CN102170256B

CN102170256B - 电机控制器

Info

Publication number: CN102170256B
Application number: CN201110050681.9A
Authority: CN
Inventors: 三户信二; 横山诚也; 山田洋次; 竹本佳朗; 加藤茂昌; 后藤谦太
Original assignee: Asmo Co Ltd
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-02-25
Filing date: 2011-02-23
Publication date: 2015-06-17
Anticipated expiration: 2031-02-23
Also published as: DE102011011941A8; JP2011176993A; US8653771B2; JP5576145B2; CN102170256A; DE102011011941A1; US20110204833A1

Abstract

一种用于电机的控制器，所述电机包括定子和转子，有三相线圈围绕着所述定子，所述转子包括用作第一磁极的磁体和用作第二磁极的转子芯凸极，所述控制器用于向所述三相线圈供给相互之间具有预定相差的激励电流以驱动并且旋转所述转子。所述控制器包括电流调整单元，其使用q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流调整基波电流以减小转矩波动。根据由所述电流调整单元所调整的所述基波电流生成所述激励电流。

Description

电机控制器

技术领域

本发明涉及用于包括所谓交替极转子之电机的控制器，所述交替极转子通过采用仅用于两种不同磁极中的一种的磁体及采用转子芯的凸极代替另一磁极，从而将磁体数量减少一半。

技术背景

所谓的交替极电机(亦称为半磁电机)在节省资源和成本方面有所裨益。交替极电机包括这样的转子，即，仅使用一种磁极以将磁体数量减少一半。转子芯的凸极用来代替另一磁极(例如参考第9-327139号日本专利公开)。

在此类交替极电机中，凸极本身不具有磁通强制力(感应)。由此，根据凸极与相对定子的齿部之间的当前位置关系，磁体后侧的磁通可能并不是均匀地从磁体的圆周中心部向位于磁体相对两侧的凸极扩散。而是，大多数的磁通朝向当前磁阻较小的凸极感应。这样，当前磁通的方向性和磁通量亦改变。由此，凸极部和磁体部的磁通波形不同，从而导致电机的磁失衡。当以与转子的磁极都由磁体形成的一般电机相同的方式向交替极电机供给基波电流(正弦电流)时，这会导致转矩波动以及震动噪声。需要改进这一状态。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种用于交替极电机的控制器，其可减小转矩波动。

本发明的一个方面是一种用于电机的控制器，所述电机包括定子和转子，围绕所述定子绕有多个三相线圈，所述转子包括用作第一磁极的磁体和用作第二磁极的转子芯凸极，所述控制器用于向所述三相线圈供给相互之间具有预定相差的激励电流以驱动并且旋转所述转子。所述控制器包括电流调整单元，其使用q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流调整基波电流以减小转矩波动。根据由所述电流调整单元所调整的所述基波电流生成所述激励电流。

本发明的另一方面为一种用于电机的控制器，所述电机包括定子和转子，围绕所述定子绕有多个三相线圈，所述转子包括用作第一磁极的磁体和用作第二磁极的转子芯凸极，所述控制器用于向所述三相线圈供给相互之间具有预定相差的激励电流以驱动并且旋转所述转子。所述控制器包括电流调整单元，其在d-轴和q-轴至少使用q-轴的he阶分量的高阶电流调整基波电流以减小转矩波动，he＝6k-3且k为自然数。根据由所述电流调整单元所调整的所述基波电流生成所述激励电流。

