基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法
技术领域
本发明涉及一种基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法。
背景技术
永磁无刷电机具有结构简单,功率密度大,便于控制等优点,是高速电机设计的首选,其控制系统多采用位置传感器来检测转子位置,但是位置传感器的存在降低电机可靠性,增加电机体积和成本,限制了该类电机的应用场合。近年来,随着无位置传感器技术的发展,无位置传感器高速永磁无刷电机应用逐渐增多,其中,基于绕组反电动势的方法最成熟、最常用。
反电动势方法的本质是利用不导通相绕组感生电动势过零点作为换相位置参考点。为避免高频干扰该方法电路中需要滤波环节,由于RC滤波电路、信号采样和器件参数漂移引起一定相位延迟,导致绕组的换向相位延迟,尤其是高速电机在高频下换相相位延迟误差更甚。因此需要对绕组换向位置进行实时相位校正,否则会影响电机运行性能。关于无位置传感器高速电机绕组换向相位校正技术是高速电机控制领域研究热点之一,诸多学者在这方面进行了深入研究并提出了多种相位校正方法。
文献[1]利用非导通相续流电流作为反馈量进行校正,文献[2]利用换相前后30度内的电流积分量作为反馈参数进行校正,上述两文献均忽略换相时绕组电感的影响,轻载下可较好实现相位校正,重载时会产生较大误差。文献[3]利用重载续流过程来进行相位调整,调整对象仅是由于负载变化对相位的影响,不同角频率对换相相位的影响并未提及。文献[4]利用120°导通前后的端电压差值进行换向相位反馈校正,但忽略了负载电流变化时绕组阻抗压降对绕组端电压的影响。
其中,参考文献为:
[1]宋飞,周波,吴小婧.校正无位置传感器无刷直流电机位置信号相位的闭环控制策略[J].中国电机工程学报,2009,29(12):52-56.
[2]刘刚,崔臣君,韩邦成,郑世强,王坤.高速磁悬浮无刷直流电机无位置换相误差闭环校正策略[J].电工技术学报,2014,29(9):100-109.
[3]杨明,刘杰,徐殿国.重载条件下无刷直流电机无位置传感器驱动换相续流影响的分析及其补偿[J].中国电机工程学报,,2013,33(30):106-112.
[4]吴小婧,周波,宋飞.基于端电压对称的无位置传感器无刷直流电机位置信号相位校正[J].电工技术学报,2009,24(4),54-59。
发明内容
本发明为了解决上述问题,提出了一种基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法,该方法建立无位置传感器相位校正系统,消除换相误差,使得电机在最佳换相点进行换相。
为了实现上述目的,本发明采用如下技术方案:
一种基于中性点电压的无传感器无刷电机换相相位实时校正方法,包括以下步骤:
(1)构建无刷电机端电压数学统一模型;
(2)对无刷电机相绕组工作的换流过程与导通过程的中性点电压进行分析,利用正相换相点前后30°虚拟中性点的电压差值ΔUx,作为永磁无刷电机换向相位校正系统的相位误差反馈参数;
(3)建立BLDCM换向相位自动校正控制系统,增加基于中性点电压的绕组换向相位自动校正环节,通过适当的PI调节器计算出换向位置校正角Δσ,作为过零点换向位置角σ*的反馈调节参数,对绕组换相位置角进行自动校正。
所述步骤(1)的具体方法为:Ud表示直流母线电压;R,L分别表示电机相绕组电阻与解耦后自感;ea,eb,ec表示三相绕组相感应电动势,假设相绕组感生电动势呈正弦变化;Un,Ux分别表示无刷电机实际中性点电压与虚拟中性点电压;Ua,Ub,Uc表示三相对地端电压;ia,ib,ic表示三相绕组电流,则无刷电机端电压数学模型如下:
