JP2000232800A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石形同期電動機の制御装置Info
- Publication number
- JP2000232800A JP2000232800A JP11033025A JP3302599A JP2000232800A JP 2000232800 A JP2000232800 A JP 2000232800A JP 11033025 A JP11033025 A JP 11033025A JP 3302599 A JP3302599 A JP 3302599A JP 2000232800 A JP2000232800 A JP 2000232800A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- permanent magnet
- motor
- current
- current component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位置検出器のないＶ／ｆ一定制御の永久磁石
形同期電動機制御装置において、Ｉd＝０制御及びＩdに
起因する無効電力の低減制御を可能にして、損失低減、
効率向上、省エネルギー化を可能にする。 【解決手段】 インバータ６により、永久磁石形同期電
動機７をＶ／ｆ一定制御する制御装置に関する。前記巻
線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段９と、
検出電流を電動機７に印加する電圧ベクトルに対し平行
な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分
に分離する座標変換手段１０と、前記２軸電流成分、電
動機への印加電圧、巻線のインダクタンス、及び角周波
数から、界磁永久磁石が作る磁束ベクトルに平行な電流
成分のみに比例する量を演算し、この演算により求めた
量をゼロにするような補正量Δｖ*を生成して電動機７
の電圧指令ｖ*に帰還する電圧指令調整手段８とを備え
る。
形同期電動機制御装置において、Ｉd＝０制御及びＩdに
起因する無効電力の低減制御を可能にして、損失低減、
効率向上、省エネルギー化を可能にする。 【解決手段】 インバータ６により、永久磁石形同期電
動機７をＶ／ｆ一定制御する制御装置に関する。前記巻
線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段９と、
検出電流を電動機７に印加する電圧ベクトルに対し平行
な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分
に分離する座標変換手段１０と、前記２軸電流成分、電
動機への印加電圧、巻線のインダクタンス、及び角周波
数から、界磁永久磁石が作る磁束ベクトルに平行な電流
成分のみに比例する量を演算し、この演算により求めた
量をゼロにするような補正量Δｖ*を生成して電動機７
の電圧指令ｖ*に帰還する電圧指令調整手段８とを備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の半
導体電力変換器を用いて永久磁石形同期電動機を高効率
で運転するための制御装置に関し、詳しくは、同期電動
機の印加電圧と周波数とほぼ比例させて制御するＶ／ｆ
一定制御方式の制御装置に関するものである。
導体電力変換器を用いて永久磁石形同期電動機を高効率
で運転するための制御装置に関し、詳しくは、同期電動
機の印加電圧と周波数とほぼ比例させて制御するＶ／ｆ
一定制御方式の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石形同期電動機やリラクタンスモ
ータのように回転子が突極性を有する同期電動機の制御
では、一般に回転子の位置（磁極位置）を検出する位置
検出器が必要であり、検出した位置に同期して固定子巻
線の電流位相を制御している。ここで、回転子の位置検
出器としてはホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用
いられている。回転子の位置を検出可能な場合の高効率
運転は比較的容易に実現可能であり、永久磁石形同期電
動機では、回転子の永久磁石が作る磁束方向の電流すな
わちｄ軸電流をゼロにするＩd＝０制御が一般に採用さ
れる。永久磁石形同期電動機のように回転子に突極性が
ある電動機の場合には、ｄ軸電流はトルクに寄与しない
ため、Ｉd＝０制御によって固定子巻線に生じる銅損を
最小限に抑えることができるためである。
ータのように回転子が突極性を有する同期電動機の制御
では、一般に回転子の位置（磁極位置）を検出する位置
検出器が必要であり、検出した位置に同期して固定子巻
線の電流位相を制御している。ここで、回転子の位置検
出器としてはホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用
いられている。回転子の位置を検出可能な場合の高効率
運転は比較的容易に実現可能であり、永久磁石形同期電
動機では、回転子の永久磁石が作る磁束方向の電流すな
わちｄ軸電流をゼロにするＩd＝０制御が一般に採用さ
れる。永久磁石形同期電動機のように回転子に突極性が
ある電動機の場合には、ｄ軸電流はトルクに寄与しない
ため、Ｉd＝０制御によって固定子巻線に生じる銅損を
最小限に抑えることができるためである。
【０００３】一方、上記のように磁極位置を検出して電
動機の電流位相を制御する制御方法の他に、電動機の電
圧と周波数とを単に比例させて制御するＶ／ｆ一定制御
が良く知られている。図６は、Ｖ／ｆ一定制御の制御ブ
ロック図を示している。図において、周波数設定手段１
により所望する永久磁石形同期電動機７の周波数を設定
し、加減速演算手段２により周波数をランプ関数状に変
化させる。ｆ／Ｖ変換手段３では、周波数にほぼ比例し
た電圧が記憶あるいは計算によって求められ、周波数指
令ｆ*に応じた電圧指令ｖ*が出力される。
動機の電流位相を制御する制御方法の他に、電動機の電
圧と周波数とを単に比例させて制御するＶ／ｆ一定制御
が良く知られている。図６は、Ｖ／ｆ一定制御の制御ブ
ロック図を示している。図において、周波数設定手段１
