JP2002272194A - 同期電動機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】制御構成を単純化して調整個所を少なくして、
制御系の安定化を図り、従来技術のベクトル制御型セン
サレス方式と同等の性能の電動機の駆動装置の提供。 【解決手段】本発明の同期電動機の駆動装置は、速度制
御器や、電流制御器を持たず、磁極軸を基準とした座標
軸上（ｄｃ−ｑｃ軸上）で、電動機への印加電圧を演算
し、その際、電圧指令演算には、回転速度指令，電流指
令などの指令値を用い、トルク電流指令に相当するＩq^*
を、電流検出値に基づいて演算し与える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機の制御
に関し、特に電動機の速度・位置を検出するセンサを用
いずに、高い精度の高性能な電動機の駆動装置を実現す
る制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】磁極位置を検出せずに、同期電動機を制
御する従来技術には、図２１に示す同期電動機の速度・
位置センサ付きベクトル制御に基づく方法であって、速
度・位置センサを用いる代わりに、磁極位置推定器１４
Ｐと速度推定器３３を設けるベクトル制御型センサレス
方式と、図２２に示すＶ／Ｆ制御と呼ばれる、同期電動
機を開ループで制御する方法とである。

【０００３】図２１に示すベクトル制御型センサレス方
式では、磁極位置の検出部と速度の検出部以外は、セン
サ付きのベクトル制御方式と全く同じ構成である。

【０００４】図２１で、符号１は回転速度指令であるω
r^*の発生器、２Ｐは電動機の制御装置、３は電圧指令を
ＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ発生器、４はインバー
タ、５は同期電動機、６は同期電動機の電流センサ、７
は機械角周波数を電気角周波数に変換する変換ゲイン、
９は三相交流を回転座標上の値に変換するｄｑ座標変換
器、１０はｄ軸電流指令Ｉd^*を発生するＩd^*発生器、１
２は電圧指令演算器、１３はｄｑ軸上の値を三相交流の
値に変換する座標変換器、１４Ｐは電動機の磁極軸を推
定する磁極位置推定器、１６は信号の加算(減算)を行う
加算器、２１Ｐは速度推定値が速度指令に一致するよう
にＩq^*を調整する速度制御器、２４は電流検出値Ｉdc，
Ｉqcが、各々の指令値Ｉd^*，Ｉq^*に一致するように、電
圧指令Ｖdc^*，Ｖqc^*に補正を加える電流制御器、３３は
電動機の回転速度を推定する速度推定器である。

【０００５】図２１では、磁極位置推定器１４Ｐが、磁
極位置センサに相当し、速度推定器３３が速度センサに
相当する。また、速度制御器２１Ｐと電流制御器２４
を、速度・位置センサ付きベクトル制御装置と同様に備
えており、速度，電流が各々の指令値に一致するように
自動調整する。このようなベクトル制御型センサレス方
式が、「平成１２年電気学会産業応用部門全国大会，講
演論文集［III］，Ｎo.９７，pp．９６３−９６６，軸
誤差の直接推定演算による永久磁石同期モータの位置セ
ンサレス制御」に記載されている。また、別の同期電動
機のセンサレス駆動技術が「埋めこみ磁石型同期モータ
と駆動技術：貝谷，松原，度会，三菱電機技報・Ｖol.
７３・Ｎo.９・１９９９年，pp.６８−７１」に開示さ
れている。

【０００６】前記Ｖ／Ｆ制御では、図２２に示すよう
に、速度や電流の自動調整部を持たず、速度指令から直
接電動機への印加電圧を決定する。図２２で、符号２Ｑ
がＶ／Ｆ制御装置、１５はＶdc^* を常に零にする零発生
器、１２５は電動機の発電係数Ｋｅに相当する発電係数
ゲインである。Ｖ／Ｆ制御では、ベクトル制御型センサ
レス方式と異なり、磁極軸の推定等は行わないので、制
御構成が極めて単純になる。しかし、駆動中に負荷が急
変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを抑
制するため、電流検出値から速度を補正するような制御
ループを付加する方法が特開２０００−２３６６９４号
公報に開示されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ベクトル制御型センサ
レス方式の場合、速度制御器や電流制御器といった自動
調整部が存在し、これらの制御ゲインを適切な値に調整
することで、電動機の制御性能を引き出すことができ
る。ただし、そのためには、磁極位置推定器や速度推定
器が、位置センサや速度センサの代わりに十分機能する
必要がある。しかし、実際の推定演算には、電動機の定
数変動や、演算処理の遅れなどの影響があり、位置・速
度センサと同等の精度は実現できず、必ず推定誤差を伴
う。

【０００８】磁極軸の推定誤差を、図２３で説明する。
電動機内部の磁極軸をｄ軸とそれに直交する軸をｑ軸と
し、それらの制御器内部での推定座標軸をｄｃ−ｑｃ軸
と定義すると、軸誤差Δθが両者の間にある。磁極位置
の推定により、軸誤差を零にできれば、図２４に示す関
係になり、理想的なベクトル制御が実現できる。なおこ
こで、理想的とは、電動機電流が電動機磁束に直交し、
電流成分の全てがトルクとして寄与している状態を意味
する。

【０００９】しかし、現実には軸誤差があるので、ベク
トル制御型センサレス方式で速度制御や電流制御して
も、十分な性能を得ることができず、逆にそれらの制御
ゲインの調整が難しくなる。また、不安定現象が発生し
た場合には、直接の原因が推定誤差の影響なのか、制御
部のゲイン設定の影響なのかの特定が難しくなり、原因
究明が困難になる。さらに、ベクトル制御型センサレス
方式の場合、高速回転で電動機を駆動するためには、高
速演算処理が必要であるので、処理能力の低い低価格マ
イコンでは対応できない。

【００１０】一方、Ｖ／Ｆ制御の場合、ベクトル制御型
センサレス方式のような調整個所がないため、無調整で
電動機を可変速制御できる。しかし、ｄ−ｑ軸と、ｄｃ
−ｑｃ軸とが一致していないため、高度な制御が難し
い。Ｖ／Ｆ制御の場合、電圧と電流の関係のベクトル図
を図２５に示す。Ｖ／Ｆ制御では、電圧軸がｑｃ軸とな
り、負荷が増加するに従って、軸誤差が大きくなる。こ
のため、負荷トルク変動等の外乱によって、振動や過電
流といった不具合が発生する恐れがある。