数式(1)
数式(2)
数式(3)
对于三相正弦感生电动势,有ea+eb+ec=0,由数式(1)~数式(3)得
数式(4)
Ux=Un=(Ua+Ub+Uc)/3。
所述步骤(1)中,当无刷电机工作于两相导通的三相六状态工作方式时,无刷电机相绕组工作状态分为换流过程与导通过程两种状态,为建立统一模型假设:X表示绕组端电压的电平变化函数,X=1代表绕组上桥VT开通或者经过上桥的VD续流;X=0代表绕组下桥VT开通或者经过下桥的VD续流,设Y表示绕组电流方向函数,Y=1代表绕组中实际电流与参考方向相同,Y=-1代表与参考方向相反,M0为关断相,M1为正向导通相,M2为反向导通相。
所述步骤(2)中,换流过程分析为:换流过程中,由于三相绕组中均有绕组电流流过,且绕组端电压都被钳位,其端电压电压方程为数式(5)、数式(6)、数式(7):
数式(5)UM0=UdXM0-VDYM0
数式(6)UM1=UdXM1-VDYM1
数式(7)UM2=UdXM2-VDYM2
式(5),式(6),式(7)中VD代表调制管或者续流管管压降,将上述表达式代入数式(4)中得数式(8):
数式(8)
对于双极性调制永磁无刷电机驱动系统,每一桥臂总有XM1+XM2=1;对于正相导通相YM1=1,反向导通相YM2=-1;代入式(8),得数式(9):
数式(9)
数式(9)表明,在无刷电机换相过程中,虚拟中性点电压与关断相绕组的续流方向有关,当电机处于正相关断,YM0=1,XM0=0,Ux=Ud/3-VD/3;当电机处于反向关断时,YM0=-1,XM0=1,Ux=2Ud/3+VD/3。
由此可见,在相绕组换流过程中,虚拟中性点电压不受调制管开通与关断的影响,即与PWM调制占空比无关。
所述步骤(2)中,导通过程分析方法为:
当电机进入两相导通状态时,其相绕组端电压方程为数式(10)、数式(11):
数式(10)
数式(11)
由数式(10)、(11)、iM1+iM2=0和ea+eb+ec=0可求得实际中性点电压为数式(12):
数式(12)
由于XM1+XM2=1,YM1=1,YM2=-1仍然成立,代入数式(12),可得数式(13)
数式(13)
数式(13)表明,双极性调制方式下,电机两相导通过程中,虚拟中性点电压只与直流母线电压和关断相绕组感生电动势有关,与PWM调制占空比无关。
所述步骤(2)中,假设三相绕组感生电动势表达式为ea=Kcωsin(θ),eb=Kcωsin(θ-2π/3),ec=Kcωsin(θ+2π/3),其中Kc为绕组感生电动势常数,ω表示电角频率,θ代表转子磁极电角度,绕组换流过程持续电角度为α,实际换相时刻相对于正确换相时刻的偏差为β,在[π/2+β,5π/6+β]时,电机处于A+C-的导通状态,θ=5π/6+β时刻为电机从A+C-到B+C-的换相点,[5π/6+β,7π/6+β]时,电机处于B+C-的导通状态,其虚拟中性点电压解析表达式为数式(14):
数式(14)
根据数式(14),在5π/6+β换相时刻之前30°Ux的瞬时值为数式(15):
数式15
而在该换相时刻之后30°Ux的瞬时值为数式(16):
数式(16)
则换相前后30°虚拟中性点电压差值
数式(17)
数式(17)表明,当电机稳态运行时,正相换相点前后30°虚拟中性点电压差值ΔUx与β有关。
所述步骤(2)中,正确换相时,β=0,换相前后30°恰为关断相绕组感生电动势eM0的过零点,即ΔUx=0;
