CN105577056A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机(2)的电动机控制装置(1)具备：相位校正量运算部(11)，其使用检测出的电动机速度和q轴电流指令初始值来计算相位校正量；转子相位角校正部(12)，其通过将检测出的电动机(2)的转子相位角与相位校正量相加或相减来计算校正后转子相位角；以及坐标变换部(13)，其基于校正后转子相位角来在dq坐标系上的参数与三相坐标系上的参数之间进行坐标变换。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及一种使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机的电动机控制装置。

背景技术

如武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫著作的“嵌入磁体同步电动机的设计和控制(埋込磁石同期モータの設計と制御)”、日本Ohmsha株式会社(株式会社オーム社)、第1版第7刷、16～17页和26～27页、2007年所记载的那样，已知一种使用dq三相坐标变换对三相交流的永磁体同步电动机(PMSM：PermanentMagnetSynchronousMotor)(以下有时简单称为“电动机”。)进行电流矢量控制的电动机控制装置。图10是表示使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机的一般的电动机控制装置的控制环路的框图。在dq坐标控制系统中，当将转子的磁极的方向设定为d轴、将在电性和磁性上与d轴正交的轴设定为q轴时，d轴电流表示为了产生磁通而使用的励磁电流分量，q轴电流表示与负载的转矩对应的电枢电流分量。在图10中，将d轴电流指令设为i_d*，将q轴电流指令设为i_q*，将电动机的d轴电感设为L_d，将电动机的q轴电感设为L_q，将定子交链磁通设为Ψ_a，将电动机的d轴电压设为V_d，将电动机的q轴电压设为V_q，将电动机的d轴电流设为i_d，将电动机的q轴电流设为i_q，将电动机的惯量设为J，将系数设为K_t，将电动机的转子的角速度设为ω。

电动机控制装置100按照被输入的d轴电流指令i_d*和q轴电流指令i_q*来输出用于驱动电动机的驱动电力。由此，电动机被施加d轴电压V_d和q轴电压V_q，d轴电流i_d和q轴电流i_q流动。此时，在电动机的d轴电压V_d、电动机的q轴电压V_q、电动机的d轴电流i_d以及电动机的q轴电流i_q之间成立式1所示的电压方程式。

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+{\mathrm{sL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R+{\mathrm{sL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω\Ψ}}_a\end{array}\right]\mathrm{...}\left(1\right)$

另外，在将电动机的极对数设为P_n时，能够用式2所示的转矩方程式来计算电动机的转矩T。

T＝P_n{Ψ_ai_q+(L_q-L_d)i_di_q…(2)

另外，在图10中，以dq坐标系表述了施加于电动机的电压和电流，但是实际施加于电动机的电压是三相坐标系上的交流值。即，由电动机控制装置对电动机施加三相的交流电压，其结果，电动机中流动三相交流电流。在进行电流矢量控制的电动机控制装置中，对所检测出的三相交流的电动机电流进行三相dq变换来进行d轴控制和q轴控制，对通过这些d轴控制和q轴控制而得到的针对d轴和q轴的各指令进行dq三相变换来生成三相交流的电压指令。也就是说，在电动机控制装置中，作为其内部处理而伴有在dq坐标系上的参数与三相坐标系上的参数之间进行坐标变换的处理。图11是说明一般的电动机控制装置中的dq-三相坐标变换处理的框图。在图11中，驱动电动机2的电动机控制装置具备d轴控制器101、q轴控制器102、dq三相变换部103、PWM逆变器部104以及三相dq变换部105。

控制器101及102按照被输入的d轴电流指令i_d*和q轴电流指令i_q*来分别生成d轴电压指令V_d*和q轴电压指令V_q*。dq三相变换部103按照式3将dq坐标系上的d轴电压指令V_d*和q轴电压指令V_q*变换为三相坐标系上的三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*。

$\left[\begin{array}{c}{V}_u*\\ V_v*\\ V_w*\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\\ -1/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d*\\ V_q*\end{array}\right]\mathrm{...}\left(3\right)$

PWM逆变器部104将三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*与具有规定的载波频率的三角波载波信号进行比较，生成用于对PWM逆变器部104的主电路部(未图示)内的半导体开关元件的开关动作进行控制的PWM控制信号。PWM逆变器部104的主电路部例如包括开关元件以及与开关元件反并联地连接的二极管的全桥电路。通过PWM控制信号来控制PWM逆变器部104的主电路部内部的开关元件的开关动作，该PWM逆变器部104的主电路部输出三相交流电压V_u、V_v及V_w。通过施加于电动机2的三相交流电压V_u、V_v及V_w而在电动机2中流动三相交流电流i_u、i_v及i_w，由电流检测器(未图示)来检测三相交流电流i_u、i_v及i_w。三相dq变换部105按照式4将三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w变换为dq坐标系上的d轴电流i_d和q轴电流i_q，并将该d轴电流i_d和q轴电流i_q反馈给d轴控制器101和q轴控制器102。

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\mathrm{...}\left(4\right)$

d轴控制器101使用被输入的d轴电流指令i_d*和被反馈的d轴电流i_d来生成d轴电压指令V_d*。另外，q轴控制器102使用被输入的q轴电流指令i_q*和被反馈的q轴电流i_q来生成q轴电压指令V_q*。