参考附图，通过下文以示例的方式阐明发明主旨的说明书可清楚地了解本发明的其他方面和优点。

附图说明

结合附图，参考下文对当前最佳实施例的描述可最佳地理解本发明及其目的和优点，其中：

图1示出了据本发明第一～第四实施例的交替极型无刷电机的结构；

图2为根据本发明第一实施例的控制器的方块图；

图3A～3C分别示出了图2控制器中各高阶分量的电流波形、转矩波形、及转矩波动；

图4为根据本发明第二实施例的控制器的方块图；

图5A～5C分别示出了图4控制器中各高阶分量的电流波形、转矩波形、及转矩波动；

图6为根据本发明第三实施例的控制器的方块图；

图7A～7C分别示出了图6控制器中各高阶分量的电流波形、转矩波形、及转矩波动；

图8为根据本发明第四实施例的控制器的方块图；

图9A～9C分别示出了图8控制器中各高阶分量的电流波形、转矩波形、及转矩波动；及

图10示出了第一实施例～第四实施例以及未进行本发明控制的现有结构对转矩波动减小影响的比较。

具体实施方式

第一实施例

现参考附图描述本发明的第一实施例。

如图1所示，本实施例的电机M为内转子型，并且包括定子10和可旋转地容纳在定子10内部的转子20。定子10包括由磁性金属形成的环形定子芯11，以及十二个线圈12，其围绕定子芯11上以相等角间隔设置的十二个齿部11a作为同心绕组。十二个线圈12沿图1中的顺时针方向以U相线圈、W相线圈、及V相线圈的顺序设置。对线圈12供给分别用于U相、W相、及V相的激励电流Iu、Iw、Iv。U相、W相、及V相之间相互的相差为120°。

转子20包括旋转轴21、由磁性金属形成并且固定至旋转轴21的转子芯22、及四个固定至转子芯22外表面的磁体23。在转子芯22上一体形成四个尺寸与磁体23尺寸大致相等的以相等角间隔的凸极22a。其表面界定N极的磁体23固定至转子芯22的主体，并且其位于沿圆周方向相邻的凸极22a之间。这样，磁体23和凸极22a沿圆周方向交替设置。此外，作为两种不同磁极中的一种的磁体23分别用作N极，并且作为两种不同磁极中的另一种的凸极22a各用作S极。转子20为包括八个磁极的交替极型转子。

图2示出了控制器30，其控制电机M的旋转。控制器30生成激励电流Iu、Iv、Iw以供给线圈12的各U相、V相、及W相，并且藉此利用定子10生成旋转磁场以使得转子20旋转。此外，控制器30执行这样的控制，即，使得激励电流Iu、Iv、Iw处于适于当前情况的状态(幅度和相位)。当执行这一控制时，控制器30使用来自位置传感器31的检测信号(旋转位置θ)以判定转子20的旋转位置。控制器30还使用来自电流传感器32的检测信号(实际电流检测值Iuad、Ivad、Iwad)以判定供给至电机M的各相激励电流Iu、Iv、Iw。

控制器30包括比例积分(PI)控制单元33、两相/三相转换器34、逆变器35、三相/两相转换器36、基电流计算单元37、高阶电流计算单元38、两个减法器39a和39b，及两个加法器40a和40b。第一实施例中，高阶电流计算单元38和加法器40a及40b用作电流调整单元。位置传感器31输出的检测信号(旋转位置θ)输入两相/三相转换器34和三相/两相转换器36，并且电流传感器32输出的检测信号(实际电流检测值Iuad、Ivad、Iwad)输入三相/两相转换器36。

PI控制单元33将电流转换为d-轴分量(与磁通相关的分量)和q-轴分量(与转矩相关的分量)，并且由d-q轴坐标系中的数值表示。PI控制单元33接收d-、q-轴的目标电流命令值Id和Iq与d-、q-轴的电流检测值Idad和Iqad之间的偏差ΔId和ΔIq。PI控制单元33根据输入偏差ΔId和ΔIq生成d-轴输出信号Vd和q-轴输出信号Vq以将所述偏差设为零。然后，PI控制单元33将d-轴输出信号Vd和q-轴输出信号Vq输出至两相/三相转换器34。

两相/三相转换器34根据来自位置传感器31的检测信号(转子20的旋转位置θ)将自PI控制单元33输入的d-轴输出信号Vd和q-轴输出信号Vq转换为分别与U相、V相、及W相相对应的控制信号Vu、Vv、及Vw。然后，两相/三相转换器34输出控制信号Vu、Vv、及Vw。逆变器35，其包括使用多个开关元件的桥电路，根据各相的输入控制信号Vu、Vv、及Vw执行开关操作。从而，直流(DC)电源(电池)生成各相的激励电流Iu、Iv、Iw，并且将激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M(线圈12)。即，生成受控而达到当前目标值(目标电流命令值Id和Iq)的激励电流Iu、Iv、Iw，并将其供给至电机M。