【００１１】本発明の目的は、制御構成を単純化して調
整個所を少なくして、制御系の安定化を図り、従来のベ
クトル制御型センサレス方式と同等の性能の電動機の駆
動装置の提供である。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の同期電動機の駆
動装置は、ベクトル制御と同様に、磁極軸を基準とした
座標軸上（ｄｃ−ｑｃ軸上）で、電動機への印加電圧を
演算する。本発明の同期電動機の駆動装置は、速度制御
器や、電流制御器といった自動調整部を持たず、電圧指
令演算には、回転速度指令，電流指令などの指令値を用
いる。ただし、トルク電流指令に相当するＩq^*は、電動
機の負荷状態により変化するため、電流検出値に基づい
て演算し与える。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面を用
いて説明する。各図で同じ符号は同じ構成要素を示す。

【００１４】（実施例１）図１に本実施例の構成図を示
す。図１で、符号１は電動機に回転速度指令ωr^*を与え
る速度指令発生器、２は電動機の印加電圧を演算する制
御装置、３は電圧指令Ｖ1^*に基づいて、インバータ４を
駆動するパルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）発生
器、４は電動機を駆動するインバータ、５は制御対象の
同期電動機（以下電動機と略す）、６は電動機５の電流
を検出する電流検出器、７は回転速度指令ωr^*を、電動
機の電気角周波数指令ω1^*に変換する変換ゲイン（Ｐは
電動機の極数）、８は電気角周波数指令ω1^*に基づい
て、制御装置内部の交流位相θｃを演算する積分器、９
は三相交流軸上の電流値を回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ
軸上の成分に変換するｄｑ座標変換器、１０は電動機の
磁極軸成分の電流指令Ｉd^*を与えるＩd^*発生器、１１は
Ｉq^*発生器、１２はω1^*，Ｉd^*，Ｉq^*に基づいて、ｄｃ
−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc^*，Ｖqc^*を演算する電圧指令
演算器、１３はｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc^*，Ｖqc^*
を、三相交流軸上の値に変換するｄｑ逆変換器、４１は
インバータ４の主回路電源を構成する直流電源部、４２
はインバータの主回路部、４３は主回路へのゲート信号
を発生するゲート・ドライバ、４１１はインバータ４に
電力を供給する三相交流電源、４１２は三相交流電源を
整流するダイオード・ブリッジ、４１３は直流電源中の
脈動成分を抑制する平滑コンデンサである。

【００１５】図２に、本実施例の構成概略図を示す。本
実施例は、交流電源部４１１と、制御・インバータ部
と、電動機５とを備える。図２に示すように、制御・イ
ンバータ部の制御ボードに、速度指令発生器１と電動機
の印加電圧を演算する制御装置２とＰＷＭ発生器３とを
備え、これらはマイクロ・プロセッサーをベースにした
ディジタル回路で実現している。また、インバータ４，
電流検出器６なども、一つの装置内に実装されている。

【００１６】次に、図１に基づいて、本実施例の動作を
説明する。速度指令ωr^*に基づき、電動機の電気角周波
数ω1^*が、変換ゲイン７の出力として得られる。位相演
算器８で、ω1^*を積分して、制御器内部での交流位相θ
ｃを得る。交流位相θｃに基づいて、三相交流電流の検
出値を座標変換し、ｄｃ軸成分であるＩdcと、ｑｃ軸成
分であるＩqcとを得る。Ｉq^*発生器でＩqcに基づいてＩ
q^*を演算する。また、Ｉd^*発生器では、所定のＩd^*を発
生する。ここで電動機の回転子構造が、非突極型ではＩ
d^*＝０を与える。電圧指令演算器１２では、回転速度ω
1^*，と電流指令Ｉd^*，Ｉq^*とに基づいて、電動機５への
印加電圧であるＶdc^*、とＶqc^*を演算する。演算式は、

【００１７】

【数１】 Ｖdc^*＝Ｒ・Ｉd^*−ω１・Ｌｑ・Ｉq^* Ｖqc^*＝ω1^*・Ｌｄ・Ｉｄ^*＋Ｒ・Ｉq^*＋Ｋｅ・ω1^* …（数１）ここで、Ｒ：電動機抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダ
クタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：電動機の
発電定数である。式（１）の演算式は、通常のベクトル
制御で用いる式と同じであり、例えば、「ＡＣサーボシ
ステムの理論と設計の実際：杉本英彦著，総合電子出
版，ｐ．７８、式（４．６）」などに記載がある。

【００１８】式(１)で得たＶdc^*とＶqc^*を、三相交流軸
上の電圧指令値Ｖ1^*に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生
器３で電圧指令Ｖ1^*をパルス幅に変換する。ゲートドラ
イバでは、このパルス信号に基づいてスイッチング素子
を駆動し、電動機５にＶdc^*，Ｖqc^*に相当する電圧を印
加する。

【００１９】次に、各部の動作を説明する。電圧指令演
算器１２は、式（１）に基づいて、電圧指令を演算す
る。式（１）をブロック図で表すと、図３になる。図３
で、符号１２１は、電動機の抵抗値（Ｒ）に相当するゲ
イン、１２２はｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）に相当する
ゲイン、１２３はｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）に相当す
るゲイン、１２４は乗算器、１２５は発電定数（Ｋｅ）
に相当するゲインである。

【００２０】式（１）と図３に示すように、電圧指令は
電動機の定数であるＲ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを用いて演算
する。これらの電動機定数が正確であれば、電動機は指
令値通りの回転速度，電流値で動く。その時の電圧と電
流のベクトル図は、図２４のようになり、電動機のｄ−
ｑ軸と、制御上のｄｃ−ｑｃ軸が一致する。

【００２１】電圧指令演算器１２に与える指令値ω1^*と
Ｉd^*は、電動機の負荷状態に無関係に与えることができ
るが、指令値Ｉq^*は、電動機が必要とするトルクに応じ
て与えなければならない。指令値Ｉq^*と、実際のトルク
負荷とに差異が生じると、電動機の磁極軸と制御軸ずれ
て、不安定やトルク不足の原因になる。