超前换相时,β<0,相比于正确换相,绕组换相超前触发,关断相感生电动势过零点滞后,导致正相换相前30°的eM0偏低、换相后30°的eM0偏高,虚拟中性点电压偏差ΔUx<0,且随着|β|增大,|ΔUx|变大;
延迟换相时,β>0,相比于正确换相,此时关断相感生电动势的过零点超前,导致正相换相前30°的eM0偏高、换相后30°的eM0偏低,ΔUx>0,且随着|β|增大,|ΔUx|变大。
所述步骤(2)中,对于双极性调制下永磁无刷电机驱动系统,在正相换相点前后30°虚拟中性点的电压差值ΔUx与换相相位偏差角β满足关系式ΔUx=Kcωsin(β),它们的极性同步变化且幅值近似呈正比关系,利用ΔUx作为永磁无刷电机换向相位校正系统的相位误差反馈参数,建立无位置传感器无刷电机的换相相位自动校正控制模型,实现该类电机换相相位的自动校正。
所述步骤(3)中,无刷直流电机控制系统除速度环反馈控制和电流环反馈控制两部分以外,增加了基于中性点电压的绕组换向相位自动校正环节,通过适当的PI调节器计算出换向位置校正角Δσ,作为过零点换向位置角σ*的反馈调节参数,对绕组换相位置角进行自动校正,以保证永磁无刷电机绕组始终以最佳换相位置进行准确换向,实现无刷电机的最佳运行状态。
本发明的有益效果为:
(1)通过采集计算换相点前后30度的虚拟中性点电压差值,以确定当前换相存在的相位误差,并以此电压差值作为换相误差反馈量,实现永磁无刷电机换相相位的实时校正;
(2)在轻载与重载条件下,都能够有效实现无位置传感器永磁无刷电机的换相相位校正。
附图说明
图1为无刷直流电机驱动电路与虚拟中性点电路图;
图2为正相换相虚拟中性点电压示意图;
图3为反相换相虚拟中性点电压示意图;
图4为正确换相时ΔUx与β的关系示意图;
图5为超前换相时ΔUx与β的关系示意图;
图6为滞后换相时ΔUx与β的关系示意图;
图7为无位置传感器无刷直流电机系统框图;
图8为硬件电路的组成与实现;
图9为PI调节器的设计图;
图10为超前触发的实验结果示意图;
图11为滞后触发的实验结果示意图;
图12为经过相位校正后的实验结果示意图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
本发明专利所示高速无刷直流电机三相绕组一般采用Y联结,假定永磁无刷电机三相绕组严格对称,驱动电路如图1所示,逆变器工作于双极性PWM调制方式。
附图1中Ud表示直流母线电压;R,L分别表示电机相绕组电阻与解耦后自感;ea,eb,ec表示三相绕组相感应电动势,假设相绕组感生电动势呈正弦变化;Un,Ux分别表示无刷电机实际中性点电压与虚拟中性点电压;Ua,Ub,Uc表示三相对地端电压;ia,ib,ic表示三相绕组电流,参考方向如图1所示。则无刷电机端电压数学模型如下:
数式(1)
数式(2)
数式(3)
对于三相正弦感生电动势,有ea+eb+ec=0,由数式(1)~数式(3)得
数式(4)
Ux=Un=(Ua+Ub+Uc)/3
当无刷电机工作于两相导通的三相六状态工作方式时,无刷电机相绕组工作状态分为换流过程与导通过程两种状态。为建立统一模型不妨假设:X表示绕组端电压的电平变化函数,X=1代表绕组上桥VT开通或者经过上桥的VD续流;X=0代表绕组下桥VT开通或者经过下桥的VD续流。设Y表示绕组电流方向函数,Y=1代表绕组中实际电流与参考方向相同,Y=-1代表与参考方向相反,M0为关断相,M1为正向导通相,M2为反向导通相。分别对上述两个过程的虚拟中性点电压进行分析。
换流过程分析
换流过程中,由于三相绕组中均有绕组电流流过,且绕组端电压都被钳位,其端电压电压方程为数式(5)、数式(6)、数式(7)