由电流传感器32对逆变器35所生成之各相激励电流Iu、Iv、Iw进行检测，并且作为检测信号(实际电流检测值Iuad、Ivad、Iwad)输入三相/两相转换器36。三相/两相转换器36根据来自位置传感器31的检测信号(转子20的旋转位置θ)将实际电流检测值Iuad、Ivad、Iwad转换为d-q轴坐标系中的d-轴电流检测值Idad和q-轴电流检测值Iqad。然后，三相/两相转换器36将d-轴电流检测值Idad输出至d-轴的减法器29a，并且将q-轴电流检测值Iqad输入q-轴的减法器39b。减法器39a和39b分别从输入的d-轴目标电流命令值Id和q-轴目标电流命令值Iq减去d-轴电流检测值Idad和q-轴电流检测值Iqad。然后，减法器39a和39b将计算结果输出至PI控制单元33作为偏差ΔId和ΔIq。

根据来自基电流计算单元37的d-轴基电流命令值Id0和q-轴基电流命令值Iq0以及来自高阶电流计算单元38的d-轴高阶(he阶)电流命令值Idhe和q-轴高阶(he阶)电流命令值Iqhe，通过加法器40a和40b分别计算d-轴目标电流命令值Id和q-轴目标电流命令值Iq。基电流计算单元37计算与基波电流(正弦电流)相对应的d-轴基电流命令值Id0和q-轴基电流命令值Iq0。高阶电流计算单元38使用映射MP1和MP2以计算与相对于基波电流的预定阶(he)的高阶电流相对应的高阶电流命令值Idhe和Iqhe。

换言之，高阶电流计算单元38预先储存各d-轴和q-轴以及各高阶电流的映射MP1和MP2。高阶电流计算单元38使用映射MP1和MP2，以从当前命令转矩和命令转速获得幅度和相位。映射MP1和MP2通过分析幅度和相位每一个之间以及转矩和旋转速度之间的试验数据获得。然后，高阶电流计算单元38计算反映幅度和相位的高阶电流命令值Idhe和Iqhe。高阶电流命令值Idhe和Iqhe设为能实现同一阶的转矩波动较佳的减少(消除)。换言之，映射MP1和MP2形成为减少(消除)预定高阶分量的转矩波动。高阶电流命令值Idhe和Iqhe的阶(he)为he＝6k-3(其中k为自然数)。第一实施例中，计算k＝1，2，即，计算第三阶和第九阶。由此，计算第三阶和第九阶分量的电流命令值。这减小了转矩波动的第三阶和第九阶分量。

第一实施例的包括交替极(半磁)型转子20的电机M中，根据基波电流的流量测量转矩波动。在第一实施例的电机M中，作为S极的凸极22a的当前磁通方向性和磁通量是变化的。由此，转矩波动波形不同于转子磁极都由磁体形成之全磁型的转矩波动波形。更具体地，在第一实施例的电机M中，频率比转矩波动波形的基波增大了三倍和九倍。即，第三阶和第九阶分量明显地显现于第一实施例的电机M中。这表明第三阶和第九阶分量是交替极型所特有的。

因此，第一实施例的高阶电流计算单元38计算d-轴和q-轴的第三阶和第九阶高阶命令值Idhe和Iqhe，其消除转矩波动的第三阶和第九阶分量。此外，根据加入到电流命令值Idhe和Iqhe的目标电流命令值Id和Iq而进行控制的逆变器35生成激励电流Iu、Iv、Iw，其较佳地减小转矩波动的第三阶和第九阶分量，并且将激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M。

在图3A中，实线表示当施加当前本控制时激励电流Iu(Iv和Iw)的电流变化，即，虚线表示第三阶和第九阶高阶电流加入至基波电流的电流波形。将具有这一波形的激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M(线圈12)，以生成具有如图3B所示之波形的旋转转矩。在图3B中，虚线表示施加基波电流时所驱动的电机M的转矩波形，并且实线表示施加已加入第三阶和第九阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M的转矩波形。

图3C示出了各高阶分量的转矩波动(转矩0-P：转矩0～峰值)。图3C中，虚线表示施加基波电流所驱动的电机M的转矩波动。很明显，与虚线所表示的转矩波动相比，在已加入第三阶和第九阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M的转矩波动(如实线所示)中，第三阶和第九阶分量极大地减少。即，电机M的转矩波动减小，并且电机M的震动和噪声减小。图10示出了第一实施例、后文将述的第二至第四实施例、及未施加本发明控制的现有结构的转矩波动率比较。描述各实施例时将讨论这一比较。