另外，如文献“嵌入磁体同步电动机的设计和控制”所记载的那样，在通过永磁体而得到励磁控制的永磁体同步电动机(PMSM)中，无法如绕组励磁型同步电动机那样直接控制励磁磁通，但是能够使用以下的“弱磁控制”：流通负的d轴电流，由此利用因d轴电枢反作用引起的减磁效果来减少d轴方向的磁通。在通过弱磁控制将电动机端子电压抑制为限制值V_om以下的情况下，只要使用式5来作为d轴电流即可，这是公知的。

$i_d=\frac{-{\mathrm{\Ψ}}_a+\sqrt{{\left(\frac{V_{om}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2-{\left(L_q{i}_q\right)}^2}}{L_d}\mathrm{...}\left(5\right)$

例如，如日本特开平9-84400号公报所记载的那样，提出了如下一种方法：在伺服电动机的利用DQ变换的电流控制中，在达到高速旋转域之前不向d相流通电流而仅向q相流通电流，仅在高速旋转时向d相流通无功电流，利用该无功电流来降低电动机的端子电压，由此，在不发生电压饱和的区域减少无功电流来抑制因无功电流引起的发热，在高速域中也进行稳定的旋转。

另外，例如，如日本特开2006-20397号公报所记载的那样，提出了如下一种方法：在具有永磁体的同步式电动机的控制中，测量被输入到电力放大器的交流的电源电压或者对输入电压进行整流后得到的直流的直流环节电压，根据该电源电压来改变无功电流(d轴电流)或者改变电流控制相位超前量，由此与输入电源电压的变化相应地直接进行无功电流控制、相位控制。

另外，例如，如日本特开平9-298899号公报所记载的那样，提出了如下一种方法：使用如下电流控制方式，即，基于交流伺服电动机的驱动电流和转子相位并通过d-q变换来求出与励磁所形成的磁通方向的d相电流正交的q相电流，将d相电流设为零并将q相电流作为电流指令，以直流方式进行电流控制，在该直流方式的电流控制中，在发生磁饱和时使作为电流指令的有效分量的q相电流指令的相位超前，由此抑制磁饱和的影响来减轻转矩的降低。

另外，例如，如日本特开平9-23700号公报所记载的那样，提出了如下一种方法：在通过dq变换进行控制的伺服电动机的电流控制中，求出与电流环路的延迟相当的角度来作为校正角，使用该校正角对相位角进行校正，使用校正后的相位角来进行dq变换中的从三相向dq坐标系的坐标变换、或者从dq坐标系向三相的坐标变换，由此对电流环路的延迟进行补偿。

如上所述那样在永磁体同步电动机(PMSM)中进行弱磁控制，但是如式5所示那样计算式复杂，运算处理花费时间。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种将使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机时的运算处理时间缩短的电动机控制装置。

为了实现上述目的，使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机的电动机控制装置具备：相位校正量运算部，其使用检测出的电动机速度和q轴电流指令初始值来计算相位校正量；转子相位角校正部，其通过将检测出的电动机的转子相位角与相位校正量相加或相减来计算校正后转子相位角；以及坐标变换部，其基于校正后转子相位角来在dq坐标系上的参数与三相坐标系上的参数之间进行坐标变换。

在此，相位校正量运算部具有：

存储部，其存储有速度系数N_A、第一基准速度N_B、相位校正量的限制值N_L、电流系数T_A以及基准电流率T_B来作为预先规定的参数；

速度校正项运算部，在将电动机速度设为N时，该速度校正项运算部基于

速度校正值＝min[N_A×max{0，(N-N_B)}，N_L…(6)

来计算速度校正项；

电流校正项运算部，在将作为q轴电流指令初始值相对于逆变器所能够输出的最大电流的比例的初始q轴电流指令率设为T_r时，该电流校正项运算部基于

电流校正值＝T_A×min[1，max{0，(T_r-T_B)}]…(7)

来计算电流校正项，其中，上述逆变器将直流电力变换为交流电力后将交流电力作为电动机的驱动电力来供给；以及

输出部，其将使速度校正项与电流校正项相乘所得到的值作为相位校正量来输出。

另外，也可以是，存储部还存储有基准电压来作为预先规定的参数，相位校正量运算部具有校正部，该校正部使用在逆变器的直流侧检测出的直流电压值以及存储部中预先存储的基准电压，来分别校正从存储部读出的速度系数、第一基准速度以及相位校正量的限制值。

另外，电动机控制装置还具备计算d轴电流指令初始值的d轴电流指令初始值运算部，其中，该d轴电流指令初始值由以电动机速度为独立变量的函数构成。

在将预先规定的d轴电流指令初始值系数设为IDA、将第二基准速度设为I_DB时，d轴电流指令初始值运算部基于

d轴电流指令初始值＝max{0，I_DA×(N-I_DB)}…(8)

来计算d轴电流指令初始值。

另外，也可以是，转子相位角校正部通过将校正后转子相位角进一步与以下相位角相加或相减来计算在坐标变换部中的坐标变换中使用的新的校正后转子相位角：与以使流过电动机的电流遵循电流指令的方式进行控制的电流控制环路所具有的时间延迟对应的相位角；或者与使电动机的转矩最大化所需的q轴电流指令的相位超前对应的相位角；或者这两个相位角。