数式(5)UM0=UdXM0-VDYM0
数式(6)UM1=UdXM1-VDYM1
数式(7)UM2=UdXM2-VDYM2
式(5),式(6),式(7)中VD代表调制管或者续流管管压降。将上述表达式代入数式(4)中得数式(8)
数式(8)
对于双极性调制永磁无刷电机驱动系统,每一桥臂总有XM1+XM2=1;对于正相导通相YM1=1,反向导通相YM2=-1;代入式(8),得数式(9)
数式(9)
数式(9)表明,在无刷电机换相过程中,虚拟中性点电压与关断相绕组的续流方向有关。当电机处于正相关断,如图2所示,YM0=1,XM0=0,Ux=Ud/3-VD/3;当电机处于反向关断时,如图3所示YM0=-1,XM0=1,Ux=2Ud/3+VD/3。
由此可见,在相绕组换流过程中,虚拟中性点电压不受调制管开通与关断的影响,即与PWM调制占空比无关。
导通过程分析
当电机进入两相导通状态时,其相绕组端电压方程为数式(10)、数式(11)
数式(10)
数式(11)
由数式(10)、(11)、iM1+iM2=0和ea+eb+ec=0可求得实际中性点电压为数式(12):
数式(12)
由于XM1+XM2=1,YM1=1,YM2=-1仍然成立,代入数式(12),可得数式(13)
数式(13)
数式(13)表明,双极性调制方式下,电机两相导通过程中,虚拟中性点电压只与直流母线电压和关断相绕组感生电动势有关,与PWM调制占空比无关。
2、换相位置与虚拟中性点电压关系
假设三相绕组感生电动势表达式为ea=Kcωsin(θ)(下标换为e),eb=Kcωsin(θ-2π/3),ec=Kcωsin(θ+2π/3),其中Kc为绕组感生电动势常数,ω表示电角频率,θ代表转子磁极电角度。以A相正向导通切换为B相正向导通过程为例,由数式(13),数式(9)可推导出无刷电机绕组正常换相,超前换相,延迟换相时,模拟中性点电压变化波形如图4,图5,图6所示。
图中绕组换流过程持续电角度为α,实际换相时刻相对于正确换相时刻的偏差为β。在[π/2+β,5π/6+β]时,电机处于A+C-的导通状态,θ=5π/6+β时刻为电机从A+C-到B+C-的换相点,[5π/6+β,7π/6+β]时,电机处于B+C-的导通状态,其虚拟中性点电压解析表达式为数式(14):
数式(14)
根据数式(14),在5π/6+β换相时刻之前30°Ux的瞬时值为数式(15):
数式(15)
而在该换相时刻之后30°Ux的瞬时值为数式(16):
数式(16)
则换相前后30°虚拟中性点电压差值
数式(17)
数式(17)表明,当电机稳态运行时,正相换相点前后30°虚拟中性点电压差值ΔUx与β有关。
正确换相时,β=0,如图4,换相前后30°恰为关断相绕组感生电动势eM0的过零点,即ΔUx=0。
超前换相时,β<0,如图5所示,相比于正确换相,绕组换相超前触发,关断相感生电动势过零点滞后,导致正相换相前30°的eM0偏低、换相后30°的eM0偏高,虚拟中性点电压偏差ΔUx<0,且随着|β|增大,|ΔUx|变大。
延迟换相时,β>0,如图6所示,相比于正确换相,此时关断相感生电动势的过零点超前,导致正相换相前30°的eM0偏高、换相后30°的eM0偏低,ΔUx>0,且随着|β|增大,|ΔUx|变大。
对于双极性调制下永磁无刷电机驱动系统,在正相换相点前后30°虚拟中性点的电压差值ΔUx与换相相位偏差角β满足关系式ΔUx=Kcωsin(β),它们的极性同步变化且幅值近似呈正比关系。因此,本发明利用ΔUx作为永磁无刷电机换向相位校正系统的相位误差反馈参数,建立无位置传感器无刷电机的换相相位自动校正控制模型,实现该类电机换相相位的自动校正。