第一实施例具有如下优点。

(1)第一实施例中，高阶电流计算单元38和加法器40a及40b将d-轴和q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流(高阶电流命令值Idhe和Iqhe)加入基波电流(基电流命令值Id0和Iq0)，以减小转矩波动。换言之，高阶电流计算单元38和加法器40a和40b形成电流调整单元以使用d-轴和q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流(高阶电流命令值Idhe和Iqhe)调整基波电流(基电流命令值Id0和Iq0)。以此方式生成的激励电流Iu、Iv、Iw包含用以减小d-轴和q-轴的第三阶和第九阶分量的转矩波动的因素。这充分地减小了施加激励电流Iu、Iv、Iw的电机M中的转矩波动(见图3和图10的第一实施例)。此外，也减小了电机M的震动和噪声。

(2)第一实施例中，由于分别在d-轴和q-轴执行两阶分量的电流调整，因此简化了控制器30的结构。

第二实施例

现参考附图描述本发明的第二实施例。

如图4所示，第二实施例的控制器30a中，高阶电流计算单元38仅计算q-轴的第三阶和第九阶高阶电流命令值Iqhe，其仅消除q-轴的转矩波动的第三阶和第九阶分量。此外，高阶电流计算单元38将高阶电流命令值Iqhe加入q-轴目标电流命令值Iq。因此，第二实施例的控制器30a具有简化结构，其中去除了第一实施例中用于d-轴侧的映射MP1和加法器40a。第二实施例中，高阶电流计算单元38和加法器40a用作电流调整单元。

图5A中，实线表示当施加本控制时激励电流Iu(Iv和Iw)的电流变化，即，虚线表示第三阶和第九阶高阶电流(仅q-轴)加入基波电流的电流波形。将具有这一波形的激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M(线圈12)时所生成的旋转转矩的波形如图5B所示。在图5B中，虚线表示施加基波电流时电机M的转矩波形，并且实线表示施加已加入第三阶和第九阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw时电机M的转矩波形。

图5C示出了各高阶分量的转矩波动(转矩0-P：转矩0～峰值)。图5C中，虚线表示施加基波电流所驱动的电机M的转矩波动。很明显，与虚线所表示的转矩波动相比，在基于已加入第三阶和第九阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw的电机M的转矩波动(如实线所示)中，第三阶分量明显减少而第九阶分量稍微减少。即，第二实施例中控制器30a的结构比第一实施例的简单，并且电机M的转矩波动减小，尽管没有第一实施例减小得多，如图10所示。这减小了电机M的震动和噪声。

第二实施例具有如下优点。

(1)第二实施例将q-轴的第三阶和第九阶高阶电流(高阶电流命令值Iqhe)加入并且调整基波电流(基波电流命令值Iq0)，以减小高阶电流计算单元38和加法器40b中的转矩波动。换言之，高阶电流计算单元38和加法器40b形成电流调整单元以使用q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流(高阶电流命令值Iqhe)调整基波电流(基电流命令值Iq0)。以此方式生成的激励电流Iu、Iv、Iw包含用以减小q-轴的第三阶和第九阶分量的转矩波动的因素。这减小了施加激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M中的转矩波动(见图5和图10的第二实施例)。此外，也减小了电机M的震动和噪声。

(2)第二实施例中，由于仅在q-轴执行两阶分量的电流调整，因此简化了控制器30a的结构。

第三实施例

现参考附图描述本发明的第三实施例。

如图6所示，第三实施例的控制器3b中，除高阶电流计算单元38之外，使用高阶(ho阶)电流计算单元41。由高阶(ho阶)电流计算单元41计算的高阶电流命令值Idho和Iqho的阶(ho)为ho＝6k(k为自然数)。第三实施例中，计算k＝1，2的电流命令值，即，计算第六阶和第十二阶。

更具体地，第三实施例的控制器30b中，高阶(he阶)电流计算单元38计算d-轴和q-轴的第三阶和第九阶高阶电流命令值Idhe和Iqhe，其消除转矩波动的第三阶和第九阶分量。此外，高阶(ho阶)电流计算单元41计算d-轴和q-轴的第六阶和第十二阶高阶电流命令值Idho和Iqho，其消除转矩波动的第六阶和第十二阶分量。高阶电流计算单元41还包括d-轴和q-轴的第六阶和第十二阶分量的映射MP1和MP2，其类似于图2所示的映射MP1和MP2。此外，高阶电流计算单元41使用映射MP1和MP2以从当前命令转矩和命令转速计算第六阶和第十二阶高阶电流命令值Idho和Iqho。第三阶和第九阶高阶电流命令值Idhe和Iqhe输入加法器40a和40b。第六阶和第十二阶高阶电流命令值Idho和Iqho输入加法器42a和42b，然后将它们加入基电流命令值Id0和Iq0以计算d-轴和q-轴的目标电流命令值Id和Iq。第三实施例中，高阶电流计算单元38和41以及加法器40a、40b、42a、及42b用作电流调整单元。

