軸より進んでおり、かつ出力電流Ｉｏｕｔが、図４に示す出力電流Ｉｏｕｔと同じ大きさのとき、出力電圧Ｖｔ_ｄの大きさは、理想的な制御状態にあるときの目標出力電圧値Ｖｄｅｍ（図４参照）よりも小さくなる。

図６は、出力電流Ｉｏｕｔがｑ軸に対して位相遅れであるときのベクトル図である。出力電流Ｉｏｕｔの位相がｑ軸より遅れているとき、ｄ軸にプラスの電流が流れる（Ｉｄ＞０）。出力電流Ｉｏｕｔの位相がｑ軸より遅れており、かつ出力電流Ｉｏｕｔが、図４に示す出力電流Ｉｏｕｔと同じ大きさのとき、出力電圧Ｖｔ_ｄの大きさは、理想的な制御状態にあるときの目標出力電圧値Ｖｄｅｍ（図４参照）よりも大きくなる。したがって、出力電圧Ｖｔ_ｄが目標出力電圧値Ｖｄｅｍと等しくなるための位相補正量Δθを決定することで、出力電流Ｉｏｕｔの位相を制御することが可能となる。

次に、本発明の他の実施形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。
図７は、本発明の他の実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。この駆動装置は、電動機としてのモータＭを駆動するインバータ装置（電力変換装置）であり、図７に示すようにインバータ１０およびベクトル制御部１１を含む複数の要素から構成されている。すなわち、駆動装置は、モータＭに供給される電圧を生成するインバータ１０と、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１と、インバータ１０からモータＭに供給される電流を検出する電流検出器（電流計）１２とを備えている。

本実施形態のベクトル制御部１１は、電圧変動検出部３１を備えておらず、代わりに二相電流指令値Ｉα_ｄｆ，Ｉβ_ｄｆと、対応する二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒとの偏差である第１の偏差Ｉα_ｅｒｒおよび第２の偏差Ｉβ_ｅｒｒをそれぞれ検出する第１の偏差検出部４０ｂおよび第２の偏差検出部４０ｃを備えている。ベクトル制御部１１は、後述する偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒが変動偏差しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力する過渡状態検出部４０ａをさらに備えている。

第１の偏差検出部４０ｂは、３／２相変換部１７と回転／静止座標変換部３５に接続され、３／２相変換部１７から出力された電流Ｉα_ｒと、回転／静止座標変換部３５から出力された電流指令値Ｉα_ｄｆが第１の偏差検出部４０ｂに入力される。第２の偏差検出部４０ｃも３／２相変換部１７と回転／静止座標変換部３５に接続され、３／２相変換部１７から出力された電流Ｉβ_ｒと、回転／静止座標変換部３５から出力された電流指令値Ｉβ_ｄｆが第２の偏差検出部４０ｃに入力される。

偏差検出部４０ｂ，４０ｃは、二相電流指令値Ｉα_ｄｆ，Ｉβ_ｄｆと、対応する二相電流Ｉα_ｒ，Ｉβ_ｒとの偏差である第１の偏差Ｉα_ｅｒｒおよび第２の偏差Ｉβ_ｅｒｒをそれぞれ検出する。具体的には、第１の偏差検出部４０ｂは、電流Ｉα_ｒと、電流指令値Ｉα_ｄｆとの偏差（すなわち第１の偏差Ｉα_ｅｒｒ）を検出する。第２の偏差検出部４０ｃは、電流Ｉβ_ｒと、電流指令値Ｉβ_ｄｆとの偏差（すなわち第２の偏差Ｉβ_ｅｒｒ）を検出する。第１の偏差Ｉα_ｅｒｒは、第１の偏差検出部４０ｂから過渡状態検出部４０ａに送られ、第２の偏差Ｉβ_ｅｒｒは、第２の偏差検出部４０ｃから過渡状態検出部４０ａに送られる。

過渡状態検出部４０ａは、第１の偏差Ｉα_ｅｒｒと第２の偏差Ｉβ_ｅｒｒから偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒを算出する。過渡状態検出部４０ａは、偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒが大きく過渡状態と判断した場合は、更新停止信号を出力する。具体的には、過渡状態検出部４０ａは、偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒを所定の変動偏差しきい値と比較し、偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒが変動偏差しきい値よりも大きいときに更新停止信号を出力し、偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒが変動偏差しきい値よりも小さいときは更新停止信号を出力しない。この更新停止信号は、電圧送信セレクタ２５ａおよび位相送信セレクタ２５ｂに入力される。偏差指標値Ｉ_Ｅｒｒは以下の式から求めることができる。
Ｉ_Ｅｒｒ＝√（Ｉα_ｅｒｒ^２＋Ｉβ_ｅｒｒ^２） （１０）

過渡状態検出部４０ａから出力された更新停止信号を受けると、電圧送信セレクタ２５ａが作動し、出力電圧／角度算出部２２から位相補正量決定部３２への出力電圧Ｖｔ_ｄの送信を遮断する。結果として、位相補正量決定部３２での出力電圧Ｖｔ_ｄの更新が停止される。同様に、過渡状態検出部４０ａから出力された更新停止信号を受けると、位相送信セレクタ２５ｂが作動し、出力電圧／角度算出部２２から速度演算部２６および位相補正部３３への位相θの送信を遮断する。結果として、速度演算部２６および位相補正部３３での位相θの更新が停止される。この様にすることで、指令電圧ベクトルＶα_ｄ，Ｖβ_ｄの過渡的な変動に起因するモータＭの脱調を防止できる。

