KR101449872B1 - 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법 - Google Patents

영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법 Download PDF

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KR101449872B1
KR101449872B1 KR1020130143503A KR20130143503A KR101449872B1 KR 101449872 B1 KR101449872 B1 KR 101449872B1 KR 1020130143503 A KR1020130143503 A KR 1020130143503A KR 20130143503 A KR20130143503 A KR 20130143503A KR 101449872 B1 KR101449872 B1 KR 101449872B1
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안진우
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경성대학교 산학협력단
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Abstract

본 발명은 PI 제어기를 사용하지 않는 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법에 관한 것으로 보다 구체적으로는 영구 자석 동기 모터의 d-q 전압 식에 기초하여 영구 자석 동기 모터의 전류를 제어하는 방법에 관한 것으로,
d축 전압 지령치는
Figure 112013106907146-pat00086
으로 설정하고,
q축 전압 지령치는
Figure 112013106907146-pat00087
으로 설정하며,
여기서,
Figure 112013106907146-pat00088
이고,
Figure 112013106907146-pat00089
이며,
Figure 112013106907146-pat00090
이고,
Figure 112013106907146-pat00091
인 것을 특징으로 한다.

Description

영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법{A modified current control scheme of Permanent Magnet Synchronous Motor}
본 발명은 PI 제어기를 사용하지 않는 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법에 관한 것으로 보다 구체적으로는 영구 자석 동기 모터의 d-q 전압 방정식에 기초하여 적분 제어항이 없이 영구 자석 동기 모터의 전류를 제어하는 방법에 관한 것이다.
알려진 바와 같이, 가전 기기, 산업 기계 장비에 널리 사용되고 있는 영구 자석 동기 모터(PMSM)는 제어 성능(예컨대, 고효율이라는 점 토크 리플이 낮다는 점 등)이 우수하여 공장 자동화, 전기 자동차 및 로봇 시스템에서의 사용이 점증하고 있는 추세이다.
이러한 영구 자석 동기 모터를 실제 적용함에 있어서는 우수한 토크 제어 성능이 필수적인데, 이는 정확한 모션과 정교한 속도 제어 성능을 가능하게 하기 위함이다.
따라서, 영구 자석 동기 모터의 경우, 이러한 요건들을 충족시키기 위하여 토크 및 전류 제어 방법에 대하여 다양한 연구가 진행되는 상황이다.
일반적으로, 영구 자석 동기 모터를 산업 장치에 적용하는 경우 SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation) 및 DTC(Direct Torque Control) 구조를 갖는 PI 전류 제어기가 적용되고 있으며, 이러한 PI 전류 제어기는 디지털 제어 시스템에 구현하기 용이하다.
알려진 바와 같이, 비록 SVPWM은 전류 리플이 적고 제어 성능이 우수하다는 이점은 있지만, 전류 제어 성능이 제어기의 전류 이득에 종속되어 있다는 문제가 있으며, 특히 SVPWM의 경우 다소 복잡한 구조를 필요로 한다는 문제점도 있다.
또 다른 접근 방식인 DTC는 1985년 산업 기계의 토크 전류 제어를 위하여 소개되었는데, DTC는 SVPWM을 갖춘 FOC보다는 간단하고 이득 조정이 필요하지 않다는 이점이 있다.
그러나, 초기의 DTC는 랜덤 스위칭 주파수와 같은 문제들이 있었고, 토크 리플이 스위칭 주파수에 종속된다는 문제가 있다. 또한, DTC에서의 토크 리플을 감소시키기 위해서는 고속 스위칭이 필수적이라는 점과 이로 인하여 인버터의 스위칭 손실이 증가할 수 있다는 단점이 있다.
DTC의 이러한 문제점을 해소하기 위하여 연구된 것이 DTC-SVM 방법인데, DTC-SVM에서는 자속과 토크 에러로 전압 지령치 벡터를 추정하며, 각 전력 장치의 스위칭 시간은 SVPWM 방법에 의하여 유도하는 방식을 채택하고 있으며, 이러한 접근 방식에서 PI 전류 제어기는 자속 및 토크 보상기로 체인지된다.