根据本发明，能够实现将使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机时的运算处理时间缩短的电动机控制装置。以往以来，在永磁体同步电动机(PMSM)的控制中，使用了利用负的d轴电流的“弱磁控制”，但是存在弱磁控制中使用的计算式复杂、运算处理花费时间的问题。与此相对，根据本发明，不使用弱磁控制特有的复杂的计算式，而是将在转子相位角的校正中使用的相位校正量用作控制参数来对永磁体同步电动机(PMSM)进行驱动控制，因此与以往的弱磁控制相比运算处理内容简单，因而能够缩短运算处理时间。

附图说明

通过参照以下的附图会更明确地理解本发明。

图1是表示第一实施例的电动机控制装置的框图。

图2是说明使用已校正的转子相位角进行的三相dq坐标变换处理的矢量图。

图3是表示图1所示的电动机控制装置中的相位校正量运算部的框图。

图4A是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的d轴电流指令。

图4B是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的转矩。

图5A是表示第一实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示相位校正量。

图5B是表示第一实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的d轴电流指令。

图5C是表示第一实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的转矩。

图6是表示第二实施例的电动机控制装置的框图。

图7是表示图6所示的电动机控制装置中的相位校正量运算部的框图。

图8A是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的d轴电流指令。

图8B是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的转矩。

图9A是表示第二实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示相位校正量。

图9B是表示第二实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的d轴电流指令。

图9C是表示第二实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，表示与电动机的转速相对的转矩。

图10是表示使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机的一般的电动机控制装置的控制环路的框图。

图11是说明一般的电动机控制装置中的dq-三相坐标变换处理的框图。

具体实施方式

下面，参照附图来说明对dq三相坐标的电流相位进行控制的电动机控制装置。然而，希望理解的是，本发明并不限定于附图或下面说明的实施方式。

图1是表示第一实施例的电动机控制装置的框图。设后面的在不同的附图中标注了相同的参照标记的是指具有相同功能的结构要素。在此，作为一例，说明以下的情况：在电动机控制装置1的交流电源侧(即整流器51的交流电源侧)连接有商用三相的交流电源3，在电动机控制装置1的交流电动机侧(即逆变器52的交流电动机侧)连接有三相的永磁体同步电动机(PMSM)2(以下简单称为“电动机”。)。

电动机控制装置1具备整流器51和逆变器(逆变换器)52，该逆变器52与作为整流器51的直流侧的直流环节连接。另外，在直流环节中设置有直流电容器53。此外，整流器51和逆变器52的电路结构不对本发明进行限定。整流器51例如包括二极管整流器、PWM整流器。逆变器52例如构成为包括开关元件以及与开关元件反并联地连接的二极管的全桥电路的PWM逆变器。作为该开关元件的例子，存在IGBT、晶闸管、GTO(GateTurn-OFFthyristor：门极可关断晶闸管)、晶体管等。

第一实施例的电动机控制装置1具备：相位校正量运算部11，其使用检测出的电动机速度和q轴电流指令初始值来计算相位校正量φ；转子相位角校正部12，其通过将检测出的电动机2的转子相位角θ与相位校正量φ相加或相减来计算校正后转子相位角；坐标变换部13，其基于校正后转子相位角来在dq坐标系上的参数与三相坐标系上的参数之间进行坐标变换。坐标变换部13具备dq三相变换部13-1和三相dq变换部13-2。

另外，电动机控制装置1与以往同样地具备控制器14和PWM控制信号生成部15。控制器14使用被输入的d轴电流指令i_d*和q轴电流指令i_q*以及从后述的三相dq变换部13-2输出的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1来分别生成d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*。控制器14中的d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*的生成方法本身不对本发明进行限定，例如可以用公知的方法来实现。PWM控制信号生成部15将从后述的dq三相变换部13-1输出的三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*与具有规定的载波频率的三角波载波信号进行比较，生成用于对逆变器52内的半导体开关元件的开关动作进行控制的PWM控制信号。PWM控制信号生成部15中的PWM控制信号的生成方法本身不对本发明进行限定，例如可以用公知的方法来实现。

接着，说明相位校正量运算部11、转子相位角校正部12以及坐标变换部13。

在第一实施例中，转子相位角校正部12用于预先对在坐标变换部13的坐标变换处理中使用的转子相位角进行校正，通过将由速度检测器16检测出的电动机2的转子相位角θ与相位校正量φ相加或相减来计算校正后转子相位角。此外，关于相位校正量φ的具体计算方法在后面叙述。

第一实施例中的dq三相变换部13-1基于从转子相位角校正部12输出的校正后转子相位角，将dq坐标系上的d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*变换为三相坐标系上的三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*。在此，在dq三相变换部13-1中的dq三相坐标变换处理中使用的校正后转子相位角是通过将由速度检测器16检测出的电动机2的转子相位角θ与相位校正量φ相加而生成的。使用该转子相位角θ，按照式9来执行dq三相变换部13-1中的dq三相坐标变换处理。

$\left[\begin{array}{c}{V}_u*\\ V_v*\\ V_w*\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\\ -1/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})& \sin (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})\\ -\sin (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})& \cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d*\\ V_q*\end{array}\right]\mathrm{...}\left(9\right)$

若应用三角函数的加法定理，则式9能够如式10那样变形。

$\left[\begin{array}{c}{V}_u*\\ V_v*\\ V_w*\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\\ -1/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\φ}\right)& \sin \left(\mathrm{\φ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\φ}\right)& \cos \left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d*\\ V_q*\end{array}\right]\mathrm{...}\left(10\right)$