により所望する永久磁石形同期電動機７の周波数を設定
し、加減速演算手段２により周波数をランプ関数状に変
化させる。ｆ／Ｖ変換手段３では、周波数にほぼ比例し
た電圧が記憶あるいは計算によって求められ、周波数指
令ｆ*に応じた電圧指令ｖ*が出力される。
【０００４】積算手段４は、加減速演算手段２から出力
される周波数指令ｆ*と後述する補正量Δｆ*との和であ
るｆ1 *を積分し、電動機７の固定子巻線に印加する電圧
の位相θを演算する。ＰＷＭ制御手段５は、電圧指令ｖ
*の大きさ及び位相θに基づいてパルス幅変調を行い、
駆動パルスを生成してインバータ６のスイッチング素子
をオン、オフ制御する。インバータ６からはパルス幅制
御された三相の交流電圧が出力され、この電圧は永久磁
石形同期電動機７の固定子巻線に印加されて回転磁界を
発生させる。
される周波数指令ｆ*と後述する補正量Δｆ*との和であ
るｆ1 *を積分し、電動機７の固定子巻線に印加する電圧
の位相θを演算する。ＰＷＭ制御手段５は、電圧指令ｖ
*の大きさ及び位相θに基づいてパルス幅変調を行い、
駆動パルスを生成してインバータ６のスイッチング素子
をオン、オフ制御する。インバータ６からはパルス幅制
御された三相の交流電圧が出力され、この電圧は永久磁
石形同期電動機７の固定子巻線に印加されて回転磁界を
発生させる。
【０００５】ここで、一般にＶ／ｆ一定制御では、定常
的にトルクが振動したり、負荷が急変した場合には脱調
して運転不能になる等の点で、安定性に問題がある。そ
こで、電動機７の入力電流を検出し、安定化制御手段３
１により３相／２相変換、座標変換、フィルタ処理、比
例増幅処理、偏差演算処理等を行って印加電圧ベクトル
に対し直交または平行な電流成分を検出し、これを補正
量Δｆ*として電圧の周波数指令ｆ*に帰還することによ
り、制御の安定性を高めている。
的にトルクが振動したり、負荷が急変した場合には脱調
して運転不能になる等の点で、安定性に問題がある。そ
こで、電動機７の入力電流を検出し、安定化制御手段３
１により３相／２相変換、座標変換、フィルタ処理、比
例増幅処理、偏差演算処理等を行って印加電圧ベクトル
に対し直交または平行な電流成分を検出し、これを補正
量Δｆ*として電圧の周波数指令ｆ*に帰還することによ
り、制御の安定性を高めている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】回転子の位置検出器を
備えた制御装置は、Ｉd＝０制御によって高効率運転を
比較的簡単に実現できる半面、装置の小型化に難点があ
り、また、検出器の信号を伝える複数本の配線や受信回
路が必要であるため、信頼性、作業性、価格等で問題を
抱えている。一方、図６に示した従来のＶ／ｆ一定制御
は、位置検出器が不要であって制御が簡単であるので、
制御装置の低価格化が可能であるが、回転子の位置が不
明であるため、Ｉd＝０制御を採用することができず、
高効率運転が難しかった。
備えた制御装置は、Ｉd＝０制御によって高効率運転を
比較的簡単に実現できる半面、装置の小型化に難点があ
り、また、検出器の信号を伝える複数本の配線や受信回
路が必要であるため、信頼性、作業性、価格等で問題を
抱えている。一方、図６に示した従来のＶ／ｆ一定制御
は、位置検出器が不要であって制御が簡単であるので、
制御装置の低価格化が可能であるが、回転子の位置が不
明であるため、Ｉd＝０制御を採用することができず、
高効率運転が難しかった。
【０００７】また、Ｖ／ｆ一定制御では、出力周波数に
対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく印加
している。例えば、予め決められた電圧が定格負荷の状
態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときには
過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必
要な電流が流れて損失が増加し、省エネルギーの観点か
ら問題となる。
対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく印加
している。例えば、予め決められた電圧が定格負荷の状
態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときには
過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必
要な電流が流れて損失が増加し、省エネルギーの観点か
ら問題となる。
【０００８】そこで本発明は、これらの問題を解決し、
簡単な制御で高効率の運転を可能にする、安価かつ高性
能な永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとする
ものである。
簡単な制御で高効率の運転を可能にする、安価かつ高性
能な永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとする
ものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、電力変換器により、永久磁
石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とを
ほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装
置において、前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を
検出する手段と、検出した電流を、電動機に印加する電
圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電
流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、前記
２軸電流成分、電動機への印加電圧、巻線のインダクタ
ンス、及び角周波数から、界磁永久磁石が作る磁束ベク
トルに平行な電流成分のみに比例する量を演算する手段
と、前記演算により求めた量をゼロにするような補正量
を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、を備え