[1] E. Sousy, F. M. Fayez, "Robust Tracking Control Based on Intelligent Sliding-Mode Model-Following Position Controllers for PMSM Servo Drives", Journal of Power Electronics, Vol. 7, No. 2. pp. 159-173, 2007. [2] Y. Hiroyuki, T. Katsunori, H. W. Lee, "Suppression Method for Torque Ripple of PM Synchronous Motor", Journal of Power Electronics, Vol. 5, No. 4, pp. 264-271, 2005. [3] M. Depenbrock, "Direct self-control of inverter-fed machine", IEEE Trans. Power Electron., Vol. 3, pp. 42029, Oct. 1988. [4] I. Takahashi and T. Naguchi, "A new quick-response and highefficiency controlstrategy of an induction motor", IEEE Trans. Ind. Applicat., Vol. IA-22, pp. 82027, Sept./Oct. 1986. [5] C. French and P. Acarnley, "Direct torque control of permanent magnet drives", IEEE Trans. Ind. Applicat., Vol. IA-32, pp. 1080088, Sept./Oct. 1996. [6] L. Zhong, M. F. Rahman, W. Y. Hu, and K. W. Lim, "Analysis of direct torque control in permanent magnet synchronous motor drives", IEEE Trans. Power Electron., Vol. 12, pp. 52836, May 1997. [7] M. F. Rahman, L. Zhong, and K. W. Lim, "A direct torque controlled interior permanent magnet synchronous motor drive incorporating field weakening", IEEE Trans. Ind. Applicat., Vol. 34, pp. 1246253, Nov./Dec. 1998. [8] I. Takahashi and T. Noguchi, "Take a look back upon the past decade of direct torque control", in Proc. IEEE-IECON’97 23rd Int. Conf., Vol. 2, 1997, pp. 54651. [9] D. Casadei, G. Serra, and A. Tani, "Implementation of a direct torque control algorithm for induction motors based on discrete space vector modulation", IEEE Trans. Power Electron., Vol. 15, pp. 76977, July, 2000. [10] C. G. Mei, S. K. Panda, J. X. Xu, and K. W. Lim, "Direct torque control of induction motor-variable switching sectors", in Proc. IEEE-PEDS Conf., Hong Kong, pp. 805, 1999, July. [11] A. Tripathi, A. M. Khambadkone, and S. K. Panda, "Space-vector based, constant frequency, direct torque control and dead beat stator flux control of AC machines", in Proc. IEEE-IECON’01 Conf., pp. 1219-1224, 2001, Nov.
본 발명은 기존의 방식과 달리 PI 제어기를 사용하지 않는 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법에 관한 것으로 특히 영구 자석 동기 모터의 d-q 전압 방정식에 기초한 적분 및 미분 제어항을 사용하지 않는 새로운 전류 제어 방법을 제안하고자 한다.
본 발명에서 제안하는 영구 자석 동기 모터의 전류를 제어하는 방법은
d축 전압 지령치는
Figure 112013106907146-pat00001
으로 설정하고,
q축 전압 지령치는
Figure 112013106907146-pat00002
으로 설정하며,
여기서,
Figure 112013106907146-pat00003
이고,
Figure 112013106907146-pat00004
이며,
Figure 112013106907146-pat00005
이고,
Figure 112013106907146-pat00006
인 것을 특징으로 한다.
본 발명의 경우, 영구 자석 동기 모터의 파라미터 오차 및 전압원 인버터의 전압 오차로 인하여 d-q 전압 식으로 전압 지령치를 발생시키는 것은 충분하지는 않지만, 대략적인 출력 전류를 발생시킬 수 있으며, 또한 d-q 축과 역 기전력 보상 조건간의 디커플링 조건은 d-q 전압 식에 의하여 유도할 수 있다는 이점이 있다.
본 발명의 경우 출력 전류를 제어하기 위하여, 전류 오차를 야기하는 전압 오차를 분석하였는데, 전류의 dc-오프셋 에러 조건은 비례 이득과 전류 오차에 의하여 직접 보상된다. 그리고 전류의 속도 관련 오차 조건은 속도 변화 및 보상 이득에 따라 전류 오차 차이를 곱셈 연산함으로 보상할 수 있다.
또한, 본 발명의 경우, 전류 리플을 감소시키기 위하여 속도 관련 보상 조건을 측정할 수 있는 간단한 로우 패스 필터를 사용하며, 전류 오차를 감시키시기 위한 이들 두가지 보상 조건을 d-q 전압 식에 대입하여 소정의 전류 지령치를 생성할 수 있는 소정의 전압 지령치를 생성한다.