在此，导入如式11所示那样的参数V_d1*和V_q1*。

$\left[\begin{array}{c}{V}_{d1}*\\ V_{q1}*\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\left(\mathrm{\φ}\right)& sin\left(\mathrm{\φ}\right)\\ -sin\left(\mathrm{\φ}\right)& cos\left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d*\\ V_q*\end{array}\right]\mathrm{...}\left(11\right)$

通过将式11代入式10而得到式12。

$\left[\begin{array}{c}{V}_u*\\ V_v*\\ V_w*\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\\ -1/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)& \sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{d1}*\\ V_{q1}*\end{array}\right]\mathrm{...}\left(12\right)$

将式9与式12进行比较则可知，按照式9执行的dq三相变换部13-1中的dq三相坐标变换处理与如式12所示那样对使d轴电压指令V_d*和q轴电压指令V_q*超前相位校正量φ后得到的V_d1*和V_q1*执行的处理是等效的。

另一方面，第一实施例中的三相dq变换部13-2基于从转子相位角校正部12输出的校正后转子相位角，将由电流检测器17检测出的三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w变换为dq坐标系上的d轴电流i_d和q轴电流i_q。在此，在三相dq变换部13-2中的三相dq坐标变换处理中使用的校正后转子相位角是通过从由速度检测器16检测出的电动机2的转子相位角θ减去相位校正量φ而生成的。使用该转子相位角θ，按照式13来执行三相dq变换部13-2中的三相dq坐标变换处理。

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ})& -\sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ})\\ \sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ})& \cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\mathrm{...}\left(13\right)$

若应用三角函数的加法定理，则式13能够如式14那样变形。

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos (-\mathrm{\φ})& -\sin (-\mathrm{\φ})\\ \sin (-\mathrm{\φ})& \cos (-\mathrm{\φ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\mathrm{...}\left(14\right)$

若对式14的两边乘以与相位校正量φ有关的矩阵的逆矩阵，则式14能够如式15那样变形。

$\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\φ}\right)& \sin \left(\mathrm{\φ}\right)\\ -sin\left(\mathrm{\φ}\right)& cos\left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}cos\left(\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ sin\left(\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\mathrm{...}\left(15\right)$

在此，导入如式16所示那样的参数i_d1和i_q1。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\left(\mathrm{\φ}\right)& sin\left(\mathrm{\φ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\φ}\right)& cos\left(\mathrm{\φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]\mathrm{...}\left(16\right)$

通过将式16代入式15而得到式17。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d1}\\ i_{q1}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\mathrm{...}\left(17\right)$

将式13与式17进行比较可知，通过基于式13对三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w执行的三相dq变换部13-2中的三相dq坐标变换处理，如式17所示那样计算出使d轴电流i_d和q轴电流i_q超前相位校正量φ后得到的i_d1和i_q1。

图2是说明使用已校正的转子相位角进行的三相dq坐标变换处理的矢量图。当使用转子相位角θ对三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w进行三相dq坐标变换时，得到dq坐标系上的d轴电流i_d和q轴电流i_q。在该情况下，电流矢量为i_a。另一方面，当使用从转子相位角θ减去相位校正量φ而得到的校正后转子相位角(即，使转子相位角θ超前相位校正量φ)对三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w进行三相dq坐标变换时，得到dq坐标系上的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1。在该情况下，电流矢量为i_a1。也就是说，可知如果改变相位校正量φ的大小，则能够与此相应地使d轴电流i_d的大小也改变。因此，在本发明中，利用该特性，将在转子相位角θ的校正中使用的相位校正量φ用作用于对永磁体同步电动机(PMSM)进行驱动控制的控制参数。

即，根据第一实施例，转子相位角校正部12通过从由速度检测器16检测出的转子相位角θ减去相位校正量φ来生成用于三相dq变换部13-2的校正后转子相位角。三相dq变换部13-2使用该校正后转子相位角，按照式17将由电流检测器17检测出的三相坐标系上的三相交流电流i_u、i_v及i_w变换为dq坐标系上的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1。如参照图2所说明的那样，通过使用校正后转子相位角的三相dq变换处理而得到的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1处于从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态(换言之，与通过使用未进行相位校正的转子相位角θ的三相dq变换处理而得到的d轴电流i_d和q轴电流i_q相比超前了相位校正量φ的状态)。控制器14使用被输入的d轴电流指令i_d*和q轴电流指令i_q*以及从三相dq变换部13-2输出的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1来分别生成d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*。这些d轴电压指令V_d1*及q轴电压指令V_q1*与d轴电流i_d1及q轴电流i_q1同样地，处于从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态。另外，转子相位角校正部12通过将由速度检测器16检测出的转子相位角θ与相位校正量φ相加来生成用于dq三相变换部13-1的校正后转子相位角。dq三相变换部13-1使用该校正后转子相位角，按照式12将dq坐标系上的d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*变换为三相坐标系上的三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*。如上所述，d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*处于从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态，但是通过执行基于式12的dq三相变换处理，上述“从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态”被解除，变为恢复为原来的转子相位角θ的状态。之后，PWM控制信号生成部15将从dq三相变换部13-1输出的三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*与具有规定的载波频率的三角波载波信号进行比较，生成用于对逆变器52内的半导体开关元件的开关动作进行控制的PWM控制信号。逆变器52基于由PWM控制信号生成部15生成的PWM控制信号来使内部的开关元件进行开关动作，将从直流环节侧供给的直流电力变换为用于驱动电动机(永磁体同步电动机(PMSM))2的具有期望的电压和期望的频率的三相交流电力。由此，电动机2基于由逆变器52供给的电压可变和频率可变的三相交流电力来进行动作。