基于基波电流流动的转矩波的动第三阶和第九阶分量是第三实施例的交替极电机M中生成的特有分量，而第六阶和第十二阶分量在交替极电机和全磁电机中都有生成。即，第三实施例中，除了减小了第三阶和第六阶分量的转矩波动，还减小了第六阶和第十二阶分量的转矩波动。

图7A中，实线表示当施加本控制时激励电流Iu(Iv和Iw)的电流变化。即，图7A中，虚线表示第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流(d-轴和q-轴)加入至基波电流的电流波形。将具有这一波形的激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M(线圈12)时所生成的旋转转矩的波形如图7B所示。在图7B中，虚线表示施加基波电流时电机M的转矩波形，并且实线表示施加已加入第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw时电机M的转矩波形。后者的宽度变化很小。

图7C示出了各高阶分量的转矩波动(转矩0-P：转矩0～峰值)。图7C中，虚线表示施加基波电流所驱动的电机M的转矩波动。很明显，与虚线所表示的转矩波动相比，在已加入第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M的转矩波动(如实线所示)中，第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量比第一和第二实施例更显著地减小。即，第三实施例进一步减小电机M的转矩波动。如图10所示，较之第一和第二实施例，进一步减小电机M的转矩波动，并且减小电机M的震动和噪声。

第三实施例具有如下优点。

(1)第三实施例中，高阶电流计算单元38和41以及加法器40a、40b、42a、及42b将d-轴和q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量的高阶电流(高阶电流命令值Idhe、Iqhe、Idho、及Iqho)加入至基波电流(基电流命令值Id0和Iq0)，以减小转矩波动。换言之，电流调整单元的高阶电流计算单元38和41以及加法器40a、40b、42a、及42b使用d-轴和q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量的高阶电流(高阶电流命令值Idhe、Iqhe、Idho、及Iqho)调整基波电流(基电流命令值Id0和Iq0)。以此方式生成的激励电流Iu、Iv、Iw包含用以减小d-轴和q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量的转矩波动的因素。这进一步减小了施加了激励电流Iu、Iv、Iw的电机M中的转矩波动(见图7和图10的第三实施例)。此外，也减小了电机M的震动和噪声。

(2)第三实施例中，在d-轴和q-轴执行四阶分量的电流调整。这简化了控制器30b的结构。

第四实施例

现参考附图描述本发明的第四实施例。

如图8所示，第四实施例中，控制器30c中的高阶(he阶)电流计算单元38仅计算q-轴的第三阶和第九阶高阶电流命令值Iqhe，其消除转矩波动的第三阶和第九阶分量。此外，高阶(ho阶)电流计算单元41仅计算q-轴的第六阶和第十二阶高阶电流命令值Iqho，其消除转矩波动的第六阶和第十二阶分量。将高阶电流命令值Iqhe和高阶电流命令值Iqho加入q-轴目标电流命令值Iq。由此，第四实施例的控制器30a具有简化结构，其中去除了第三实施例中用于d-轴侧的映射MP1和加法器40a和42a。第四实施例中，高阶电流计算单元38及41和加法器40b及42b用作电流调整单元。

图9A中，实线表示当施加本控制时的激励电流Iu(Iv和Iw)的电流变化，即，虚线表示第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流(仅q-轴)加入至基波电流的电流波形。将具有这一波形的激励电流Iu、Iv、Iw供给至电机M(线圈12)时所生成的旋转转矩的波形如图9B所示。在图9B中，虚线表示施加基波电流时所驱动的电机M的转矩波形，并且实线表示施加已加入第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw时所驱动的电机M的转矩波形。

图9C示出了各高阶分量的转矩波动(转矩0-P：转矩0～峰值)。图9C中，虚线表示施加基波电流所驱动的电机M的转矩波动。很明显，与虚线所表示的转矩波动相比，在已加入有第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流的激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M的转矩波动(如实线所示)中，与第三实施例相同，第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量更显著地减小。即，第四实施例中，控制器30c的结构比第三实施例的简单。此外，电机M的转矩波动进一步减小，尽管没有第三实施例减小得多，如图10所示。这减小了电机M的震动和噪声。