이러한 본 발명의 전류 제어 방법은 PMSM의 직류 전압 식과 소정의 보상 이득을 사용하는 방식으로, 종래의 PI 제어 방법과 달리, 본 발명에서 제안하는 전류 제어 방법은 적분 이득을 사용하지 않는다는 특징으로 인하여 적분 조건의 포화 현상과 이득 조정이 불필요하다는 이점이 있다. 참고로, 본 발명에서 전류 제어기와 전류 리플의 동적 특성은 보상 이득에 종속되어 있다.
도 1은 PMSM에 대한 종래의 DTC 블록도이다.
도 2는 DTC-SVM의 구조이다.
도 3은 종래의 PI 전류 제어 구조이다.
도 4는 본 발명에 따른 전류 제어 방법을 설명하기 위한 d-q 축에서의 전압 오차 및 전류 오차를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 전류 오차 연동 전압 오차를 설명하는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 전류 제어 방법을 설명하는 블록도이다.
도 7은 종래 기술과 본 발명에 따른 전류 제어 방법을 상호 비교하여 보여주는 실험 데이터 도면이다.
도 8은 종래 기술과 본 발명에 따른 전류 제어 방법을 상호 비교하여 보여주는 해석 데이터 도면으로 전류 지령치가 3[A]에서 -3[A]로 변하였을 때의 q축에서의 전류 오차를 상호 비교한 해석 데이터 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 전류 제어 방법을 이용한 경우의 속도 제어 시뮬레이션 데이터 도면이다.
이하에서는 본 발명에서 제안하고자 하는 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법을 설명하기로 한다.
알려진 바와 같이, PMSM의 경우, 소정의 모터 파라미터를 갖는 출력 토크 및 전류 사이의 선형 관계 때문에 회전자 기준 프레임에서의 모델이 널리 사용되고 있는데, 회전자 기준 프레임의 PMSM의 전압 식은 다음과 같이 표현된다.
Figure 112013106907146-pat00007
Figure 112013106907146-pat00008
Figure 112013106907146-pat00009
Figure 112013106907146-pat00010
여기서,
Figure 112013106907146-pat00011
는 고정자 저항이고,
Figure 112013106907146-pat00012
와
Figure 112013106907146-pat00013
는 각각 d축 및 q축 인덕턴스이고,
Figure 112013106907146-pat00014
는 모터의 자속이고,
Figure 112013106907146-pat00015
과
Figure 112013106907146-pat00016
는 각각 d축과 q축의 자속이다. 그리고,
Figure 112013106907146-pat00017
,
Figure 112013106907146-pat00018
,
Figure 112013106907146-pat00019
, 및
Figure 112013106907146-pat00020
는 각각 d축과 q축의 고정자 전압과 전류이다.
한편, 출력 토크는 아래 식 5와 같이 표현된다.
Figure 112013106907146-pat00021
여기서,
Figure 112013106907146-pat00022
는 극의 갯수이다.
한편, 잘 설계된 PMSM 표면에서 q축의 자속
Figure 112013106907146-pat00023
은 제로이기 때문에, [Nm/A] 단위로 표시되는 토크 상수
Figure 112013106907146-pat00024
를 사용하여 PMSM의 출력 토크를 다음과 같이 유도할 수 있다.
Figure 112013106907146-pat00025
다음, PMSM의 전류와 토크 제어 방법에 대하여 설명하기로 한다.
도 1은 종래 사용되고 있는 PMSM의 DTC 블록도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 규칙은 토크 오차와 자속 오차의 부호에 의하여 결정된다.
토크 오차
Figure 112013106907146-pat00026
의 부호와 자속 오차
Figure 112013106907146-pat00027
의 부호에 따른 스위칭 테이블은 섹터 검출에 의하여 용이하게 결정할 수 있으나, 토크와 자속 추정기는 필요하다. 그리고, 제어 성능은 토크 리플의 히스테러시스 밴드와 토크 및 자속 추정기의 성능에 종속되는 스위칭 주파수에 의하여 영향을 받는다.
전류(commutation) 주파수는 제어기의 샘플링 주파수와 동일하지 않고 토크 리플은 전류(commutation) 주파수에 종속되기 때문에, DTC가 개선되어 토크 리플이 감소하고 소정의 고정 전류(commutation) 주파수를 가진다.
다음, 도 2는 DTC-SVM 구조를 설명하는 도면이다.