这样，三相dq变换部13-2通过对三相交流电流i_u、i_v及i_w执行基于式17的三相dq变换处理来生成从转子相位角θ超前了相位校正量φ的d轴电流i_d1和q轴电流i_q1，控制器14生成用于使这些d轴电流i_d1和q轴电流i_q1跟踪d轴电流指令i_d*和q轴电流指令i_q*的d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*，然后，dq三相变换部13-1通过对从转子相位角θ超前了相位校正量φ的d轴电压指令V_d1*和q轴电压指令V_q1*执行基于式12的dq三相变换处理来生成三相电压指令V_u*、V_v*及V_w*。也就是说，在第一实施例的电动机控制装置1中，通过执行三相dq变换部13-2中的使用校正后转子相位角的三相dq变换处理，而产生“从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态”，在该状态下执行由控制器14进行的dq轴电压指令生成处理，之后再执行dq三相变换部13-1中的使用校正后转子相位角的dq三相变换处理，由此解除上述“从转子相位角θ超前了相位校正量φ的状态”。

以往以来，在永磁体同步电动机(PMSM)的控制中，使用了利用负的d轴电流的“弱磁控制”，但是存在弱磁控制中使用的式5复杂、运算处理花费时间的问题。与此相对，根据本发明，不使用弱磁控制特有的如式5那样的复杂的计算式，而是将在转子相位角θ的校正中使用的相位校正量φ用作控制参数来对永磁体同步电动机(PMSM)进行驱动控制，因此与以往的弱磁控制相比运算处理内容简单，因而能够缩短运算处理时间。

接着，说明相位校正量φ的具体计算方法。图3是表示图1所示的电动机控制装置中的相位校正量运算部的框图。相位校正量运算部11具有存储部21、速度校正项运算部22、电流校正项运算部23以及输出部24。

存储部21存储有速度系数N_A、第一基准速度N_B、相位校正量的限制值N_L、电流系数T_A以及基准电流率T_B来作为预先规定的参数。

在将由速度检测器16检测出的电动机速度设为N时，速度校正项运算部22按照式18来计算速度校正项。即，如式18所示，速度校正项运算部22首先从电动机速度N减去第一基准速度N_B。接着，速度校正项运算部22对该减法运算结果与0中的较大一方的值乘以速度系数N_A。该乘法运算结果以相位校正量的限制值N_L为其上限值，即，速度校正项运算部22将该乘法运算结果与相位校正量的限制值N_L中的较小一方的值作为速度校正项来输出。

速度校正值＝min[N_A×max{0，(N-N_B)}，N_L]…(18)

在将作为q轴电流指令初始值i_q0*相对于逆变器52所能够输出的最大电流的比例(即，将q轴电流指令初始值i_q0*除以逆变器52所能够输出的最大电流而得到的值)的初始q轴电流指令率设为T_r时，电流校正项运算部23按照式19来计算电流校正项。此外，设初始q轴电流指令率T_r和基准电流率T_B取0到1之间的值，在能够从逆变器52输出的最大电流流过电动机2时为1。即，如式19所示，电流校正项运算部22首先提取从初始q轴电流指令率T_r减去基准电流率T_B所得到的值与0中的较大一方的值。接着，电流校正项运算部22对该提取结果与1中的较小一方的值乘以电流系数T_A，将该乘法运算结果作为电流校正项来输出。

电流校正值＝T_A×min[1，max{0，(T_r-T_B)}]…(19)

输出部24将使速度校正项与电流校正项相乘所得到的值作为相位校正量φ来输出。

根据式18和式19可知，相位校正量φ为以电动机速度N为独立变量的函数。另外，q轴电流指令初始值i_q0*与所输入的加速度指令相应地时刻变化。因而，相位校正量φ为根据电动机速度N和q轴电流指令初始值i_q0*的大小而变化的值。在此，在将转矩指令设为T_cmd、将转矩常数设为K_t时，q轴电流指令初始值i_q0*表示为“i_q0*＝转矩指令T_cmd÷K_t”。另一方面，如式5所示，弱磁控制中的d轴电流指令i_d*包含角速度ω和q轴电流i_q作为变量。因此，在本发明中，相位校正量运算部11使用检测出的电动机速度N和q轴电流指令初始值i_q0*来计算相位校正量φ。此外，设d轴电流指令初始值i_d0*为在例如设为q轴电流指令的初始值i_q0*＝0的情况下基于式5计算出的值。此时，根据仿真、实验来适当设定将d轴电流指令i_d*的初始值设为0的情况下的速度系数N_A、第一基准速度N_B、相位校正量的限制值N_L、电流系数T_A以及基准电流率T_B，使得通过“i_d0*×sinφ”而计算的i_d*变为与使用式5的弱磁控制中的d轴电流指令i_d*接近的值。关于基于仿真的设定例在后面叙述。这样设定的各参数被存储在存储部21中。使用被输入的q轴电流指令初始值i_q0*以及存储部21中存储的速度系数N_A、第一基准速度N_B、相位校正量的限制值N_L、电流系数T_A及基准电流率T_B，按照式18和式19来生成速度校正项和电流校正项，将使速度校正项与电流校正项相乘所得到的值作为相位校正量φ。