根据上述换相相位偏差β与虚拟中性点电压差ΔUx的关系特性,本发明建立如图7所示的BLDCM换向相位自动校正控制系统。该系统不但实现简单,而且应用范围广泛,在轻载、重载的条件下都能得到很好的相位校正。下面结合整个系统介绍本发明的具体实施方式。
步骤一,建立无刷直流电机无位置传感器相位校正系统
图7中无刷直流电机控制系统除速度环反馈控制和电流环反馈控制两部分以外,增加了基于中性点电压的绕组换向相位自动校正环节,通过适当的PI调节器计算出换向位置校正角Δσ,作为过零点换向位置角σ*的反馈调节参数,对绕组换相位置角进行自动校正。从而保证永磁无刷电机绕组始终以最佳换相位置进行准确换向,实现无刷电机的最佳运行状态。
步骤二,硬件电路实现
图8展示了整个系统电路的硬件实现
本系统采用高性能的DSP作为主控芯片,端电压经过分压与滤波后,构造虚拟中性点与之相比较,通过串接光电耦合器得到基本换相逻辑信号。由于受到调制管本身开通与关断的影响,需设置相应的死区时间,同时采用RC滤波技术以降低高频噪声的影响。
由于中性点电压信号都是大于Ud/3-VD/3、小于2Ud/3+VD/3的电压值,为便于微处理器进行采样,在虚拟中性点电压信号后串接信号调理电路。本文采用模拟减法电路对于虚拟中性点电压进行适当处理如图8所示,参考电压U1+略大于2Ud/3+VD/3。由U0=(R10+R13)U1+/(R11+R12)-UxR13/R10,可得采样偏差ΔU0与虚拟中性点偏差ΔUx关系为数式18:
数式18ΔU0=-R13ΔUx/R10
步骤三,相位校正环节PI调节器设计
该系统相位校正环节的离散PI调节器设计框图如图9所示,Kp1代表调节器动态调整比例系数,Kp2代表调节器稳态调整比例系数,ΔU0(N)表示第N次的调节器输入量,ΔU0(N-1)表示第N-1次的调节器输入量,为加快系统动态响应,同时防止系统超调过大,该调节器采用积分分离式PI调节器。
图9表明,当ΔU0(N)<0(ΔUx>0)时,表明此时相位处于滞后状态,通过PI调整,减少Δσ(N)的输出,使得软件延时σ(N)减少,相位超前调整至最优状态;ΔU0(N)>0(ΔUx<0)时,表明此时相位处于超前状态,通过PI的调整,增大Δσ(N)的输出,使得软件延时σ(N)增大,同样使得相位超前调整至最优状态;当ΔU0(N)=0无需调整。
以下面施例过程介绍该系统的应用
以TI公司的TMS320F2812作为主控芯片开发了本实验高速无刷电机控制器。施例样机参数:额定电压为24V,额定功率为110W,极数2极,额定转速60000rpm;
图10,图11分别为电机运行在30000rpm时,超前,滞后换相时的U0波形和一相绕组的电流波形。从图中可以看出,由于绕组互感的影响,在U0的波形当中仍然会有少量干扰。为此,在微处理器中进行软件滤波。模拟中性点电压变化:在相位超前时ΔU0(θ)>0;在相位滞后时ΔU0(θ)<0。施例结果与本发明分析所介绍的方法一致。
图12为在采用本发明提出的绕组换向相位修正系统后相应的施例结果。从图中可看出:相位修正以后,ΔU0(θ)=0,达到了在最优换相位置触发的目的,证明本发明专利中提出的基于模拟中性点电压的换向相位修正方法是正确的,可行的。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述,但并非对本发明保护范围的限制,所属领域技术人员应该明白,在本发明的技术方案的基础上,本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。