DTC-SVM에 있어서, d축과 q축에서의 전압 지령치는 토크 오차
Figure 112013106907146-pat00028
와 자속 오차
Figure 112013106907146-pat00029
를 사용하는 PI 제어기에 의하여 계산된다. DTC와 유사하게, 이 경우도 토크 및 자속 추정기를 필요로 한다. 그리고, 출력 스위칭 시간은 공간 벡터 방법에 의하여 시행된다. 비록 이 방법이 소정의 스위칭 주파수에서 높은 제어 성능을 보장하지만, 종래의 방법 대비 제어 블록이 복잡하다는 문제가 있다.
다음, 도 3은 SVPWM 방법을 사용하는 종래의 PI 전류 제어기를 도시한다.
도 3에서, 토크 지령치
Figure 112013106907146-pat00030
은 토크 상수
Figure 112013106907146-pat00031
를 사용하는 q축 전류 지령치
Figure 112013106907146-pat00032
로 변한다. 주지된 바와 같이, q축 전류는 PMSM의 출력 토크에 직접 비례한다.
d축과 q축 전류 제어기를 디커플링 조건과 역 기전력 보상 조건을 갖는 PI 제어기로 설계하였다.
Figure 112013106907146-pat00033
Figure 112013106907146-pat00034
이 경우, 제어 성능은 PI 이득 조정과 적분 조건용 안티-와인드업(anti-windup)에 종속되는 데, 이 방법은 구현이 용이한 까닭에 산업계에서 널리 사용되고 있다. 그러나, 제어 성능은 이득 선정에 종속되고 이득 조정은 제어기의 적분 조건에 따라 달라진다는 문제점을 안고 있다.
이러한 점들을 고려하여 PI 전류 제어기를 사용하지 않는 본 발명의 전류 제어 방법을 구현하기 위한 과정을 설명하면 다음과 같다.
이상적인 경우, 전류 지령치를 전달하기 위한 전압 지령치는 다음과 같이 d-q 전압 식을 사용하여 유도할 수 있다.
Figure 112013106907146-pat00035
Figure 112013106907146-pat00036
여기서,
Figure 112013106907146-pat00037
과
Figure 112013106907146-pat00038
는 전류 지령치
Figure 112013106907146-pat00039
과
Figure 112013106907146-pat00040
를 생성하기 위한 전압 지령치이다.
그러나, 전압 소스 인버터의 비선형 특성과 파라미터 오차 때문에, 단순한 전압 식을 고성능 전류 제어기에 직접 사용하기에는 충분하지 않다.
모터 드라이브에 있어서, d-q축 전류
Figure 112013106907146-pat00041
와
Figure 112013106907146-pat00042
는 위상 전류 센서와 회전자 위치를 사용하는 회전자 기준 변환기를 사용하여 정확히 검출할 수 있다. 그리고 모터 속도
Figure 112013106907146-pat00043
는 광 인코더와 리졸버(resolver)와 같은 회전자 위치 센서에 의하여 직접 측정된다. 그럼에도 불구하고, 디지털 제어기에 사용되는 모터 파라미터는 소정의 오차를 가질 수 있다. 그리고, 소정의 파라미터는 온도 변화로 인하여 바뀔 수도 있다.
이러한 사정들을 고려하여 본 발명자는 다음과 같은 전압 식을 유도하였다.
Figure 112013106907146-pat00044
Figure 112013106907146-pat00045
여기서,
Figure 112013106907146-pat00046
,
Figure 112013106907146-pat00047
및
Figure 112013106907146-pat00048
는 모터의 파라미터 오차이다. 그리고,
Figure 112013106907146-pat00049
과
Figure 112013106907146-pat00050
은 전력 장치에서의 전압 강하와 인버터의 비선형으로 인하여 초래되는 인버터의 전압 오차(소정 상수)이다.
Figure 112013106907146-pat00051
와
Figure 112013106907146-pat00052
는 데드 타임 효과로 인한 인버터의 주기적인 전압 오차이다.
이러한 전압 오차로 인하여 모터의 출력 전류는 기준 전류와 일치하지 않는다. 더욱이, 상권선 저항(phase winding resistance)
Figure 112013106907146-pat00053
, 인덕턴스
Figure 112013106907146-pat00054
, 및 역기전력 상수
Figure 112013106907146-pat00055
등과 같이 전압 측정에 사용되는 모터 파라미터들은 모터의 실제값과 일치하지 않는다. 이들 파라미터 오차들은 d축 및 q축 전류를 디커플링하기 위하여 전술한 전압 식을 사용하는 경우 전류 오차를 초래할 수 있다. 정상 상태에서, 식 11 및 식 12에서의 전류 오차는 무시할 수 있다. 위상 전류와 모터 속도를 정확히 검출할 수 있다는 가정하면, 전류 오차를 초래하는 전압 오차는 정상 상태에서 다음과 같이 유도할 수 있다.