此外，如上所述，在将d轴电流指令i_d*的初始值i_d0*设为0的情况下，当想要在使用基于被输入的q轴电流指令初始值i_q0*而生成的相位校正量φ进行的三相dq变换处理之后通过控制器14生成q轴电流指令i_q*和d轴电流指令i_d*时，所能够生成的d轴电流指令i_d*最大只能到“i_d0*×sinφ”。例如在q轴电流指令初始值i_q0*为接近0的值的情况下，无法生成大的d轴电流指令i_d*。因此，更为优选的是，将d轴电流指令i_d*的初始值i_d0*不是设为0，而是设定为依赖于电动机速度N的值。为此，电动机控制装置1也可以还具备计算d轴电流指令初始值i_d0*的d轴电流指令初始值运算部(未图示)，该d轴电流指令初始值i_d0*由以电动机速度N为独立变量的函数构成。在将预先规定的d轴电流指令初始值系数设为I_DA、将第二基准速度设为I_DB时，d轴电流指令初始值运算部按照式20来计算d轴电流指令i_d*的初始值。即，如式20所示，d轴电流指令初始值运算部首先从电动机速度N减去第二基准速度I_DB。接着，d轴电流指令初始值运算部将对该减法运算结果乘以d轴电流指令初始值系数I_DA所得的结果与0中的较大一方的值作为d轴电流指令i_d*的初始值i_d0*来输出。

d轴电流指令初始值＝max{0，I_DA×(N-I_DB)}…(20)

接着，基于仿真结果来说明上述的第一实施例与以往的弱磁控制的比较。对于第一实施例的电动机控制装置和以往的使用弱磁控制的电动机控制装置均构成了对4个极对的永磁体同步电动机(PMSM)进行驱动的仿真电路。在本仿真中，关于永磁体同步电动机(PMSM)和交流电源的各参数，在第一实施例的电动机控制装置和以往的使用弱磁控制的电动机控制装置中使用共同的参数。即，将永磁体同步电动机的磁体所引起的定子交链磁通Ψ_a设为0.001[Wb]，将1个相的定子绕组电阻R设为0.57[Ω]，将1个相的d轴电感L_d设为3.2[mH]，将1个相的q轴电感L_q设为3.2[mH]。另外，设交流电源为40[A]、有效值200[V]的三相交流。

图4A和图4B是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，图4A表示与电动机的转速相对的d轴电流指令，图4B表示与电动机的转速相对的转矩。在本仿真中，以10％为间隔将q轴电流指令初始值i_q0*从最大电流的10％设定到最大电流的100％，基于文献“嵌入磁体同步电动机的设计和控制”所记载的式子来计算d轴电流指令i_d*和转矩。

图5A、图5B以及图5C是表示第一实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，图5A表示相位校正量，图5B表示与电动机的转速相对的d轴电流指令，图5C表示与电动机的转速相对的转矩。在本仿真中，也以10％为间隔将q轴电流指令初始值i_q0*从最大电流的10％设定到最大电流的100％。实际上，q轴电流指令初始值i_q0*是如上所述那样与加速度指令相应地时刻变化的值。对第一实施例中的各参数进行适当调整以使得成为与图4A和图4B所示的针对以往的弱磁控制的仿真结果接近的值的结果是，当例如将速度系数N_A设定为25.4[deg/krpm]、将第一基准速度N_B设定为2000[r/min]、将相位校正量的限制值N_L设定为42.2[deg]、将电流系数T_A设定为1.5、将基准电流率T_B设定为0.05、将d轴电流指令初始值系数I_DA设定为3.1[A/krpm]、将第二基准速度I_DB设定为4000[rpm]时，能够使得与以往的弱磁控制的控制特性几乎一致。在此，说明了基于仿真结果的参数设定，但是也可以构建对永磁体同步电动机进行驱动的电动机控制装置的实际模型，基于实际驱动永磁体同步电动机而得到的实验结果来进行参数设定。

如以上所说明的那样，根据第一实施例，通过适当地设定该参数设定，能够接近以往的弱磁控制的控制特性。

接着，说明第二实施例。图6是表示第二实施例的电动机控制装置的框图。另外，图7是表示图6所示的电动机控制装置中的相位校正量运算部的框图。第二实施例在上述的第一实施例的基础上还能够应对供给电动机2的驱动电力的逆变器52的直流侧的电压变动。

一般来说，将整流器51与逆变器52进行连接的直流环节中的直流电压(换言之，直流电容器53的直流电压)根据交流电源3的电压变动、整流器51和逆变器52内产生的压降、通过逆变器52而从电动机侧再生到直流侧的电力的大小等而变化。因此，在第二实施例中，将由电压检测器18在逆变器52的直流侧检测出的直流电压值V_dc反馈给相位校正量运算部11，根据直流电压值V_dc来改变d轴电流指令初始值i_d0*。具体地说，设置于相位校正量运算部11内的校正部25使用被反馈的直流电压值V_dc来分别校正从存储部21读出的速度系数N_A、第一基准速度N_B以及相位校正量的限制值N_L。另外，存储部21还存储有基准电压V_B来作为预先规定的参数。此外，除了相位校正量运算部11和电压检测器18以外的电路结构要素与图1和图3所示的电路结构要素相同，因此对相同的电路结构要素标注相同的标记，省略该电路结构要素的详细说明，在此，更详细地说明相位校正量运算部11。