【００２２】本実施例では、指令値Ｉq^*を如何に作成す
るかが重要である。図２１に示した従来技術のベクトル
制御型センサレス方式では、速度制御器の出力をＩq^*と
しているが、ベクトル制御型センサレス方式では、速度
推定器や、速度制御器が必要になり、制御構成が複雑に
なる。これらを解決するため、本実施例では、電流検出
値Ｉqcを用いて電流指令Ｉq^*を作成する。図１における
符号１１が、Ｉq^*発生器であり、ここでは次式に従いＩ
q^*を演算する。

【００２３】

【数２】

【００２４】ここで、Ｔｒ：時定数、ｓ：ラプラス演算
子 式（２）は、一次遅れフィルタであるが、これ以外にも
移動平均値などを用いてもよい。Ｉqcを直接Ｉq^*とする
と、ポジティブに動作して制御系が不安定になるので、
脈動成分を抑制するために遅れ要素を与えて、制御系を
安定化している。ただし、定常的にはＩqcの基本波成分
（すなわち、直流成分）とＩq^*が一致するため、ｄｃ−
ｑｃ軸と、ｄ−ｑ軸とは最終的に一致する。よって、本
実施例では結果的に、図２４のベクトル図の関係にな
り、ゲイン設定等の調整を必要とせずに、軸誤差の生じ
ない安定した電動機の駆動装置が実現できる。また、本
実施例では、速度制御器がないが、同期電動機本来の特
性により、電動機の回転数は指令値に一致するように制
御され、速度の定常偏差が零になる。以上、本実施例に
よれば、単純な制御構成で、電動機と制御上の軸誤差を
零にできる。

【００２５】（実施例２）本実施例では図４の制御装置
２Ｂを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図４で符
号１４は電動機のｄ−ｑ軸と、制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との
軸誤差を推定演算する軸誤差推定器、１５は軸誤差に零
指令を与える零発生器、１６は入力信号を加算（あるい
は減算）する加算器、１７は軸誤差を用いて、電気角周
波数指令ω1^*への修正量を演算する磁極軸推定ゲインで
ある。

【００２６】次に、本実施例の動作を説明する。軸誤差
推定器１４で、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸の誤差分Δθを
推定演算する。Δθは、図２３に示すように、ｄ−ｑ軸
から観測したｄｃ−ｑｃ軸の誤差成分である。Δθの推
定値Δθｃの演算は、式（６）で行い、

【００２７】

【数３】

【００２８】のようになる。ただし、上式において、Ｌ
は、Ｌ＝Ｌｄ＝Ｌｑであって、非突極型の電動機を想定
している。式（３）は、電動機定数と電動機への印加電
圧指令、電流検出値（ｄｃ−ｑｃ軸上での観測値）に基
づいて、直接Δθを推定演算する。式（３）は、非突極
型の同期電動機を対象にしているが、突極型の場合に
も、同様の演算式で軸誤差が得られることが知られてい
て、例えば、「電気学会半導体電力変換／産業電力電気
応用合同研究会資料、Ｎo.ＳＰＣ−００−６７，軸誤差
の直接推定によるＩＰＭモータの位置センサレス制御」
に記載がある。

【００２９】軸誤差Δθｃが正の場合、図２３から、制
御軸ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも進むので、電気角
周波数ω1^*を減少するように補正量Δω１（この場合
は、Δω１＜０）を加え、Δθを減少させる。逆に、軸
誤差Δθｃが負では、電気角周波数ω1^*を増加するよう
に補正量Δω１を加える。これらの動作(ＰＬＬ動作)を
実現しているのが、図４におけるブロック１４〜１７で
ある。磁極軸推定ゲイン１７は、軸誤差Δθｃの収束時
間を決定する係数であり、基本的には比例ゲインでよい
が、比例・積分、あるいは微分要素等を組合せてもよ
い。

【００３０】本実施例によれば、負荷変動等によって軸
誤差が発生しても、設定応答時間内に軸誤差Δθｃを零
に収束できる。本実施例の磁極軸推定ゲインは、高速化
できるので、負荷外乱等のトルク変動に対する応答性能
が改善できる。

【００３１】また、本実施例では、速度指令への追従性
も改善する。ＰＬＬ動作により、軸誤差Δθｃが高い応
答速度で零になれば、磁極軸推定ゲイン１７の出力Δω
１も零になるため、電動機の駆動周波数が電気角周波数
ω1^*に一致し、速度偏差が短時間で零に収束し、速度指
令への追従性が改善する。

【００３２】本実施例では、軸誤差Δθを直接求める方
法を説明したが、間接的に軸誤差相当の状態量を求める
方法でも、問題なく適用できる。例えば、式（３）の分
子だけを演算で求め、その値に基づいて電気角周波数ω
1^*の修正を行っても、問題はない。その他、磁極位置の
推定方法として、高調波を注入して、磁極位置を推定し
てもよい。

【００３３】（実施例３）本実施例では図５の制御装置
２Ｃを、実施例１の制御装置２の代わりに用いる。図５
の符号１８は、軸誤差の推定値Δθｃに基づいて、ｑ軸
電流指令Ｉq^*を演算するトルク制御器である。本実施例
と実施例２との違いは、Ｉq^*発生器１１が削除され、ト
ルク制御器１８が追加された点である。

【００３４】次に、本実施例の動作を説明する。本実施
例では、軸誤差の推定値Δθｃを用いて電流指令Ｉq^*を
決定する。電動機に印加されている交流電圧の位相θｃ
は、主に電気角周波数ω1^*の積分により与えられている
ため、負荷が急変した場合、まず初めに軸誤差の推定値
Δθｃが変化する。もちろん、磁極軸推定ゲイン１７を
介して、電気角周波数ω1^*は修正されるが、実速度に一
致するまでに、ＰＬＬの設定応答に応じた時間を要す。
よって、軸誤差の推定値Δθｃの変化から即座に電流指
令Ｉq^*を決定することで、応答の速いトルク制御が実現
できる。軸誤差の推定値Δθｃは、定常的に零になるの
で、トルク制御器１８には、積分要素が必要になる。よ
って、トルク制御器１８は、ＰＩ（比例・積分）制御、
あるいはＰＩＤ（比例・積分・微分）制御等を基本に構
成する。