たものである。
め、請求項１記載の発明は、電力変換器により、永久磁
石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とを
ほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装
置において、前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を
検出する手段と、検出した電流を、電動機に印加する電
圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電
流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、前記
２軸電流成分、電動機への印加電圧、巻線のインダクタ
ンス、及び角周波数から、界磁永久磁石が作る磁束ベク
トルに平行な電流成分のみに比例する量を演算する手段
と、前記演算により求めた量をゼロにするような補正量
を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、を備え
たものである。
【００１０】また、請求項２記載の発明は、電力変換器
により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧と
その周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期
電動機の制御装置において、前記巻線に流れる少なくと
も２相の電流を検出する手段と、検出した電流を、電動
機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこ
れに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変
換手段と、前記直交する電流成分及び前記電圧ベクトル
の大きさから電力変換器が出力する無効電力を演算する
手段と、前記２軸電流成分、巻線のインダクタンス、及
び角周波数から、前記インダクタンスにより生じる無効
電力を演算する手段と、前記２つの無効電力の差をゼロ
にするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還
する手段と、を備えたものである。
により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧と
その周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期
電動機の制御装置において、前記巻線に流れる少なくと
も２相の電流を検出する手段と、検出した電流を、電動
機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこ
れに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変
換手段と、前記直交する電流成分及び前記電圧ベクトル
の大きさから電力変換器が出力する無効電力を演算する
手段と、前記２軸電流成分、巻線のインダクタンス、及
び角周波数から、前記インダクタンスにより生じる無効
電力を演算する手段と、前記２つの無効電力の差をゼロ
にするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還
する手段と、を備えたものである。
【００１１】以下、本発明の原理について、図３を参照
しながら説明する。永久磁石形同期電動機における回転
子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨmをｄ軸上に取った
直交座標をｄ−ｑ軸とし、電動機の固定子巻線に印加す
る電圧ベクトルｖ*をＰ軸上に取った直交座標をＰ−Ｑ
軸とする。また、両座標軸は負荷角δを保ち、反時計方
向に角周波数ωで回転しているとする。このときの電流
ベクトルをｉとすると、この電流は、Ｐ−Ｑ軸上で観測
した際のＰ軸電流（有効電力成分）ｉP及びＱ軸電流
（無効電力成分）ｉQと、ｄ−ｑ軸上で観測した際のｄ
軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqとの直交２軸成分にそれぞれ
分けられる。まず、電圧ｖ*と電流ｉQとは直交関係にあ
るので、インバータが出力する無効電力ＱIは、数式１
に示すように両者の積から求めることができる。
しながら説明する。永久磁石形同期電動機における回転
子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨmをｄ軸上に取った
直交座標をｄ−ｑ軸とし、電動機の固定子巻線に印加す
る電圧ベクトルｖ*をＰ軸上に取った直交座標をＰ−Ｑ
軸とする。また、両座標軸は負荷角δを保ち、反時計方
向に角周波数ωで回転しているとする。このときの電流
ベクトルをｉとすると、この電流は、Ｐ−Ｑ軸上で観測
した際のＰ軸電流（有効電力成分）ｉP及びＱ軸電流
（無効電力成分）ｉQと、ｄ−ｑ軸上で観測した際のｄ
軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqとの直交２軸成分にそれぞれ
分けられる。まず、電圧ｖ*と電流ｉQとは直交関係にあ
るので、インバータが出力する無効電力ＱIは、数式１
に示すように両者の積から求めることができる。
【００１２】
【数１】ＱI＝ｖ*ｉQ
【００１３】次に、電動機側から見た場合の無効電力に
ついて、図４を参照しながら説明する。永久磁石が作る
磁束の回転によって発生する無負荷誘起電圧ｅmは、そ
の大きさがωψmで表されてｑ軸上に存在する（ψmは、
ベクトルΨmの大きさを示す）。電圧ｅmとこれに直交す
る電流ｉdとの積、すなわちωψmｉdは、無効電力にな
る。また、電流ｉ（大きさＩ）によるリアクタンス降下
ｅLの大きさは、固定子巻線のインダクタンスＬを用い
てωＬＩとなる。ｅLとｉとは直交関係にあるので、両
者の積、すなわちωＬＩ2は無効電力になる。従って、
電動機側から見た無効電力Ｑmは、数式２に示すように
両無効電力の和として表される。
ついて、図４を参照しながら説明する。永久磁石が作る
磁束の回転によって発生する無負荷誘起電圧ｅmは、そ
の大きさがωψmで表されてｑ軸上に存在する（ψmは、