校正部25按照式21对从存储部21读出的速度系数N_A进行校正，生成校正后的速度系数N_A’。在式21中，N_AV是作为预先规定的参数而存储在存储部21中的“关于速度系数的电压依赖系数”。

N_A’＝N_A-(V_dc-V_B)×N_AV…(21)

校正部25按照式22对从存储部21读出的第一基准速度N_B进行校正，生成校正后的第一基准速度N_B’。在式22中，N_BV是作为预先规定的参数而存储在存储部21中的“关于第一基准速度的电压依赖系数”。

N_B’＝N_B+(V_dc-V_B)×N_BV…(22)

校正部25按照式23对从存储部21读出的相位校正量的限制值N_L进行校正，生成校正后的相位校正量的限制值N_L’。在式23中，N_LV是作为预先规定的参数而存储在存储部21中的“关于相位校正量的限制值的电压依赖系数”。

N_L’＝N_L-(V_dc-V_B)×N_LV…(23)

速度校正项运算部22使用校正后的速度系数N_A’、校正后的第一基准速度N_B’以及校正后的相位校正量的限制值N_L’，按照式18来计算速度校正项。电流校正项运算部23按照式19来计算电流校正项。输出部24将使速度校正项与电流校正项相乘所得到的值作为相位校正量φ来输出。上述的校正后的速度系数N_A’、校正后的第一基准速度N_B’以及校正后的相位校正量的限制值N_L’是以由电压检测器18在逆变器52的直流侧检测出的直流电压值V_dc为独立变量的函数，因此从输出部24输出的相位校正量φ还应对了逆变器52的直流侧的电压变动。这样，根据第二实施例，制作出还应对了逆变器52的直流侧的电压变动的相位校正量φ，因此与第一实施例相比能够更正确地接近以往的弱磁控制的控制特性。只要根据仿真、实验来适当设定将d轴电流指令i_d*的初始值设为0的情况下的在存储部21中存储的系数N_AV、N_BV及N_LV以及基准电压V_B以使得变为与使用式5的弱磁控制中的d轴电流指令i_d*接近的值即可。关于基于仿真的设定例在后面叙述。

另外，如已经说明的那样，在上述的第一实施例中，在将预先规定的d轴电流指令初始值系数设为I_DA、将第二基准速度设为I_DB时，d轴电流指令部按照式20来计算d轴电流指令i_d*的初始值i_d0*，但是在第二实施例中，也可以对于式20中的第二基准速度I_DB也使用被反馈的直流电压值V_dc来进行校正。在该情况下，校正部25按照式24来校正第二基准速度I_DB，生成校正后的第二基准速度I_DB’。在式24中，I_DBV是作为预先规定的参数而存储在存储部21中的“关于d轴电流指令初始值的电压依赖系数”。

I_DB’＝I_DB-(V_dc-V_B)×I_DBV…(24)

如果像这样基于式24将第二基准速度设定为还应对了逆变器52的直流侧的电压变动的值，则能够更正确地接近以往的弱磁控制的控制特性。

接着，基于仿真结果来说明上述的第二实施例与以往的弱磁控制的比较。在本仿真中，对于第二实施例的电动机控制装置和以往的使用弱磁控制的电动机控制装置均构成了对4个极对的永磁体同步电动机(PMSM)进行驱动的仿真电路。另外，在本仿真中，与第一实施例的仿真同样地，关于永磁体同步电动机(PMSM)和交流电源的各参数，在第二实施例的电动机控制装置和以往的使用弱磁控制的电动机控制装置中使用共同的参数。即，将永磁体同步电动机的磁体所引起的定子交链磁通Ψ_a设为0.001[Wb]，将1个相的定子绕组电阻R设为0.57[Ω]，将1个相的d轴电感L_d设为3.2[mH]，将1个相的q轴电感L_q设为3.2[mH]。另外，设交流电源为40[A]、有效值200[V]的三相交流。

图8A和图8B是表示以往的利用弱磁控制的电动机控制装置的仿真结果的图，图8A表示与电动机的转速相对的d轴电流指令，图8B表示与电动机的转速相对的转矩。在本仿真中，以10％为间隔将q轴电流指令初始值i_q0*从最大电流的10％设定到最大电流的100％，使由电压检测器18检测的直流电压V_dc从282[V]变化到260[V]，基于文献“嵌入磁体同步电动机的设计和控制”所记载的式子来计算d轴电流指令i_d*和转矩。

图9A、图9B以及图9C是表示第二实施例的电动机控制装置的仿真结果的图，图9A表示相位校正量，图9B表示与电动机的转速相对的d轴电流指令，图9C表示与电动机的转速相对的转矩。在本仿真中，也以10％为间隔将q轴电流指令初始值i_q0*从最大电流的10％设定到最大电流的100％，使由电压检测器18检测的直流电压V_dc从282[V]变化到260[V]。对第二实施例中的各参数进行适当调整以使得成为与图8A和图8B所示的针对以往的弱磁控制的仿真结果接近的值的结果是，当例如将关于速度系数的电压依赖系数N_AV设定为0[deg/krpm/V]、将关于第一基准速度的电压依赖系数N_BV设定为30.7[rpm/V]、将关于相位校正量的限制值的电压依赖系数N_LV设定为0[deg/V]、将系数I_DBV设定为30.7[rpm/V]、对除此以外的参数进行与第一实施例同样的设定时，能够使得与以往的弱磁控制的控制特性几乎一致。在此，说明了基于仿真结果的参数设定，但是也可以构建对永磁体同步电动机进行驱动的电动机控制装置的实际模型，基于实际驱动永磁体同步电动机而得到的实验结果来进行参数设定。