【００３５】このように、本実施例ではトルク制御ブロ
ック１８を追加して、トルク変化に応じた電流指令を迅
速に得ることができ、より性能のよい電動機の駆動装置
が実現できる。

【００３６】（実施例４）本実施例は実施例１の制御装
置２の代わりに図６の制御装置２Ｄを用いた。図６で、
符号１９は、信号の符号を反転する反転ゲイン、２０
は、電気角周波数を機械角周波数に変換する変換ゲイ
ン、２１は、電動機の速度を一定に制御する速度制御器
である。本実施例と、実施例３との違いは、トルク制御
器１８が削除され、符号１９〜２１が追加された点であ
る。

【００３７】次に、図６を用いて本実施例の動作を説明
する。実施例３では、軸誤差の推定値Δθｃで、トルク
電流指令Ｉq^*を作成したが、本実施例では、磁極軸推定
ゲイン１７の出力Δω１を用いて、トルク電流指令Ｉq^*
を作成する。電動機駆動システムには、速度精度が重要
な用途がある。例えば、鉄鋼圧延システムの圧延補機
等、複数台の電動機の揃速性が強く要求される場合であ
る。そのような用途では、トルク外乱応答より、速度の
追従性が重要である。

【００３８】本実施例では、速度偏差を迅速に零に収束
させるため、速度制御器２１を設けてトルク電流指令Ｉ
q^*を作成する。しかし、従来型技術（図２１）のような
速度推定器を付加すると、制御装置が複雑になるので、
本実施例ではω1^*の修正量であるΔω１を用いて、速度
制御を行う。

【００３９】磁極軸推定ゲイン１７の出力Δω１は、電
動機の実速度が、制御装置内の速度指令よりも高い場合
に正の値となるので、反転ゲイン１９を介して符号を反
転する。これによって、従来技術の速度制御器（図２１
の速度制御器２１Ｐ）における入力（速度偏差）と等価
になる。次に、変換ゲイン２０により、電動機の極対数
でΔω１を除算し、機械角周波数の偏差に変換する。最
後に、速度制御器２１を用いて、Ｉq^*を演算する。本実
施例では、速度制御器２１に、例えば、従来技術の速度
制御に用いる制御（ＰＩ制御，ＰＩＤ制御など）をその
まま用いてよい。本実施例によれば交流位相の修正量で
あるΔω１に基づいて速度制御器を構成することで、速
度追従性のよい電動機駆動システムが実現できる。

【００４０】（実施例５）本実施例は、実施例１の制御
装置２の代わりに図７に示す制御装置２Ｅを用いた。図
７の１８Ｅは、積分要素を含まないトルク制御器であ
る。

【００４１】本実施例は、実施例４にＩq^*発生器１１を
付加した。前述したように、Ｉq^*発生器は、必ずＩqc＝
Ｉq^*に収束するため、定常特性を補償できる。本実施例
ではＩq^*発生器１１を組合せて、定常状態と、過渡状態
の両方の特性を改善する。

【００４２】定常時の電流指令Ｉq^*は、Ｉq^*発生器１１
が全て寄与するようになるため、図７のトルク制御器１
８Ｅは、過渡応答時のみに機能すればよい。よって、こ
れらの制御器には、積分要素を備えず、比例制御や微分
（不完全微分）制御の要素で組合せればよく、直流に対
するゲインを持たせなければよい。本実施例により、定
常特性と過渡特性の両者を満足できる電動機駆動システ
ムが実現できる。

【００４３】（実施例６）本実施例は、実施例５の制御
装置２Ｅの代わりに図８に示す制御装置２Ｆを用いた。
それ以外は実施例５と同じである。図８で、２１Ｆは、
積分要素を含まない速度制御器である。本実施例におい
ても実施例５と同様に定常特性と過渡特性の両者を満足
できる電動機駆動システムが実現できる。

【００４４】（実施例７）本実施例は、実施例１の制御
装置２の代わりに図９の制御装置２Ｇを用いる。図９
で、符号２２は、ｑｃ軸の電流検出値Ｉqcを用いて、電
気角周波数ω1^*に修正するｑ軸ダンピング・ゲインであ
る。本実施例は、図４のの実施例２にｑ軸ダンピング・
ゲイン２２を追加した。

【００４５】本実施例の動作を説明する。実施例１から
実施例６では、負荷変動、あるいは速度変動時の対応策
として、Ｉq^*に補正を加えて、制御側が、負荷に対して
追従しよう（負荷に見合ったトルクを出力しよう）とい
うものである。本実施例は、負荷変動等への追従性は重
視せず、負荷変動時の過電流によるトリップ防止を、最
優先したいという用途、すなわち多少の速度低下，トル
ク低下は許容できるが、過電流で停止することを回避し
なければならぬ用途に有効である。

【００４６】電動機の電圧方程式は、

【００４７】

【数４】

【００４８】であり、Ｉｑは、

【００４９】

【数５】

【００５０】となる。よって、負荷が加わり、電動機速
度が低下すると、電動機の誘起電圧の項（ω１・Ｋｅ）
が低下し、結果的にＩｑが増加する。負荷変動による速
度低下が大きい場合、Ｉｑが過大に流れ、過電流による
不具合（インバータ停止，素子破壊）が生じることも考
えられる。そこで、Ｉｑの急変は、負荷変動が生じてい
るということであるので、Ｉqcに変動があった場合に、
即座に制御器内のω1^*を修正し、Ｉｑが過大を抑制す
る。つまり、誘起電圧ω１・Ｋｅが低下した場合、式
（５）のＶｑも低減すれば、電流の増加を抑制できる。
ω1^*の修正量をΔω1qとし、Ｉqcの変化率に比例した量
を、ω1^*から差し引けばよい。具体的には、Ｉqcの微
分、あるいは不完全微分等の進み要素で補償すればよ
い。