Figure 112013106907146-pat00056
Figure 112013106907146-pat00057
위의 식으로부터 전압 오차는 3개 부분으로 분석할 수 있는데, 첫번째 부분은 인버터의 전압 오차(소정의 상수값)
Figure 112013106907146-pat00058
Figure 112013106907146-pat00059
과 위상 저항
Figure 112013106907146-pat00060
의 오차로부터 야기되는 dc-오프셋 오차이고, 두번째 오차 조건은 모터 속도
Figure 112013106907146-pat00061
에 비례하는 오차로, 이 오차는 인덕턴스와 역 기전력 상수 오차에 의하여 발생된다. 그리고, 세번째 부분은 데드 타임 효과로 인한 주기적인 전압 오차
Figure 112013106907146-pat00062
,
Figure 112013106907146-pat00063
이다.
만약 정확한 모터 파라미터를 알 수 있고 전압 지령치과 일치하는 정확한 출력 전압을 발생시킬 수 있다면, 전술한 전압 식을 PMSM의 전류 제어기에 직접 사용할 수 있다. 그리고, 전류 오차를 야기하는 전압 오차는 도 4에 도시된 전류 오차
Figure 112013106907146-pat00064
,
Figure 112013106907146-pat00065
에 따라서 다음 전압 지령치에서 보상할 수 있다.
비록 모터 드라이브의 실제 전압 오차를 정확히 알 수는 없지만 이 전압 오차는 실제 전압 식 11 및 12로부터 도출 가능하다. 그리고, 이 전압 오차는 전류 오차에 대한 소정의 비례 이득으로 보상 가능하다.
적절한 보상 방법에 따라 데드 타임 효과를 보상할 수 있다면, 전압 오차는 식 13 및 14로부터 2개의 부분으로 구분할 수 있을 것이다.
간략화된 전압 오차 대한 설명은 도 5와 같으며, 전류 오차에 연관된 간략화된 전압 오차는 정상 상태에서 다음 식과 같이 선형화할 수 있다.
Figure 112013106907146-pat00066
Figure 112013106907146-pat00067
각 위상의 스위칭 시간을 생성하기 위한 지령치 전압은 다음과 같은 보상 조건에 따라 구할 수 있다.
Figure 112013106907146-pat00068
Figure 112013106907146-pat00069
Figure 112013106907146-pat00070
Figure 112013106907146-pat00071
Figure 112013106907146-pat00072
Figure 112013106907146-pat00073
여기서, (15)~(22)
Figure 112013106907146-pat00074
와
Figure 112013106907146-pat00075
는 본 발명에 따라 제안된 전류 제어기의 보상 이득이다.
Figure 112013106907146-pat00076
이득은 dc-오프셋 오차용이고,
Figure 112013106907146-pat00077
는 속도 비례 에러 조건용 이득이다.
도 6은 본 발명에 제안하는 PMSM용 전류 제어 방법을 설명하는 도면이다.
도 6과 식 21 및 식 22로부터 알 수 있듯이, 전류 지령치를 생성하기 위한 전압 지령치는 정상 상태의 전압 식에 기초를 두고 있다. 그러나, 전류 오차를 초래하는 각 전압 오차는 비례 이득
Figure 112013106907146-pat00078
와
Figure 112013106907146-pat00079
에 의하여 직접 보상할 수 있다.
한편, 본 발명자는 본 발명에서 제안된 전류 제어 방법을 검증하기 위하여 Matlab-simulink 시뮬레이션 툴을 사용하였다. 테스트한 모터는 3상 PMSM 이었으며, 정격 출력은 400[W]이었다. 테스트한 모터의 위상 인덕턴스는 8.5[mH] 및 2.875[mH]이었다. 토크와 역 기전력 상수는 0.175이었다. 모터의 정격 속도는 3,000[rpm]이었다.
세 종류의 전류 제어 방법, 즉 PI 제어 방법, 수정된 PI 제어 방법 및 본 발명에서 제안하는 제어 방법에 대하여 시뮬레이션을 수행하고 이를 비교하였다.