ベクトルΨmの大きさを示す）。電圧ｅmとこれに直交す
る電流ｉdとの積、すなわちωψmｉdは、無効電力にな
る。また、電流ｉ（大きさＩ）によるリアクタンス降下
ｅLの大きさは、固定子巻線のインダクタンスＬを用い
てωＬＩとなる。ｅLとｉとは直交関係にあるので、両
者の積、すなわちωＬＩ2は無効電力になる。従って、
電動機側から見た無効電力Ｑmは、数式２に示すように
両無効電力の和として表される。
【００１４】
【数２】Ｑm＝ωψmｉd＋ωＬＩ2 （但し、Ｉ＝√（ｉd 2＋ｉq 2））
【００１５】数式１及び数式２により求められる無効電
力は、見方が異なるだけで値は等しいことから、数式３
の関係が成立する。
力は、見方が異なるだけで値は等しいことから、数式３
の関係が成立する。
【００１６】
【数３】ｖ*ｉQ＝ωψmｉd＋ωＬＩ2
【００１７】数式３を、ｉdのみに比例する項について
解くと、数式４になる。
解くと、数式４になる。
【００１８】
【数４】ψmｉd＝（ｖ*ｉQ／ω）−ＬＩ2
【００１９】ψmは永久磁石が作る磁束であり、電動機
に対して一義的に決まる。このため、数式４の右辺をゼ
ロに近づけるように電圧を調整すれば、Ｉd＝０制御が
可能になる。また、前述の数式３は次の数式５のように
変形することができる。
に対して一義的に決まる。このため、数式４の右辺をゼ
ロに近づけるように電圧を調整すれば、Ｉd＝０制御が
可能になる。また、前述の数式３は次の数式５のように
変形することができる。
【００２０】
【数５】ωψmｉd＝ｖ*ｉQ−ωＬＩ2
【００２１】従って、数式５の右辺をゼロに近づけるよ
うに電圧を調整すれば、ｉdに比例した無効電力つまり
ωψmｉdをゼロにすることができる。
うに電圧を調整すれば、ｉdに比例した無効電力つまり
ωψmｉdをゼロにすることができる。
【００２２】このように請求項１記載の発明は、回転子
の位置検出器を持たない装置構成では本来なら知ること
ができないｄ軸電流ｉdを演算により求め、トルク発生
に寄与しないｉdをゼロにするように電動機の印加電圧
を制御するものであり、また、請求項２記載の発明は、
ｄ軸電流ｉdに起因して発生する電動機の無効電力をゼ
ロにするように電動機の印加電圧を制御する。これによ
り、不要な電流による損失の低減、高効率化及び省エネ
ルギー化を実現するものである。
の位置検出器を持たない装置構成では本来なら知ること
ができないｄ軸電流ｉdを演算により求め、トルク発生
に寄与しないｉdをゼロにするように電動機の印加電圧
を制御するものであり、また、請求項２記載の発明は、
ｄ軸電流ｉdに起因して発生する電動機の無効電力をゼ
ロにするように電動機の印加電圧を制御する。これによ
り、不要な電流による損失の低減、高効率化及び省エネ
ルギー化を実現するものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は、請求項１に記載した発明の実施
形態を示す制御ブロック図であり、周波数設定手段１、
加減速演算手段２、ｆ／Ｖ変換手段３、ＰＷＭ制御手段
５、インバータ６により永久磁石形同期電動機７に対す
るＶ／ｆ制御を行う点は、図６と同一である。なお、こ
の実施形態においても図６に示した安定化制御手段３１
が設けられるが、便宜上、その一部（図６におけるハイ
パスフィルタ、比例増幅器等）の図示は省略してある。
態を説明する。図１は、請求項１に記載した発明の実施
形態を示す制御ブロック図であり、周波数設定手段１、
加減速演算手段２、ｆ／Ｖ変換手段３、ＰＷＭ制御手段
５、インバータ６により永久磁石形同期電動機７に対す
るＶ／ｆ制御を行う点は、図６と同一である。なお、こ
の実施形態においても図６に示した安定化制御手段３１
が設けられるが、便宜上、その一部（図６におけるハイ
パスフィルタ、比例増幅器等）の図示は省略してある。
【００２４】図１の実施形態では、破線によって囲んだ
電圧指令調整手段８により、周波数指令ｆ*、電動機７
の電流ｉu，ｉw及び電圧指令ｖ*に基づいて、ＰＷＭ制
御手段５に与える電圧指令ｖ*の補正量△ｖ*を演算し、
この補正量△ｖ*をｆ／Ｖ変換手段３の出力信号に加え
て新たな電圧指令ｖ*を生成するようにした。すなわ
ち、電動機７の固定子巻線に流れる電流ｉu，ｉw（ｉv
はｉu，ｉwから求められる）は３相／２相変換手段９に
より２相電流ｉα，ｉβに変換される。これらの電流ｉ
α，ｉβは座標変換手段１０に入力され、図３に示した
ごとく電圧ベクトルｖ*に直交する電流成分（無効電流
成分）ｉQと電圧ベクトルｖ*に平行な電流成分ｉPとに
変換される。ここで、３相／２相変換手段９及び座標変
換手段１０は、前述した安定化制御手段の一部としても
機能している。
電圧指令調整手段８により、周波数指令ｆ*、電動機７
の電流ｉu，ｉw及び電圧指令ｖ*に基づいて、ＰＷＭ制
御手段５に与える電圧指令ｖ*の補正量△ｖ*を演算し、
この補正量△ｖ*をｆ／Ｖ変換手段３の出力信号に加え
て新たな電圧指令ｖ*を生成するようにした。すなわ
ち、電動機７の固定子巻線に流れる電流ｉu，ｉw（ｉv
はｉu，ｉwから求められる）は３相／２相変換手段９に
より２相電流ｉα，ｉβに変換される。これらの電流ｉ
α，ｉβは座標変換手段１０に入力され、図３に示した
ごとく電圧ベクトルｖ*に直交する電流成分（無効電流
成分）ｉQと電圧ベクトルｖ*に平行な電流成分ｉPとに
変換される。ここで、３相／２相変換手段９及び座標変
換手段１０は、前述した安定化制御手段の一部としても
機能している。
【００２５】電圧指令調整手段８内のＩ2演算手段１１
はＩ2＝ｉP 2＋ｉQ 2の演算式に従って電流の大きさの２
乗値を求め、次の乗算手段１２により固定子巻線のイン
ダクタンスＬを乗算してＬＩ2を求める。このＬＩ2は、
加算手段１５に図示の符号で入力される。一方、電圧指
令ｖ*とｉQとの積が乗算手段１３により算出され、この
ｖ*ｉQを変換手段１８の出力である角周波数ωにより除
算手段１４で除算して、ｖ*ｉQ／ωが求められる。この
ｖ*ｉQ／ωは、前記加算手段１５に図示の符号で入力さ
れる。
はＩ2＝ｉP 2＋ｉQ 2の演算式に従って電流の大きさの２
乗値を求め、次の乗算手段１２により固定子巻線のイン
ダクタンスＬを乗算してＬＩ2を求める。このＬＩ2は、
加算手段１５に図示の符号で入力される。一方、電圧指