【００５１】この結果、負荷変動時にはトルクが低下
し、電動機は減速するが、過電流による不具合は抑制で
きる。なお、電動機が減速したとしても、本実施例で
は、軸ずれが生じないので、脱調には至らない。本実施
例によれば、過電流トリップなどの生じ難い、安定した
電動機駆動システムが実現できる。

【００５２】（実施例８）本実施例は、実施例１の制御
装置２の代わりに図１０の制御装置２Ｈを用いる。図１
０において、符号２３は、ｄｃ軸の電流検出値Ｉdcを用
いて、電気角周波数ω1^*に修正するｄ軸ダンピング・ゲ
インである。本実施例は、実施例７にｄ軸ダンピング・
ゲイン２３を追加した。

【００５３】次に、本施例の動作を説明する。本実施例
も、実施例７と同様に、負荷変動、あるいは速度変動時
の過電流を抑制する。本実施例では、Ｉqcだけでなく、
Ｉdcを用いてω1^*を修正する。図１０でｄ軸ダンピング
・ゲイン２３は、Ｉdcを入力し、その変動成分に相当し
た補償量Δω1dを出力し、ω1^*に加算する。

【００５４】電動機の負荷変動が生じた場合、例えば、
図１１のベクトル図のように、電動機の実軸であるｄ軸
と、制御軸ｄｃ軸の間には、軸誤差Δθが発生する。Δ
θは、本発明のＰＬＬ機能によって、零に収束するが、
その間に電流が変動・増加し、過電流トリップを起こす
可能性がある。Δθの影響は、ｑ軸電流だけでなく、ｄ
軸にも現れる。軸誤差がない場合の電圧ベクトルＶ１
と、軸ずれΔθが生じた直後のＶ１′の関係は、図１１
に示すようになる。ｄ軸の電圧成分Ｖｄ′が、軸ずれの
影響で減少する。この影響で、Ｉｄがマイナス側に大き
く変化する。特に、逆突極型の電動機（Ｌｄ＜Ｌｑ）
は、Ｌｄの値が小さいため、Ｖｄの変化に伴うＩｄの影
響は大きくなる。

【００５５】以上の現象を利用し、Ｉdcの変化から、負
荷変動の大きさがわかる。よって、Ｉdcの値を用いて、
その微分、あるいは不完全微分に比例した量をω1^*に加
えて、軸誤差を減少でき、過電流などの不具合を抑制で
きる。なお、負荷が増加した場合に、Ｉｄはマイナスに
減少するため、ω1^*の補償は、Δω1dをそのまま加算す
る。また、Ｉq^*発生器等を使用した本実施例は、定常的
な軸ずれが生じないので、ｄ軸ダンピングゲインの設定
を厳密に調整する必要はなく、過電流を抑制するように
ｄ軸ダンピングゲインを設定すればよい。このように本
実施例により、負荷変動時の過電流対策を、より高感度
に行うことができ、安定した電動機駆動システムが実現
できる。

【００５６】（実施例９）本実施例は、実施例１の制御
装置２の代わりに図１２の制御装置２Ｊを用いる。図１
２において、符号１０Ｊは、Ｉq^*に基づいて、Ｉd^*の値
を決定するＩd^*発生器である。

【００５７】次に、本実施例の動作原理を説明する。永
久磁石型電動機には、永久磁石によるトルクと、電動機
の突極性（逆突極性）によるリラクタンストルクを組合
せて、電動機トルクを発生するものがある。この種の電
動機の場合、Ｉｄをマイナス側の値にした点に、電動機
の最大トルク点あり、Ｉｄ＝０に制御することは、効率
面で得策ではない。よって、常に最大効率で電動機を駆
動する場合は、常に最大トルクとなる状態で電動機を駆
動するればよい。最大トルクを得る条件は、式（６）で
表わされ、

【００５８】

【数６】

【００５９】ただし、Φｍ：永久磁石磁束、Ｌｄ≠Ｌｑ
となり、Ｉｑが定まれば、最大トルクを得るＩｄが決定
する。本実施例では、Ｉd^*発生器１０Ｊで、Ｉq^*を用い
て式（６）の演算処理をする。その結果、常に最大トル
ク（最大効率）で電動機駆動ができる。

【００６０】なお、式（６）の演算に、Ｉq^*でなくＩqc
を用いることもできるが、過渡時でのＩqcの変動が激し
いので、制御系全体が不安定化する恐れがある。また、
効率の最大化は、定常状態で機能すれば、装置の省エネ
化ができるので、Ｉq^*発生器の出力であるＩq^*を用いて
も何ら問題はない。本実施例により、電動機効率を最大
で運転できる電動機駆動システムを実現できる。

【００６１】（実施例１０）本実施例は、実施例１の制
御装置２の代わりに図１３の制御装置２Ｋを用いる。図
１３中、符号２４は、Ｉdcの値をＩd^*に一致させるため
の電流制御器である。

【００６２】本実施例の動作原理を説明する。実施例１
〜９で説明したように、従来技術で必要であった速度制
御器を本発明では削除できるので、制御系を簡素化で
き、調整個所の少ない電動機駆動システムが実現できる
ものであるが、問題はトルク電流Ｉｑの指令を如何に作
成するかである。上記実施例では、主に、電流検出値Ｉ
qcを用いてＩq^*を作成していた。一方、Ｉd^*の方は、速
度や負荷トルクには無関係に与えることができるため、
任意の指令電流を設定することができる。（図１２の効
率最大化を行う場合以外は零に設定。）よって、Ｉｄに
関しては、従来通りの電流制御器を付加できる。

【００６３】式（４）に示すように、電動機のｄ軸とｑ
軸の間には干渉項があり、ω１が大きくなるほど、ｄ−
ｑ軸間の干渉が強くなり、過渡時には、ｄ，ｑ軸間での
振動が生じやすくなる。Ｉq^*は、Ｉqcに大きなフィルタ
を介しているため、この振動を抑制する能力はない。し
かし、Ｉdcに対して電流制御器２４を付加すると、ｄｑ
軸間の干渉項を抑制する機能が生じる。すなわち、Ｉdc
をＩd^*（一定値）に一致させようとするため、振動を抑
制しようとする。この結果、制御系全体の安定性や応答
性能が改善する。本実施例では、ｄ軸に電流制御器を追
加することで、制御系全体の応答を改善できる電動機駆
動システムを実現できる。