上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうることである。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲に解釈されるものである。

１０ インバータ
１１ ベクトル制御部
１２ 電流検出器
１７ ３／２相変換部
１８ 出力電圧決定部
２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ ローパスフィルタ
２２ 出力電圧／角度算出部
２５ａ 電圧送信セレクタ
２５ｂ 位相送信セレクタ
２６ 速度演算部
２７ 目標出力電圧決定部
３１ 電圧変動検出部
３２ 位相補正量決定部
３３ 位相補正部
３５ 回転／静止座標変換部
３６ ２／３相変換部
３８ 目標トルク電流決定部
３９ 目標磁化電流決定部
４０ａ 過渡状態検出部
４０ｂ 第１の偏差検出部
４０ｃ 第２の偏差検出部

Claims (6)

1. インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、
   前記ベクトル制御部は、
   前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、
   静止座標系上の二相電流指令値と前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流との偏差に基づいて指令電圧ベクトルを決定する出力電圧決定部と、
   前記指令電圧ベクトルから前記インバータの出力電圧と前記電動機のロータの位相を算出する出力電圧／角度算出部と、
   前記ロータの位相から前記ロータの角速度を算出する速度演算部と、
   前記ロータの角速度から目標出力電圧値を決定する目標出力電圧決定部と、
   前記目標出力電圧値と前記インバータの出力電圧との偏差に基づいて位相補正量を決定する位相補正量決定部と、
   前記ロータの位相に前記位相補正量を加算して前記ロータの位相を補正する位相補正部と、
   前記インバータの出力電圧の変動量が変動電圧しきい値よりも大きいときに、更新停止信号を出力する電圧変動検出部と、
   回転座標系上の磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、
   前記ロータの角速度と角速度指令値との偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、
   前記磁化電流指令値および前記トルク電流指令値を、前記補正されたロータの位相に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値に変換する回転／静止座標変換部と、
   前記指令電圧ベクトルを三相電圧指令値に変換する２／３相変換部とを備えていることを特徴とする駆動装置。
2. インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該インバータへの電圧指令値を決定するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、
   前記ベクトル制御部は、
   前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、
   静止座標系上の二相電流指令値と前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流との偏差に基づいて指令電圧ベクトルを決定する出力電圧決定部と、
   前記指令電圧ベクトルから前記インバータの出力電圧と前記電動機のロータの位相を算出する出力電圧／角度算出部と、
   前記ロータの位相から前記ロータの角速度を算出する速度演算部と、
   前記ロータの角速度から目標出力電圧値を決定する目標出力電圧決定部と、
   前記目標出力電圧値と前記インバータの出力電圧との偏差に基づいて位相補正量を決定する位相補正量決定部と、
   前記ロータの位相に前記位相補正量を加算して前記ロータの位相を補正する位相補正部と、
   前記二相電流指令値と、対応する前記二相電流との偏差である第１の偏差および第２の偏差をそれぞれを検出する第１の偏差検出部および第２の偏差検出部と、
   前記第１の偏差と前記第２の偏差から偏差指標値を算出し、前記偏差指標値が変動偏差しきい値よりも大きいときに、更新停止信号を出力する過渡状態検出部と、
   回転座標系上の磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、
   前記ロータの角速度と角速度指令値との偏差に基づいて回転座標系上のトルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、
   前記磁化電流指令値および前記トルク電流指令値を、前記補正されたロータの位相に基づいて、静止座標系上の二相電流指令値に変換する回転／静止座標変換部と、
   前記指令電圧ベクトルを三相電圧指令値に変換する２／３相変換部とを備えていることを特徴とする駆動装置。
3. 前記目標磁化電流決定部は、前記磁化電流指令値として０を出力することを特徴とする請求項１または２に記載の駆動装置。
4. 前記ベクトル制御部は、複数のローパスフィルタをさらに備え、
   前記複数のローパスフィルタは、前記出力電圧決定部と出力電圧／角度算出部との間、または前記回転／静止座標変換部と前記出力電圧決定部との間に配置されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の駆動装置。
5. 前記ベクトル制御部は、電圧送信セレクタをさらに備え、
   前記電圧送信セレクタは、前記出力電圧／角度算出部と位相補正量決定部との間に配置されており、前記更新停止信号を受けると、前記出力電圧／角度算出部から前記位相補正量決定部への、前記インバータの出力電圧の送信を遮断するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
6. 前記ベクトル制御部は、位相送信セレクタをさらに備え、
   前記位相送信セレクタは、前記出力電圧／角度算出部と前記速度演算部および前記位相補正部との間に配置されており、前記更新停止信号を受けると、前記出力電圧／角度算出部から前記速度演算部および前記位相補正部への、前記ロータの位相の送信を遮断するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の駆動装置。

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