第四实施例具有如下优点。

(1)第四实施例中，高阶电流计算单元38及41和加法器40b及42b将q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流(高阶电流命令值Iqhe，Iqho)加入基波电流(基波电流命令值Iq0)，以减小转矩波动。换言之，高阶电流计算单元38及41和加法器40b及42b形成电流调整单元以使用q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶高阶电流(高阶电流命令值Iqhe、Iqho)调整基波电流(基电流命令值Iq0)。以此方式生成的激励电流Iu、Iv、Iw包含用以减小q-轴的第三阶、第九阶、第六阶及第十二阶分量的转矩波动的因素。这进一步减小了施加激励电流Iu、Iv、Iw所驱动的电机M中的转矩波动(见图9和图10的第四实施例)，也减小了电机M的震动和噪声。

(2)第二实施例中，由于仅在q-轴执行四阶分量的电流调整，因此简化了控制器30c的结构。

本领域的技术人员应理解，本发明可以许多其他具体形式实现而不脱离本发明的精神和范围。具体地，应理解本发明可以下列形式实现。

第一～第四实施例中，对第三阶和第九阶(he阶)高阶分量都进行电流调整。然而，可仅对第三阶或第九阶中的一个进行电流调整。也可对满足he＝6k-3(k为自然数)的其他分量进行调整。亦可组合使用这些方案。

第三和第四实施例中，还对第六阶和第十二阶(ho阶)分量进行电流调整，并且这两个高阶分量都进行电流调整。然而，仅对第六阶或第十二阶中的一个进行电流调整。也可对满足ho＝6k(k为是自然数)的其他分量进行调整。亦可组合使用这些方案。

第一～第四实施例中，包括具有八个磁极的转子20和具有十二个线圈12的定子10的电机M是控制对象。然而，满足转子磁极数和定子线圈数(槽数量)之间关系4n∶3m(n，w为自然数)的不同结构的电机也可为控制对象。

在此所述的实例和实施例应认为是说明性而非限制性，并且本发明不限于本文给出的细节，而是可在所附权利要求的范围和等同物的范围之内修改。

Claims

1.一种用于电机的控制器，所述电机包括定子和转子，所述定子周围绕有多个三相线圈，所述转子包括用作第一磁极的磁体和用作第二磁极的转子芯凸极，所述控制器用于向所述三相线圈供给相互之间具有预定相差的激励电流以驱动并且旋转所述转子，所述控制器包括：

电流调整单元，其使用q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流调整基波电流以减小转矩波动，其中根据由所述电流调整单元所调整的所述基波电流生成所述激励电流。

2.如权利要求1所述的控制器，其中，除所述q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流之外，所述电流调整单元还使用d-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流调整所述基波电流。

3.如权利要求1所述的控制器，其中，除所述q-轴的第三阶和第九阶分量的高阶电流之外，所述电流调整单元还使用q-轴的第六阶和第十二阶分量的高阶电流调整所述基波电流。

4.如权利要求3所述的控制器，其中，除所述q-轴的第三阶、第九阶、第六阶和第十二阶分量的高阶电流之外，所述电流调整单元还使用d-轴的第三阶、第九阶、第六阶和第十二阶分量的高阶电流调整所述基波电流。

5.如权利要求1～4中任一项所述的控制器，其中受控的所述电机具有这样的结构，该结构包括符合关系4n∶3m的多个磁极和多个线圈，其中n和m为自然数。

6.一种用于电机的控制器，所述电机包括定子和转子，所述定子周围绕有多个三相线圈，所述转子包括用作第一磁极的磁体和用作第二磁极的转子芯凸极，所述控制器用于向所述三相线圈供给相互之间具有预定相差的激励电流以驱动并且旋转所述转子，所述控制器包括：

电流调整单元，其在d-轴和q-轴至少使用q-轴的he阶分量的高阶电流调整基波电流以减小转矩波动，he＝6k-3且k为自然数，并且其中根据由所述电流调整单元所调整的所述基波电流生成所述激励电流。

7.如权利要求6所述的控制器，其中，除所述q-轴的he阶分量的高阶电流之外，所述电流调整单元还使用d-轴的ho阶分量的高阶电流调整所述基波电流，其中ho＝6k且k为自然数。