【００６４】（実施例１１）本実施例は、実施例１の制
御装置２の代わりに図１４の制御装置２Ｌを用いる。図
１４において、符号１２Ｌは、外部信号で制御パラメー
タを変更できる電圧指令演算器、２４ＬはＩdcの値をＩ
d^*に一致させるため、制御パラメータを変更する電流制
御器である。図１５は、電圧指令演算器１２Ｌと、電流
制御器２４Ｌの内部の構成を示し、１２１Ｌは抵抗値設
定器、２４１は電流制御比例ゲイン、２４２は電流制御
積分ゲインである。

【００６５】次に、本実施例の動作を説明する。実施例
１０で述べたように、Ｉｄの電流制御器には、制御系応
答を改善する機能があるが、本実施例では、定数設定誤
差の補正器に、電流制御器を用いる。実際の電動機定数
と、制御器内部の電動機定数設定値とが一致している場
合は、定常状態において、電流制御器の積分要素が零に
なるので、電流制御器の出力は零になるはずである。と
ころが、定数の設定値に誤差があると、その分を補正し
ようとして、電流制御器が値を保持し続けることにな
る。逆に、電流制御器の出力を用いれば、設定値のずれ
を補正することができる。

【００６６】電動機の場合、配線の引きまわしや、イン
バータの抵抗分等により、抵抗値に誤差を含むことがあ
る。本実施例は、抵抗の設定ずれを自動的に調整する。
図１５において、Ｉd^*とＩdcの偏差を演算し、比例・積
分要素からなる電流制御器２４Ｌに入力する。電流制御
器２４Ｌの出力を抵抗Ｒの補正値ΔＲとし、電圧指令演
算器１２Ｌ内の抵抗値に補正を加える。Ｉd^*とＩdcとが
一致した時点で、抵抗Ｒの補正が完了する。電圧指令演
算器１２Ｌはｄ軸だけでなく、ｑ軸の抵抗分も補正する
ので、電圧指令の演算精度は、ｄ−ｑ軸共に精度が向上
する。このように本実施例では、電動機定数を自動調整
できる電動機駆動システムが実現できる。

【００６７】（実施例１２）本実施例は、実施例１の制
御装置２の代わりに図１４の制御装置２Ｍを用いる。図
１６中、符号１０Ｍは、外部信号ＲＦによって、内部の
電流指令値を切り替えるＩd^*発生器、２４Ｍは外部信号
ＲＦによって、電流制御機能を停止できる電流制御器、
２５は速度指令ωr^*が、予め設定した所定値以下の場合
に出力(ＲＦ)を「１」、所定値以上では「０」にするＲ
調整信号発生器、２６は抵抗設定値を補正する際の電流
値を設定しておく電流値設定器である。図１７に、Ｉd^*
発生器１０Ｍ，電流制御器２４Ｍの内部構成を示す。図
１７で、符号２７は、信号ＲＦによって切り替えられる
スイッチである。

【００６８】次に、本実施例の動作を説明する。実施例
１１では、電流制御器を用いて、制御装置内の抵抗Ｒの
設定値を自動調整した。本実施例では電動機の抵抗だけ
でなく、さらに磁気飽和や周囲温度の影響で変化する、
インダクタンスや発電定数も加味して抵抗設定値を補正
する。Ｒ調整信号発生器２５は、予め抵抗設定値の調整
を行う範囲を設定し、所定値以下の速度指令では、ＲＦ
＝１、所定値以上ではＲＦ＝０となる信号を出力する。
Ｉd^*発生器１０Ｍは、ＲＦ信号を受けて、電流指令をス
イッチ２７で切り替える。ＲＦ＝１の場合（抵抗設定値
の補正時）は、Ｉd^*＝Ｉd0とし、抵抗値の調整用の電流
を流して、抵抗値を調整する。ＲＦ＝０の場合は、通常
のＩd^*（＝０）を用いて、電動機を駆動する。電流制御
器２４Ｍは、ＲＦ＝１の期間は、スイッチ２７を「１」
側にして、電流制御器を動作し、抵抗設定値の値を補正
し、ＲＦ＝０の場合には、スイッチ２７を「０」側にし
て、電流制御器の入力を零にする。なお、電流制御器の
入力が零になった後も、積分器８の値が残っているの
で、補正値ΔＲは出力し続ける。

【００６９】本実施例では、制御器内の抵抗設定値を、
所定の速度以下で補正して、より高精度な抵抗値のチュ
ーニングをする。この結果、精度の高い電圧指令演算が
実現でき、制御性能が向上する。

【００７０】（実施例１３）図１８〜図２０を用いて本
実施例を説明する。本実施例は、実施例１の制御装置２
の代わりに図１４の制御装置２Ｎを用いる。図１８にお
いて、符号１Ｎは、速度指令ωr^*を出力するωr^*発生
器、１１Ｎは外部信号ＳＦによって、内部の電流指令値
を切り替えるＩq^*発生器、１７Ｎは外部信号ＳＦによっ
て、交流位相の修正をオン／オフする磁極軸推定ゲイ
ン、２５Ｌは抵抗設定値の調整信号を発生するＲ調整信
号発生器、２８は周波数指令ωr^*を入力し、ωr^*が予め
設定していた所定の周波数を超えた場合に、運転モード
の切り替え信号ＳＦを０から１にする切替信号発生器、
２９は電動機の起動に必要な信号を出力する起動信号発
生器、３０は起動時のＩd^*を出力する起動Ｉd^*発生器、
３１は電動機の起動におけるシーケンスを制御する起動
処理器である。

【００７１】図１９に、Ｉq^*発生器１１Ｎと、磁極軸推
定ゲイン１７Ｎの詳細を示す。どちらのブロックも、ス
イッチ２７を内蔵しており、切替信号ＳＦ＝０の場合に
は、それぞれＩq^*＝０，Δω１＝０になる。切替信号Ｓ
Ｆ＝１の場合には、Ｉq^*発生器１１Ｎと磁極軸推定ゲイ
ン１７Ｎは、これまでの実施例におけるＩq^*発生器１１
と磁極軸推定ゲイン１７の動作に切り替わる。