令ｖ*とｉQとの積が乗算手段１３により算出され、この
ｖ*ｉQを変換手段１８の出力である角周波数ωにより除
算手段１４で除算して、ｖ*ｉQ／ωが求められる。この
ｖ*ｉQ／ωは、前記加算手段１５に図示の符号で入力さ
れる。
【００２６】加算手段１５によりｖ*ｉQ／ωとＬＩ2と
の差を取れば、前述の数式４からψmｉdが求められ、ｄ
軸電流ｉdのみに比例するｋｉd（ψmは定数なので、比
例係数ｋと置換えた）が算出される。このｋｉdは調節
手段１６に入力され、電圧指令ｖ*の補正量である△ｖ*
が生成される。ｋｉdが＋（プラス）の場合には、電動
機７に印加した電圧が過大であることを表し、−（マイ
ナス）の場合には電圧が過小であることを表すため、補
正量△ｖ*は加算手段１７によりもとの電圧指令ｖ*に対
して負帰還され、加算手段１７の出力信号が補正後の電
圧指令ｖ*としてＰＷＭ制御手段５に入力される。この
ような構成により、例えば負荷が軽くなって電動機７へ
の印加電圧が過大になったときには、補正量△ｖ*が電
圧指令△ｖ*を小さくするように作用することになり、
従来のＶ／ｆ一定制御に比べて損失の低減を図ることが
できる。
の差を取れば、前述の数式４からψmｉdが求められ、ｄ
軸電流ｉdのみに比例するｋｉd（ψmは定数なので、比
例係数ｋと置換えた）が算出される。このｋｉdは調節
手段１６に入力され、電圧指令ｖ*の補正量である△ｖ*
が生成される。ｋｉdが＋（プラス）の場合には、電動
機７に印加した電圧が過大であることを表し、−（マイ
ナス）の場合には電圧が過小であることを表すため、補
正量△ｖ*は加算手段１７によりもとの電圧指令ｖ*に対
して負帰還され、加算手段１７の出力信号が補正後の電
圧指令ｖ*としてＰＷＭ制御手段５に入力される。この
ような構成により、例えば負荷が軽くなって電動機７へ
の印加電圧が過大になったときには、補正量△ｖ*が電
圧指令△ｖ*を小さくするように作用することになり、
従来のＶ／ｆ一定制御に比べて損失の低減を図ることが
できる。
【００２７】前記調節手段１６の具体例について、図５
を参照しながら説明する。なお、図中、ＫPはゲイン定
数、Ｔは時定数、ｓは複素変数（ラプラス演算子）であ
る。図５における例は、伝達関数がＫP／（１＋ｓ
Ｔ）で表されるように１次遅れ要素を持たせた場合、例
はＫP｛１＋（１／ｓＴ）｝で表されるように比例要
素と積分要素とを組合せたＰＩ調節器により構成した場
合、例はＫPで表されるように比例要素を持たせた場
合、例はＫP／ｓＴで表されるように積分要素を持た
せた場合である。何れの場合も、ｋｉdをゼロにするよ
うに補正量△ｖ*を演算して電動機７への印加電圧を調
整する機能を持つ点で共通している。
を参照しながら説明する。なお、図中、ＫPはゲイン定
数、Ｔは時定数、ｓは複素変数（ラプラス演算子）であ
る。図５における例は、伝達関数がＫP／（１＋ｓ
Ｔ）で表されるように１次遅れ要素を持たせた場合、例
はＫP｛１＋（１／ｓＴ）｝で表されるように比例要
素と積分要素とを組合せたＰＩ調節器により構成した場
合、例はＫPで表されるように比例要素を持たせた場
合、例はＫP／ｓＴで表されるように積分要素を持た
せた場合である。何れの場合も、ｋｉdをゼロにするよ
うに補正量△ｖ*を演算して電動機７への印加電圧を調
整する機能を持つ点で共通している。
【００２８】次に、図２は請求項２に記載した発明の実
施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ部分
が電圧指令調整手段８’を構成している。この実施形態
では、乗算手段１２の出力であるＬＩ2に次段の乗算手
段１９において角周波数ωを乗算することにより、イン
ダクタンスで発生する無効電力ωＬＩ2を求めている。
一方、乗算手段１３によってインバータ６が出力する無
効電力ｖ*ｉQを求め、加算手段１５によってｖ*ｉQとω
ＬＩ2との差をとれば、前述の数式５からωψmｉdが求
まり、ｉdに比例した無効電力△Ｑが算出される。無効
電力△Ｑをゼロに近づけるように電圧指令の補正量△ｖ
*を生成する調節手段１６の構成は、前述した図５と同
じである。
施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ部分
が電圧指令調整手段８’を構成している。この実施形態
では、乗算手段１２の出力であるＬＩ2に次段の乗算手
段１９において角周波数ωを乗算することにより、イン
ダクタンスで発生する無効電力ωＬＩ2を求めている。
一方、乗算手段１３によってインバータ６が出力する無
効電力ｖ*ｉQを求め、加算手段１５によってｖ*ｉQとω
ＬＩ2との差をとれば、前述の数式５からωψmｉdが求
まり、ｉdに比例した無効電力△Ｑが算出される。無効
電力△Ｑをゼロに近づけるように電圧指令の補正量△ｖ
*を生成する調節手段１６の構成は、前述した図５と同
じである。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、永久磁石
形同期電動機に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例
させて制御するＶ／ｆ一定制御方式の制御装置におい
て、回転子の位置検出器を持たない簡単な構成であって
も、トルク発生に寄与しないｄ軸電流Ｉdをゼロとする
制御やｄ軸電流に起因する無効電力の低減制御を実現す
ることができ、永久磁石形同期電動機の高効率運転を実
現することができる。また、負荷の状態に関わらず一方
的に電圧を供給してきた従来のＶ／ｆ一定制御に対し、
負荷変動を反映させた補正量を電圧指令に帰還させて電
動機の印加電圧を調整する機能を備えたことにより、不
要な電流による損失をなくして省エネルギー効果を発揮
するものである。
形同期電動機に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例
させて制御するＶ／ｆ一定制御方式の制御装置におい
て、回転子の位置検出器を持たない簡単な構成であって
も、トルク発生に寄与しないｄ軸電流Ｉdをゼロとする
制御やｄ軸電流に起因する無効電力の低減制御を実現す
ることができ、永久磁石形同期電動機の高効率運転を実
現することができる。また、負荷の状態に関わらず一方
的に電圧を供給してきた従来のＶ／ｆ一定制御に対し、