수정된 PI 제어 방법에서는 동적 성능을 개선시키기 위하여 d-q 식과 PI 제어기를 사용하였다. 모터 파라미터가 전압 식내에서 다소의 오차를 일으키는 경우, 추가적인 PI 제어기가 전류 오차를 보상할 수 있다. 따라서, 일반적인 PI 제어 방법 대비 짧은 시간내에 전류 오차를 감소시킬 수 있다.
도 7 및 도 8은 3 종류의 전류 제어기를 사용하여 수행한 시뮬레이션 결과 비교 화면이다.
도 7에서, 기준 q축 전류 지령치는 0에서 3[A]로 변하였다.
도 7에 도시된 바와 같이, 수정된 PI 제어기는 동적 응답은 빠르지만 전류 오차가 발생한다. 본 발명에서 제안한 방법에 의한 출력 전류는 오차없이 기준치를 제대로 따라간다.
도 8은 전류 지령치가 3에서 -3[A]로 변하였을 때의 q축에서의 전류 오차를 보여준다. 그리고 역 기전력 상수는 20%의 오차를 가진다. 이 오차로 인하여 제어 성능이 저하된다.
도 8에서, 세 종류의 전류 제어기는 기준값을 유지할 수 있다. 그러나, PI 제어기의 동작 응답 속도는 수정된 PI 제어기 보다 느리다. 그러나, 수정된 PI 제어기의 적분 조건은 도 9에서 알 수 있듯이 오버슈트 오차를 발생시킬 수 있다. 그러나 본 발명의 경우 이 전류 오차는 오버슈트 오차없이 빠르게 제거됨을 알 수 있다.
도 9는 본 발명에 따른 제어 방법을 사용한 경우, 속도 제어의 시뮬레이션 결과를 보여준다. 도 9에서 알 수 있듯이, 모터의 속도는 기준치를 제대로 유지하고 있으며 d-q축 전류는 제대로 제어되는 것을 알 수 있다.

Claims (1)

  1. 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법으로서,
    d축 전압 지령치는
    Figure 112013106907146-pat00080
    으로 설정하고
    q축 전압 지령치는
    Figure 112013106907146-pat00081
    으로 설정하며,
    여기서,
    Figure 112013106907146-pat00082
    이고,
    Figure 112013106907146-pat00083
    이며,
    Figure 112013106907146-pat00084
    이고
    Figure 112013106907146-pat00085
    인 것을 특징으로 하는 영구 자석 동기 모터의 전류 제어 방법.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106953575A (zh) * 2017-03-14 2017-07-14 中南大学 一种迭代学习的直接转矩控制方法与装置
CN108988721A (zh) * 2018-07-26 2018-12-11 青岛斑科变频技术有限公司 一种pmsm压机的驱动方法
CN113866480A (zh) * 2016-02-16 2021-12-31 操纵技术Ip控股公司 用于马达控制系统的相电流测量中的偏移误差的检测

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100761928B1 (ko) 2005-08-25 2007-10-02 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 영구 자석 센서리스 제어를 위한 셀프 튜닝 방법 및 장치
KR100763049B1 (ko) 2000-11-10 2007-10-02 오티스 엘리베이터 컴파니 인코더를 사용하지 않고 엘리베이터에서의 영구 자석 동기모터를 작동하기 위한 방법 및 장치
JP2008295220A (ja) 2007-05-25 2008-12-04 Meidensha Corp 永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100763049B1 (ko) 2000-11-10 2007-10-02 오티스 엘리베이터 컴파니 인코더를 사용하지 않고 엘리베이터에서의 영구 자석 동기모터를 작동하기 위한 방법 및 장치
KR100761928B1 (ko) 2005-08-25 2007-10-02 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 영구 자석 센서리스 제어를 위한 셀프 튜닝 방법 및 장치
JP2008295220A (ja) 2007-05-25 2008-12-04 Meidensha Corp 永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113866480A (zh) * 2016-02-16 2021-12-31 操纵技术Ip控股公司 用于马达控制系统的相电流测量中的偏移误差的检测
CN106953575A (zh) * 2017-03-14 2017-07-14 中南大学 一种迭代学习的直接转矩控制方法与装置
CN106953575B (zh) * 2017-03-14 2019-05-10 中南大学 一种迭代学习的直接转矩控制方法与装置
CN108988721A (zh) * 2018-07-26 2018-12-11 青岛斑科变频技术有限公司 一种pmsm压机的驱动方法

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