【００７２】次に、本実施例の動作を説明する。同期電
動機を速度・位置センサレスで駆動する場合、例えば式
（３）に示す関係式から、Δθを演算し、磁極軸を推定
している。しかし、式（３）を精度よく演算するには、
電動機の回転速度が最低でも定格の５〜１０％程度以上
必要であり、停止・低速時にはＶdc^*，Ｖqc^*の大きさが
小さ過ぎるために十分な計算精度が得られない。本発明
では、同期電動機を図２０に示す３つの運転モードで起
動する。

【００７３】初めに、「直流位置決めモード」で、制御
上のｄｃ軸に直流電流を流し、回転子を動かして磁極軸
（ｄ軸）とｄｃ軸を一致させる。実際には、図２０
（ｃ）のように、Ｉd^*をランプ状に増加し、回転子の位
置決めを行う。Ｉd^*は、起動処理器３１からの信号を受
けて、起動Ｉｄ発生器３０から出力する。また、この
間、直流位置決めと同時に、制御内の抵抗設定値の補正
を行う。ＲＦ＝１の信号を、Ｒ調整信号発生器２５Ｌか
ら出力し、電流制御器２４Ｌと電圧指令演算１２Ｌを用
いて、実施例１２で説明した抵抗値の補正を行う。

【００７４】次に、「同期始動モード」では、切替信号
発生器２８から、ＳＦ＝０を出力し続け、Ｉq^*＝０と、
Δω１＝０，Ｉd^*＝Ｉｍ（Ｉｍ：同期始動用の設定電流
値）の条件で、電動機を起動する。なお、図２０（ａ）
に示すように同期始動と同時に、Ｒ調整信号発生器の出
力をＲＦ＝０とし、抵抗Ｒの調整を完了する。同期始動
モードでの駆動方法は、従来のＶ／Ｆ制御と等価であ
り、図２０（ｆ）に示すように軸ずれが残った状態で電
動機を加速する。Ｖ／Ｆ制御は、周波数指令ωr^*に従っ
て、電動機の印加電圧を単純に増加するだけであり、加
速率を緩やかに設定することで、脱調することなく電動
機を起動できる。

【００７５】次に、速度指令ωr^*が、電動機の定格速度
の５〜１０％に達した時点で、切替信号発生器２８の出
力をＳＦ＝１に切り替え、センサレス駆動モードとす
る。ＳＦ＝１となることで、Ｉd^*を切り替えているスイ
ッチ２７と、Ｉq^*発生器11Ｎ，磁極軸推定ゲイン１７Ｎ
内のスイッチ２７が、「１」側に切り替わり、前記実施
例２と等価な制御構成になる。この結果、軸誤差Δθが
零に収束し、安定なベクトル制御駆動となる。

【００７６】本実施例の一連の起動処理は、起動処理器
３１に予め設定したプログラムに従って自動的に行う。
本実施例によって、速度・位置センサを用いずに同期電
動機を停止時から、高速回転まで速やかに起動できる。

【００７７】

【発明の効果】本発明による電動機駆動システムによれ
ば、電動機の制御装置の構成を複雑にすることなく、高
性能・高精度な位置・速度センサレス駆動が実現でき
る。この結果、電動機駆動システムの信頼性・安定性が
向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１の構成図である。

【図２】本発明を実装した装置の構造概略図である。

【図３】実施例１における電圧指令演算器の構成図であ
る。

【図４】実施例２の構成図である。

【図５】実施例３の構成図である。

【図６】実施例４の構成図である。

【図７】実施例５の構成図である。

【図８】実施例６の構成図である。

【図９】実施例７の構成図である。

【図１０】実施例８の構成図である。

【図１１】軸誤差Δθが発生した場合の電圧指令の影響
を表すベクトル図である。

【図１２】実施例９の構成図である。

【図１３】実施例１０の構成図である。

【図１４】実施例１１の構成図である。

【図１５】実施例１１の電流制御器と電圧指令演算器の
構成図である。

【図１６】実施例１２の構成図である。

【図１７】実施例１２の電流制御器と電圧指令演算器の
構成図である。

【図１８】本発明による第１３の実施形態の構成図であ
る。

【図１９】実施例１３のＩq＊発生器と磁極軸推定ゲイ
ンの構成図である。

【図２０】実施例１３の動作波形図である。

【図２１】従来技術の同期電動機ベクトル制御駆動シス
テムの構成図である。

【図２２】別の従来技術のＶ／Ｆ制御による同期電動機
駆動システムの構成図である。

【図２３】電動機内のｄ−ｑ軸と制御装置内のｄｃ−ｑ
ｃ軸と、軸誤差Δθとの関係を示すベクトル図である。

【図２４】ベクトル制御で、軸誤差がない場合の電流・
電圧を示すベクトル図である。

【図２５】Ｖ／Ｆ制御における電流・電圧の関係を示す
ベクトル図である。

【符号の説明】

１…速度指令発生器、２…制御装置、３…ＰＷＭ（パル
ス幅変調）発生器、４…インバータ、５…同期電動機、
６…電流検出器、７…変換ゲイン（Ｐは電動機の極
数）、８…積分器、９…ｄｑ座標変換器、１０…Ｉd^*発
生器、１１…Ｉq^*発生器、１２…電圧指令演算器、１３
…ｄｑ逆変換器、４１…直流電源部、４２…インバータ
主回路部、４３…ゲート・ドライバ、４１１…電源、４
１２…ダイオード・ブリッジ、４１３…平滑コンデン
サ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 憲昭 東京都千代田区神田須田町一丁目23番２号 株式会社日立空調システム内 (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立ドライブシステムズ内 (72)発明者 坂本 潔 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H560 AA06 BB04 BB12 DA14 DB12 DC14 EB01 EC01 GG04 RR06 SS07 TT09 TT15 UA06 XA02 XA04 XA05 XA06 XA13 5H576 AA03 BB06 CC05 DD02 DD07 EE01 EE04 EE11 FF01 GG01 GG02 GG04 GG06 GG07 HB02 JJ03 JJ04 JJ22 JJ23 JJ24 JJ26 LL14 LL22 LL39 LL40 LL41 MM15 PP02