負荷変動を反映させた補正量を電圧指令に帰還させて電
動機の印加電圧を調整する機能を備えたことにより、不
要な電流による損失をなくして省エネルギー効果を発揮
するものである。
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】本発明の原理を説明するベクトル図である。
【図４】本発明の原理を説明するベクトル図である。
【図５】図１、図２における調節手段の具体例を示す図
である。
である。
【図６】従来のＶ／ｆ一定制御の制御ブロック図であ
る。
る。
１ 周波数設定手段 ２ 加減速演算手段 ３ ｆ／Ｖ変換手段 ４ 積算手段 ５ ＰＷＭ制御手段 ６ インバータ ７ 永久磁石形同期電動機 ８，８’ 電圧指令調整手段 ９ ３相／２相変換手段 １０ 座標変換手段 １１ Ｉ2演算手段 １２，１３，１９ 乗算手段 １４ 除算手段 １５，１７ 加算手段 １６ 調節手段 １８ 変換手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 糸魚川 信夫 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H576 BB01 BB02 DD02 DD07 EE01 EE07 EE11 GG04 HB01 JJ15 JJ22 JJ25 JJ26 LL22
Claims (2)
- 【請求項１】 電力変換器により、永久磁石形同期電動
機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させ
て制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、 前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段
と、 検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し
平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流
成分に分離する座標変換手段と、 前記２軸電流成分、電動機への印加電圧、巻線のインダ
クタンス、及び角周波数から、界磁永久磁石が作る磁束
ベクトルに平行な電流成分のみに比例する量を演算する
手段と、前記演算により求めた量をゼロにするような補
正量を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、 を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御
装置。 - 【請求項２】 電力変換器により、永久磁石形同期電動
機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させ
て制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、 前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段
と、 検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し
平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流
成分に分離する座標変換手段と、 前記直交する電流成分及び前記電圧ベクトルの大きさか
ら電力変換器が出力する無効電力を演算する手段と、 前記２軸電流成分、巻線のインダクタンス、及び角周波
数から、前記インダクタンスにより生じる無効電力を演
算する手段と、 前記２つの無効電力の差をゼロにするような補正量を生
成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、 を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03302599A JP4088734B2 (ja) | 1999-02-10 | 1999-02-10 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03302599A JP4088734B2 (ja) | 1999-02-10 | 1999-02-10 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000232800A true JP2000232800A (ja) | 2000-08-22 |
| JP4088734B2 JP4088734B2 (ja) | 2008-05-21 |
Family
ID=12375256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03302599A Expired - Fee Related JP4088734B2 (ja) | 1999-02-10 | 1999-02-10 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4088734B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088192A (ja) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Fuji Electric Co Ltd | 多相交流機の制御装置 |
| WO2003090340A1 (fr) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Sony Corporation | Appareil d'entrainement a moteur, procede d'entrainement a moteur et terminal mobile |
| JP2003333897A (ja) * | 2002-05-13 | 2003-11-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2005151678A (ja) * | 2003-11-14 | 2005-06-09 | Meidensha Corp | 永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御装置 |