如以上所说明的那样，根据第二实施例，通过该参数设定，能够接近以往的弱磁控制的控制特性。

此外，一般来说，在电动机控制装置1内的电流控制环路中，指令与实际的输出之间存在时间延迟。因此，作为上述的第一实施例和第二实施例的第一变形例，也可以通过将校正后转子相位角进一步与以下相位角相加或相减来计算在坐标变换部13中的坐标变换中使用的新的校正后转子相位角：与以使流过电动机2的电流遵循电流指令的方式进行控制的电流控制环路所具有的时间延迟对应的相位角。由此，能够更正确地接近以往的弱磁控制的控制特性。

另外，一般来说，已知当使向交流电动机供给的电流大时，在电动机内部的磁路中发生磁饱和，由于该磁饱和而产生以下的问题：尽管是大的供给电流，但转矩常数降低，难以得到期望的转矩。为了应对该问题，存在如日本特开平9-298899号公报所记载那样的方法，即通过使q轴电流指令的相位超前来使电动机的转矩最大化。因此，作为上述的第一实施例和第二实施例的第二变形例，也可以通过将校正后转子相位角进一步与以下相位角相加或相减来计算在坐标变换部13中的坐标变换中使用的新的校正后转子相位角：与使电动机2的转矩最大化所需的q轴电流指令的相位超前对应的相位角。由此，能够更正确地接近以往的弱磁控制的控制特性。

另外，还可以将上述的第一变形例和第二变形例合并地实现。即，也可以通过将校正后转子相位角进一步与以下两个相位角相加或相减来计算在坐标变换部13中的坐标变换中使用的新的校正后转子相位角：与以使流过电动机2的电流遵循电流指令的方式进行控制的电流控制环路所具有的时间延迟对应的相位角；以及与使电动机的转矩最大化所需的q轴电流指令的相位超前对应的相位角。由此，能够更正确地接近以往的弱磁控制的控制特性。

此外，关于上述的相位校正量运算部11、转子相位角校正部12、坐标变换部13(dq三相变换部13-1和三相dq变换部13-2)、控制器14、PWM控制信号生成部15、速度校正项运算部22、电流校正项运算部23、输出部24以及校正部25，既可以例如通过软件程序形式来构建，或者也可以通过各种电子电路与软件程序的组合来构建。在例如通过软件程序形式来构建这些单元的情况下，电动机控制装置1内的运算处理装置按照该软件程序进行动作，由此实现上述的各部的功能。另外，还能够通过在现有的电动机控制装置中对该电动机控制装置内的运算处理装置追加地安装与这些单元有关的软件程序来应用本发明。

Claims (6)

1.一种电动机控制装置，使用dq三相坐标变换来控制三相交流的电动机，该电动机控制装置的特征在于，具备：

相位校正量运算部，其使用检测出的电动机速度和q轴电流指令初始值来计算相位校正量；

转子相位角校正部，其通过将检测出的电动机的转子相位角与上述相位校正量相加或相减来计算校正后转子相位角；以及

坐标变换部，其基于上述校正后转子相位角来在dq坐标系上的参数与三相坐标系上的参数之间进行坐标变换。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述相位校正量运算部具有：

存储部，其存储有速度系数N_A、第一基准速度N_B、相位校正量的限制值N_L、电流系数T_A以及基准电流率T_B来作为预先规定的参数；

速度校正项运算部，在将上述电动机速度设为N时，该速度校正项运算部基于

速度校正值＝min[N_A×max{0，(N-N_B)}，N_L]

来计算速度校正项；

电流校正项运算部，在将作为上述q轴电流指令初始值相对于逆变器所能够输出的最大电流的比例的初始q轴电流指令率设为T_r时，该电流校正项运算部基于

电流校正值＝T_A×min[1，max{0，(T_r-T_B)}]

来计算电流校正项，其中，上述逆变器将直流电力变换为交流电力后将交流电力作为电动机的驱动电力来供给；以及

输出部，其将使上述速度校正项与上述电流校正项相乘所得到的值作为上述相位校正量来输出。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述存储部还存储有基准电压来作为预先规定的参数，

上述相位校正量运算部具有校正部，该校正部使用在上述逆变器的直流侧检测出的直流电压值以及上述存储部中预先存储的基准电压，来分别校正从上述存储部读出的上述速度系数、上述第一基准速度以及上述相位校正量的限制值。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

还具备计算d轴电流指令初始值的d轴电流指令初始值运算部，该d轴电流指令初始值由以上述电动机速度为独立变量的函数构成。

5.根据权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，

在将预先规定的d轴电流指令初始值系数设为I_DA、将第二基准速度设为I_DB时，上述d轴电流指令初始值运算部基于

d轴电流指令初始值＝max{0，I_DA×(N-I_DB)}

来计算上述d轴电流指令初始值。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述转子相位角校正部通过将上述校正后转子相位角进一步与以下相位角相加或相减来计算在上述坐标变换部中的坐标变换中使用的新的校正后转子相位角：与以使流过电动机的电流遵循电流指令的方式进行控制的电流控制环路所具有的时间延迟对应的相位角；或者与使电动机的转矩最大化所需的q轴电流指令的相位超前对应的相位角；或者这两个相位角。