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】同期電動機と、該電動機に任意の交流を印
   加するインバータと、前記電動機に流れる電流を検出す
   る手段と、前記電動機に対して回転数指令を与える手段
   と、該回転数指令に基づいて、前記電動機の交流位相を
   演算する手段と、前記電動機内部の磁極軸を仮定したｄ
   ｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸上の電流指
   令Ｉd^*とＩq^*を与える手段と、前記電流指令と前記回転
   数指令に基づいて、前記ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令の演
   算を行う手段と、該電圧指令に基づいて、前記インバー
   タに制御信号を送り、前記電動機を制御する電動機の駆
   動装置において、 前記ｑｃ軸成分の電流指令Ｉq^*を演算する際、前記電動
   機の電流検出値から得られるｑｃ軸上の電流検出値Ｉqc
   に基づいて、前記Ｉq^*を生成することを特徴とした電動
   機の駆動装置。
2. 【請求項２】請求項１の電動機の駆動装置において、前
   記電動機の実際の磁極軸であるｄ軸と、前記ｄｃ軸との
   軸誤差に相当する状態量を演算する手段を備え、該状態
   量を用いて、前記交流位相を修正することを特徴とした
   電動機の駆動装置。
3. 【請求項３】同期電動機と、該電動機に任意の交流を印
   加するインバータと、前記電動機に対して回転数指令を
   与える手段と、該回転数指令に基づいて、前記電動機の
   交流位相を演算する手段と、前記電動機内部の磁極軸を
   仮定したｄｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸
   上の電流指令Ｉd^*とＩq^*を与える手段と、前記電流指令
   と前記回転数指令に基づいて、前記ｄｃ−ｑｃ軸上の電
   圧指令の演算を行う手段と、前記電動機の実際の磁極軸
   であるｄ軸と、前記ｄｃ軸との軸誤差に相当する状態量
   を演算し、該状態量を用いて、前記交流位相を修正する
   手段と、前記電圧指令に基づいて、前記インバータに制
   御信号を送り、前記電動機を制御する電動機の駆動装置
   において、 前記ｑｃ軸成分の電流指令Ｉq^*を演算する際、前記ｄ軸
   とｄｃ軸との軸誤差に相当する状態量を用いて、前記Ｉ
   q^*を生成することを特徴とした電動機の駆動装置。
4. 【請求項４】同期電動機と、該電動機に任意の交流を印
   加するインバータと、前記電動機に対して回転数指令を
   与える手段と、該回転数指令に基づいて、前記電動機の
   交流位相を演算する手段と、前記電動機内部の磁極軸を
   仮定したｄｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸
   上の電流指令Ｉd^*とＩq^*を与える手段と、前記電流指令
   と前記回転数指令に基づいて、前記ｄｃ−ｑｃ軸上の電
   圧指令の演算を行う手段と、前記電動機の磁極軸である
   ｄ軸と、ｄｃ軸との軸誤差に相当する状態量を演算し、
   該状態量を用いて、前記交流位相を修正する手段と、前
   記電圧指令に基づいて、前記インバータに制御信号を送
   り、前記電動機を制御する電動機の駆動装置において、 前記ｑｃ軸成分の電流指令Ｉq^*を演算する際、前記交流
   位相を修正する修正量を用いて、前記Ｉq^*を生成するこ
   とを特徴とした電動機の駆動装置。
5. 【請求項５】請求項２の電動機の駆動装置において、前
   記軸誤差に相当する状態量を用いて、前記ｑｃ軸上の電
   流指令Ｉq^*に修正することを特徴とした電動機の駆動装
   置。
6. 【請求項６】請求項２の電動機の駆動装置において、前
   記交流位相を修正する時の修正量を用いて、前記ｑｃ軸
   上の電流指令Ｉc^*に修正することを特徴とした電動機の
   駆動装置。
7. 【請求項７】請求項１から請求項６の電動機の駆動装置
   において、前記電動機のｑｃ軸成分の電流検出値Ｉqcに
   基づき、前記交流位相を修正することを特徴とした電動
   機の駆動装置。
8. 【請求項８】請求項１から請求項７の電動機の駆動装置
   において、前記電動機のｄｃ軸成分の電流検出値Ｉdcに
   基づき、前記交流位相を修正することを特徴とした電動
   機の駆動装置。
9. 【請求項９】請求項１から請求項８の電動機の駆動装置
   において、前記ｑｃ軸上の電流指令Ｉq^*、あるいは、前
   記ｑｃ軸上の電流検出値Ｉqcに基づいて、前記ｄｃ軸上
   の電流指令Ｉd＊を発生することを特徴とした電動機の
   駆動装置。
10. 【請求項１０】請求項１から請求項８の電動機の駆動装
    置において、前記ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcが、前記ｄ
    ｃ軸上の電流指令Ｉd^*に一致するように、前記ｄｃ−ｑ
    ｃ軸上の電圧指令に修正することを特徴とした電動機の
    駆動装置。
11. 【請求項１１】請求項１から請求項８の電動機の駆動装
    置において、前記ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcが、前記ｄ
    ｃ軸上の電流指令Ｉd^*に一致するように、前記ｄｃ−ｑ
    ｃ軸上の電圧指令演算に用いている定数を修正すること
    を特徴とした電動機の駆動装置。
12. 【請求項１２】請求項１１の電動機の駆動装置におい
    て、前記電圧指令演算に用いている定数の修正を、前記
    電動機が停止中のみ、あるいは、低速回転中のみに実施
    し、それ以外の起動中は、前記定数の修正期間中に修正
    した値を保持し続けることを特徴とした電動機の駆動装
    置。
13. 【請求項１３】請求項１から請求項１２の電動機の駆動
    装置において、前記電動機が、予め設定した所定速度以
    下の場合には、前記電流指令Ｉd^*，Ｉq^*を、予め設定し
    た関数に従って与えることを特徴とした電動機の駆動装
    置。