| JP2006197789A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-07-27 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 永久磁石型同期モータの制御装置及びその方法 |
| JP2008086098A (ja) * | 2006-09-27 | 2008-04-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 永久磁石同期電動機の駆動装置 |
| DE112006001604T5 (de) | 2005-06-27 | 2008-07-03 | The University Of Tokushima | Stromwandlungssteuervorrichtung, Stromwandlungssteuerverfahren und Stromwandlungssteuerprogramm |
| WO2009064050A2 (en) * | 2007-11-14 | 2009-05-22 | Lg Electronics Inc. | Motor controller of air conditioner |
| JP2018057131A (ja) * | 2016-09-28 | 2018-04-05 | サンケン電気株式会社 | フライホイール蓄電システム |
| JP2019033603A (ja) * | 2017-08-09 | 2019-02-28 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置 |
| CN110971161A (zh) * | 2019-12-03 | 2020-04-07 | 西安工程大学 | 一种双h桥逆变器两相svpwm方法 |
-
1999
- 1999-02-10 JP JP03302599A patent/JP4088734B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088192A (ja) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Fuji Electric Co Ltd | 多相交流機の制御装置 |
| WO2003090340A1 (fr) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Sony Corporation | Appareil d'entrainement a moteur, procede d'entrainement a moteur et terminal mobile |
| US7102312B2 (en) | 2002-04-22 | 2006-09-05 | Sony Corporation | Motor driving apparatus, driving method thereof and mobile terminal |
| JP2003333897A (ja) * | 2002-05-13 | 2003-11-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2005151678A (ja) * | 2003-11-14 | 2005-06-09 | Meidensha Corp | 永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御装置 |
| JP4725011B2 (ja) * | 2003-11-14 | 2011-07-13 | 株式会社明電舎 | 永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御装置 |
| JP4764124B2 (ja) * | 2004-12-17 | 2011-08-31 | 三菱重工業株式会社 | 永久磁石型同期モータの制御装置及びその方法 |
| JP2006197789A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-07-27 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 永久磁石型同期モータの制御装置及びその方法 |
| DE112006001604T5 (de) | 2005-06-27 | 2008-07-03 | The University Of Tokushima | Stromwandlungssteuervorrichtung, Stromwandlungssteuerverfahren und Stromwandlungssteuerprogramm |
| US7855526B2 (en) | 2005-06-27 | 2010-12-21 | The University Of Tokushima | Power conversion control device, power conversion control method, and power conversion control program |
| JP2008086098A (ja) * | 2006-09-27 | 2008-04-10 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 永久磁石同期電動機の駆動装置 |
| WO2009064050A2 (en) * | 2007-11-14 | 2009-05-22 | Lg Electronics Inc. | Motor controller of air conditioner |
| WO2009064050A3 (en) * | 2007-11-14 | 2012-05-18 | Lg Electronics Inc. | Motor controller of air conditioner |
| JP2018057131A (ja) * | 2016-09-28 | 2018-04-05 | サンケン電気株式会社 | フライホイール蓄電システム |
| JP2019033603A (ja) * | 2017-08-09 | 2019-02-28 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置 |
| CN110971161A (zh) * | 2019-12-03 | 2020-04-07 | 西安工程大学 | 一种双h桥逆变器两相svpwm方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4088734B2 (ja) | 2008-05-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5206575A (en) | Device for controlling an AC motor | |
| JP4022630B2 (ja) | 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム | |
| Grenier et al. | Experimental nonlinear torque control of a permanent-magnet synchronous motor using saliency | |
| JPS6024676B2 (ja) | 永久磁石同期電動機を制御する装置 | |
| JPS627396A (ja) | 一定馬力で運転する方法と装置 | |
| JPH06343206A (ja) | 電気自動車用の再構成可能な交流誘導モーター駆動システム | |
| US8928265B2 (en) | Sensorless field-oriented control (FOC) without current sampling for motors | |
| JPH06165561A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP2000236694A (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| US20190222158A1 (en) | Inverter control device and motor drive system | |
| JP4088734B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| EP0503879A2 (en) | Synchronous motor with permanent magnets and motor system | |
| JP2008148437A (ja) | 永久磁石型同期モータの制御装置 | |
| JPH11275900A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP3680618B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP4115785B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| JP3534722B2 (ja) | モータの制御装置 | |
| JP2002325498A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP4061517B2 (ja) | 交流電動機の可変速制御装置 | |
| JP2002136198A (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP4655405B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御方法とベクトル制御装置 | |
| JP2002112596A (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP2000341983A (ja) | 埋込磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JPH07274600A (ja) | 誘導電動機の加減速制御方法及び制御装置 | |
| US20230137395A1 (en) | Method for controlling a rectifier connected to a permanent-magnet synchronous electric generator to provide a direct voltage, corresponding device and computer program |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050323 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20071225 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080130 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080212 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110307 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110307 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 4 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 4 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130307 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130307 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140307 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |