JP3331784B2 - 誘導機の磁束制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導機のベクトル制御
における界磁の制御装置に関し、詳しくは、弱め界磁領
域において誘導機への電力供給源である直流電源電圧が
急激に変化したり、誘導機の出力トルクや誘導機に印加
する周波数を素早く変化させたりする場合においても安
定な電流制御を可能にする磁束制御装置に関する。

【０００２】

【従来技術】従来における誘導機の界磁制御技術として
は、例えば、特開昭５６ー２２５９０号公報、特開昭５
９ー１４９７８５号公報、特開昭５５ー１１１６８６号
公報（以下、これらを第１の従来例と記す）等に記載さ
れたものがある。

【０００３】以下、まず誘導機のベクトル制御における
磁束制御方法について説明する。

【０００４】なお、図４は誘導機のＴ形等価回路であ
り、以後の文章および数式で用いる記号は図４および下
記に示す定義で用いている。 Ｒs：固定子抵抗 ｉus：Ｕ相固定子電流 Ｒr：回転子抵抗 ｉvs：Ｖ相固定子電流 Ｌs：固定子インダクタンス ｉws：Ｗ相固定子電流 Ｌr：回転子インダクタンス φγs：γ軸固定子磁束 Ｍ：相互インダクタンス φδs：δ軸固定子磁束 ｖγs：γ軸固定子電圧 φγr：γ軸回転子磁束 ｖδs：δ軸固定子電圧 φδr：δ軸回転子磁束 ｉγs：γ軸固定子電流（励磁電流） ω：電源周波数 ｉδs：δ軸固定子電流（トルク電流） ωre：モータ回転周波数（電気角) ｉγr：γ軸回転子電流 Ｎ：モータ回転速度（ｒｐｍ) ｉδr：δ軸回転子電流 Ｐ：微分演算子 ｐ：極対数 誘導機のベクトル制御とは、誘導機に印加する電圧の周
波数（以降、電源周波数ωと記す）に同期して回転する
直交座標系（γ-δ座標）の一方の座標軸と回転子磁束
とを一致させ、出力トルクが回転子磁束とこれと直交す
る固定子電流の積に比例するように制御する手法であ
る。これは、電源周波数ωと誘導機の回転周波数ωre
（電気角）の差であるすべり周波数ωseを下記（数１）
式のように制御することで実現できる。

【０００５】

【数１】

【０００６】このとき誘導機の出力トルクＴeは、下記
（数２）式で表わされる。

【０００７】

【数２】

【０００８】上記（数２）式に示すように、回転子磁束
φγrとトルク電流ｉδsの積の値が同じであれば出力ト
ルクの値も同じとなるので、回転子磁束φγrとトルク
電流ｉδsの分配は自由にできることになる。しかし、
バッテリ出力をインバータ等の電力変換器で交流電力に
変換して誘導機を駆動する場合には、電力変換器が出力
できる電圧には上限がある。例えば、一般的な三角波比
較方式のＰＷＭインバータの場合には、誘導機に印加で
きる最大相電圧はバッテリ電圧の１／２である。そのた
め、回転子磁束φγrとトルク電流ｉδsの分配には制限
がつくことになる。

【０００９】図５は、ベクトル制御を行った場合の回転
子磁束φγrと電力変換器の出力電圧（誘導機に印加す
る電圧）の振幅Ｖpmagの関係を示す図である。図５か
ら、電力変換器が出力可能な最大電圧によって回転子磁
束の大きさの範囲が決まることがわかる。同図に示すよ
うに、例えば電力変換器が出力可能な最大電圧をＶomax
とすると、この電力変換器で制御可能な回転子磁束φγ
rの範囲は、下記（数３）式に示すようになる。

【００１０】

【数３】

【００１１】上記の範囲は、図５および図６に示すよう
に出力トルクＴe、電力変換器が出力可能な最大電圧Ｖm
ax、誘導機の回転速度Ｎ（正確には、電源周波数ω）に
応じて変化する。通常、回転子磁束φγrは、回転子磁
束と誘導機印加電圧が単調増加の領域（図６で特性が右
上がりの部分）を使用するので、誘導機の制御において
は磁束の上限値を定めるリミッタを設け、出力電圧の指
令値が、電力変換器の出力可能な最大電圧以下になるよ
うにしている。

【００１２】一般に、誘導機は図７に示すような領域で
使用される。図７において、回転数の低い方から順に、
領域Ａは主に電力変換器の電流容量で制限される定トル
ク領域、領域Ｂは最大出力で規定される定出力領域、領
域Ｃは電力変換器が出力可能な最大電圧で制限される等
価直流直巻電動機領域である。上記の領域Ａ、Ｂ、Ｃの
全ての領域でベクトル制御を可能にするためには、出力
電圧を飽和させないような回転子磁束とトルク電流にな
るように制御しなければならないが、そのための回転子
磁束の最大値φmaxは、図８および図９に示すようにな
る。なお、図８は電源電圧Ｖdcをパラメータとし、図９
はトルクＴeをパラメータとして回転子磁束の上限値φm
axと回転速度Ｎとの関係を示した特性図である。

【００１３】したがって、誘導機の制御回路の外部から
与えられるか、或いは内部で演算されて求められた磁束
指令値φγr*が、回転子磁束の上限値φmax以上である
場合には、実際の磁束をφmax以下に弱めてやる必要が
ある。前記第１の従来例に記載された技術においては、
図８、図９に示した関係、すなわち電力変換器の最大出
力電圧（なお、前記第１の従来例では電力変換器の電源
電圧と記載されているが等価である）と誘導機の回転速
度に対する回転子磁束の上限値の関係を簡単化して、上
限値磁束が電源電圧に比例し、かつ回転速度に反比例す
るように界磁を弱める制御手法を開示されている。ま
た、前記第１の従来例には記載が無いが、図９に示すよ
うに、回転子磁束の上限値は誘導機の出力トルクによっ
ても変化するため、電力変換器の最大出力電圧と誘導機
の回転速度に加えて出力トルク相当の値（例えば、トル
ク指令値）をも考慮して界磁弱めを行う方法も考えられ
る。さらに、特開平３−１６９２９３号公報（以下、第
２の従来例と記す）には、回転速度が上昇して、低トル
ク領域Ａから定出力領域Ｂに入る時点におけるｄφ／ｄ
ｔを小さくすることにより、過渡的に相電圧が大きくな
って指令値どおりに電流を制御することが不可能となる
ことがないように構成した技術が記載されている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第１の従
来例に記載の磁束の制御方法には以下のような問題点が
ある。 （１）図５、図６、図８、図９に示した関係は、回転子
磁束φγrと誘導機に印加される電圧間のダイナミクス
が考慮されていないため、回転子磁束が定常状態である
場合のみにしか成立しない。したがって、電源電圧や回
転速度やトルク等の時間変化が大きい場合には、第１の
従来例に記載の方法で界磁弱め制御を行うと、電力変換
器の電源電圧よりも非常に大きな電圧が必要になること
になってしまう。すなわち、弱め界磁が必要な領域で、
電源電圧、回転速度、トルク等が急速に変化すると、磁
束指令値φγr*が急変化するため、伝達特性Ｇmの微分
的伝達特性によって要求される電圧は過渡的に極めて大
きな値となり、出力可能な最大電圧Ｖmaxよりも大きく
なってしまう。そのため、このような実現不可能な指令
値に基づいて誘導機の駆動を行うと、出力トルクがトル
ク指令値と大きく異なってしまう結果となる。例えば、
電気自動車においては、電源としてバッテリを用いてい
るため、高回転で急速に出力を増減させた場合等には、
電源電圧が急速に大きく変化することがあり、また、誘
導機の出力トルクが大きいため、車輪が空転した場合に
回転速度が急上昇する等の現象が発生し、素早く磁束を
変化させる必要が生じることがあるので、このような場
合には、上記の理由で出力トルクがトルク指令値と大幅
に異なってしまう。したがって回転子磁束φγrと誘導
機に印加される電圧Ｖpagのダイナミクスを無視するこ
とはできない。なお、上記の高回転で急速に出力を増減
させた場合とは、例えばアクセル全開で走行し、所望の
速度に達してからアクセルを全閉にして走行し、速度が
低下したら再度アクセルを開く場合などであり、また、
車輪が空転して回転速度が急上昇する場合とは、例え
ば、摩擦係数μの小さな路面で、アクセルを急に踏み込
むと、タイヤが空転して回転速度が急上昇する場合など
である。 （２）制御で用いる上限値磁束を定常状態のみを考慮し
た上限値磁束と比べて常に十分小さい値に設定しておけ
ば、上記の問題点を避けることができるが、前記（数
２）式で示したように、出力トルクは回転子磁束とトル
ク電流との積に比例するので、回転子磁束を小さくした
分だけトルク電流を大きくしなければならない。この場
合、誘導機に流れる線電流が大きくなり、効率が悪化し
てしまう。すなわち、励磁電流ｉγsとトルク電流ｉδs
とには、図１０に示すような関係があり、特定の条件で
最高効率動作点がある。また、線電流の振幅Ｉpmagは、
下記（数４）式で示される。

【００１５】

【数４】

【００１６】図１０における最高効率動作点よりも回転
子磁束φγrを小さくするためには、励磁電流ｉγsを小
さくてトルク電流ｉδsを大きくする必要があるが、そ
のようにすると、上記（数４）式から分かるように、線
電流の振幅Ｉpmagが大きくなり、したがって効率が悪化
してしまう。

【００１７】次に、第２の従来例に記載の磁束の制御方
法においては、電源電圧が低下する状態では、やはり電
流制御を正しく行なうことが出来なくなる、という問題
がある。すなわち、ｄφ／ｄｔが大きいと正しい制御が
行なわれなくなるのは、磁束φから相電圧の振幅値Ｖpm
agまでの伝達特性Ｇmが微分的特性を有しているためで
あるが、単純にｄφ／ｄｔを小さくするだけでは、電源
電圧が低下する状態ではＧmの定常項によって相電圧が
上限値よりも大きくなることがあるため、正しい制御は
行なわれない。上記のように、第１および第２の従来例
においては、それぞれ問題があり、常に安定したベクト
ル制御を行なうことは困難である、という問題があっ
た。

【００１８】特に、最近、電気自動車用として注目され
ているリチウムイオン電池は、内部抵抗が高いため、電
源電圧の変動が大きいので、上記のごとき問題点が特に
顕著となる。

【００１９】本発明は上記のごとき従来技術の問題を解
決するためになされたものであり、良好な効率が得られ
ると共に電源電圧や回転速度が急変した場合でも常に正
常なベクトル制御を行なうことの出来る誘導機の磁束制
御装置を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、特許請求の範囲に記載するよう
に構成している。なお、以後の説明において、トルク指
令値は、例えば運転者の操作するアクセル手段の信号と
して外部から与えられる。また、磁束指令値は、例えば
一定値、もしくはトルク指令値に応じた値である。ま
た、誘導機の磁束目標値から実際に誘導機に与えられる
相電圧までの伝達特性Ｇmとは、例えば後記図１の実施
例におけるベクトル制御演算器６の入力φγrからＰＷ
Ｍインバータ９の出力電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの振幅までの
伝達特性である。

【００２１】まず、請求項１に記載の発明は、与えられ
たトルク指令値に追従するように、誘導機に流す一次電
流の励磁電流およびトルク電流と出力周波数とを誘導機
の定数を用いて演算することにより、該一次電流と出力
周波数とを制御する誘導機のベクトル制御装置におい
て、少なくとも上記トルク指令値と回転速度とに基づい
て、誘導機の定常状態における磁束指令値の上限値を設
定する上限値設定手段と、上記トルク指令値から磁束目
標値を演算する磁束目標値演算手段と、上記磁束目標値
演算手段の出力が上記上限値設定手段の出力よりも大き
いときに両者の差を出力する差分演算手段と、上記差分
演算手段の出力を入力し、ベクトル制御駆動された場合
における誘導機の磁束目標値から実際に誘導機に与えら
れる相電圧までの伝達特性Ｇmの逆伝達特性１／Ｇmと、
該Ｇmと同じ定常ゲインｋmsの特性を有する磁束磁束補
償手段と、上記磁束磁束補償手段の出力を上記磁束目標
値演算手段の出力から減算する減算手段と、上記トルク
指令値に基づいたトルク目標値と、上記減算手段の出力
と、誘導機の回転速度とに基づいて、励磁電流指令値、
トルク電流指令値および出力周波数を演算するベクトル
制御手段と、を備えるように構成している。なお、上記
の構成は、例えば後記図２の実施例に相当する。

【００２２】次に、請求項２に記載の発明は、与えられ
たトルク指令値に追従するように、誘導機に流す一次電
流の励磁電流およびトルク電流と出力周波数とを誘導機
の定数を用いて演算することにより、該一次電流と出力
周波数とを制御する誘導機のベクトル制御装置におい
て、上記トルク指令値と誘導機の回転速度とに応じて磁
束指令値を演算する磁束指令値演算手段と、上記磁束指
令値を入力し、誘導機の定常状態における該磁束指令値
の上限値を設定する上限値設定手段と、上記上限値設定
手段の上限値と上記磁束指令値の大小を比較する比較手
段と、上記比較手段の結果に応じて変化する演算特性で
磁束目標値を演算する磁束目標値演算手段と、上記トル
ク指令値に基づいたトルク目標値と、上記磁束目標値演
算手段の出力と、誘導機の回転速度とに基づいて励磁電
流指令値、トルク電流指令値および出力周波数を演算す
るベクトル制御手段と、を備えるように構成している。
なお、上記の構成は、例えば後記図３の実施例に相当す
る。また、請求項３に記載のように、請求項２における
磁束目標値演算手段は、上記比較手段の比較結果が磁束
指令値≦上限値の場合には、過渡損失が最小となる磁束
目標値を出力し、磁束指令値＞上限値の場合には、ベク
トル制御駆動された場合における誘導機の磁束目標値か
ら実際に誘導機に与えられる相電圧までの伝達特性が定
数となる応答特性で磁束目標値を演算するものである。

【００２３】また、請求項４に記載するように、上記請
求項１〜請求項３の各磁束制御装置は、直流電源として
リチウムイオン電池を用い、該電池の直流電力を交流電
力に変化して上記誘導機を駆動する装置、例えば電気自
動車の駆動装置に適用されるものである。

【００２４】

【作用】まず、誘導モータの等価回路を用いた回路方程
式とベクトル制御則から誘導機の回転子磁束と誘導機に
印加される端子電圧との関係を示す。なお、各符号は前
記と同様である。先述のγ-δ座標系によって誘導機の
回路方程式を記述すると下記（数５）式に示すようにな
る。

【００２５】

【数５】

【００２６】また、誘導機の回転子磁束φγr、φδrと
固定子電流ｉγs、ｉδsおよび回転子電流ｉγr、ｉδr
の関係は下記（数６）式、（数７）式に示すようにな
る。

【００２７】

【数６】

【００２８】

【数７】

【００２９】また、誘導機をベクトル制御した場合には
下記（数８）式〜（数１０）式に示すような関係があ
る。

【００３０】

【数８】

【００３１】

【数９】

【００３２】

【数１０】

【００３３】そして上記（数５）式の第１行、第２行と
（数６）式〜（数１０）式より、下記（数１１）式、
（数１２）式に示す関係が得られる。

【００３４】

【数１１】

【００３５】

【数１２】

【００３６】また、３相誘導機の相電圧Ｖpの振幅Ｖpma
gは下記（数１３）式で示される。

【００３７】

【数１３】

【００３８】上記（数１３）式に（数１１）式と（数１
２）式を代入することで、誘導機をベクトル制御した場
合の回転子磁束φγｒと相電圧の振幅Ｖpmagの関係が得
られる。ここで、誘導機の駆動を行う電力変換器が図１
１に示すように直流電源電圧がＶdcであって、例えば一
般的な三角波比較ＰＷＭ方式のインバータである場合に
は、電圧利用率が√３／２であるため、インバータが出
力できる相電圧の最大値はＶdc／２となる。したがって
（数１３）式から下記（数１４）式が得られる。

【００３９】

【数１４】

【００４０】（数１１）式〜（数１４）式より、電源電
圧がＶdcであるインバータで誘導機を駆動する場合の回
転子磁束の範囲を求めることができる。

【００４１】前記した従来の磁束制御方式は、（数１
１）式、（数１２）式の微分演算子Ｐが存在する項を無
視した制御である。しかし、（数１１）式〜（数１３）
式から分かるように、ダイナミクスを考慮しないで磁束
を変化させると、過渡的に大きな電圧が必要になってし
まう。それに対して本発明においては、以下のように磁
束の制御を行う。まず、（数１１）式〜（数１３）式か
ら得られるγ軸固定子磁束φγr（磁束目標値）を入力
とし、相電圧の振幅Ｖpmagを出力とする伝達特性Ｇmの
逆伝達特性１／Ｇmを有する磁束補償手段を、従来の定
常状態しか考慮していない界磁弱め制御手段（上限値設
定手段）の後に設けるものである。図１２に示すよう
に、γ軸固定子磁束φγrから相電圧の振幅Ｖpmagまで
の伝達特性がＧm、定常ゲインがｋmsの誘導機の場合、
ｋms／Ｇmの磁束補償手段の入力φγrl（φγrlは上限
値設定手段で制限された後のφγr）から誘導機の相電
圧の振幅Ｖpmagまでの伝達特性はＧm（ｋms／Ｇm）＝ｋ
msであるからｋmsに一致する。したがって、本発明にお
いては、定常状態においては勿論のこと、磁束指令値φ
γrlを素早く変化させた場合でもｋms・φγrl（定数で
あるｋmsとφγrlとの積）の相電圧を誘導機に印加する
だけで済むため、過渡的にも出力トルクがトルク指令値
に一致することになる。すなわち、どのような磁束指令
値が与えられても常に定常状態と同じ電圧の応答が得ら
れ、誘導機の電流制御が磁束指令値に追従不可能になる
ことがない。

【００４２】次に、請求項１に記載の発明においては、
本出願人の先行出願（特願平５−１６６９９８号）等に
記載されているように、過渡損失を最小とする磁束の応
答特性が存在することから、弱め界磁制御の必要がない
場合（磁束指令値が上限値設定手段の上限値以下の場
合）には損失が最小となる磁束指令値を与え、上記の損
失最小演算によって求められるれる磁束指令値が磁束の
上限値より大きい場合には、その差（磁束指令値−上限
値）を伝達特性がｋms／Ｇmである前記磁束補償手段に
入力し、その出力をφmから減算した値をベクトル制御
演算に用いる磁束目標値するものである。このように構
成したことにより、界磁弱めの必要が無い場合には過渡
損失が最小となるように磁束を変化させ、界磁弱めが必
要な場合には出力電圧がＶmax以上とはならないように
磁束を変化させる制御系を実現することが出来る。

【００４３】次に、請求項２および請求項３に記載の発
明においては、弱め界磁制御の必要がない場合（磁束指
令値が上限値設定手段の上限値φmax以下の場合）には
損失が最小となる磁束指令値を与え、弱め界磁制御が必
要な場合には、上限値設定手段の出力φγrlから相電圧
の振幅Ｖpmagまでの伝達特性が定数（ｋms）となるよう
な磁束目標値を与えるように構成したものである。

【００４４】次に、請求項４は、誘導機を駆動する電源
として、リチウムイオン電池からなる直流電源の直流電
力を交流電力に変換して用いるように構成したものであ
る。一般に、直流電源は、リチウムイオン電池のような
非水系電解質二次電池や鉛−酸蓄電池などが用いられる
が、最近、電気自動車用として注目されているリチウム
イオン電池は、内部抵抗が高いため、電源電圧の変動が
大きいので、前記のごとき従来例の問題点が特に顕著と
なる。その点、本発明においては、上記の問題を容易に
解決することが出来るので、高性能のリチウムイオン電
池を電気自動車用として有効に活用することが可能にな
る。

【００４５】

【実施例】図１は、本発明の第１の実施例のブロック図
である。図１は、誘導モータのベクトル制御システム全
体の構成を示している。このシステムは、運転者のアク
セル操作量に応じたトルク指令値Ｔe*に基づいて誘導モ
ータの出力トルクをオープンループ制御するシステムで
ある。なお、図１においては、トルク指令値Ｔe*から磁
束指令値φγr*を演算するように構成した例を示すが、
磁束指令値φγr*はトルク指令値Ｔe*とは独立の値（例
えば一定値）を与えてもよい。図１において、アクセル
センサ１は、運転者のアクセル操作量に応じたトルク指
令値Ｔe*を出力する。また、定常損失最小磁束演算回路
２は、与えられたトルク指令値Ｔe*において定常損失を
最小とする回転子磁束の磁束指令値φγr*を演算する。
なお、この定常損失最小磁束演算回路２を設けず、単に
一定値の磁束指令値φγr*を与えてもよい。次に、磁束
リミッタ３（前記上限値設定手段に相当）は、従来と同
様の弱め界磁ブロックである。この回路は、定常状態で
ＰＷＭインバータ９の出力電圧が飽和しないように磁束
を回転子磁束の上限値以下に制限する回路であり、具体
的には、回転速度Ｎ（後記の速度センサ１１の出力）と
直流電源１４の電圧ｖdc（後記電圧センサ１５の出力：
ＰＷＭインバータ９の電源電圧）とに応じて前記図８に
示した特性で回転子磁束の上限値φmaxを設定し、それ
によって制限された磁束指令値φγrlを出力する。次
に、補償器４（前記磁束補償手段に相当）は、本発明の
作用の項で説明したように、ベクトル制御を行った場合
における誘導モータ１０のγ軸回転子磁束の目標値φγ
rから誘導モータに印加される相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの振
幅Ｖpmagまでの伝達特性Ｇmの逆伝達特性１／Ｇmを有
し、定常ゲインが１であり、上記の磁束リミッタ３で制
限された磁束指令値φγrlを入力し、磁束目標値φγr
をベクトル制御演算器６へ送る。一方、トルクリミッタ
５は、誘導モータのトルクや出力を制限する為のリミッ
タであり、与えられたトルク指令値Ｔe*に対して、例え
ば前記図７の特性で制限した信号Ｔel*をトルク目標値
としてベクトル制御演算器６へ送る。

【００４６】ベクトル制御演算器６は、上記の磁束目標
値φγrとトルク目標値Ｔel*と回転速度Ｎとを入力して
ベクトル制御演算を行ない、励磁電流指令値ｉγs*，ト
ルク電流指令値ｉδs*、電源周波数指令値ωを出力す
る。なお、このベクトル制御演算器６以後の構成は、誘
導モータの一般的なベクトル制御システムである。座標
変換器１２は、電流センサ１６で検出した誘導モータの
線電流ｉu、ｉvを電源周波数に同期して回転する座標系
であるγ-δ座標に変換する座標変換器であり、励磁電
流成分ｉγsとトルク電流成分ｉδsを出力する。上記の
座標変換する際には、積分演算器１３で電源周波数指令
値ωを積分することによって求めた電源位相θを使用す
る。電流制御器７は、上記の座標変換によって求められ
た励磁電流成分ｉγsとトルク電流成分ｉδsを、ベクト
ル制御演算器６から出力される励磁電流指令値ｉγs*、
トルク電流指令値ｉδs*に追従させるための励磁電圧指
令値ｖγs*、トルク電圧指令値ｖδs*を演算する。座標
変換器８は、上記の励磁電圧指令値ｖγs*、トルク電圧
指令値ｖδs*および電源位相θを、固定座標系へ座標変
換することによって３相の電圧指令値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*
を作成する。ＰＷＭインバータ９は、直流電源１４の電
力を上記の３相電圧指令値に基づいてＰＷＭ変換し、３
相の交流電力として誘導モータ１０へ与える。また、速
度センサ１１は、誘導モータ１０の回転速度Ｎ（ｒｐ
ｍ）を検出し、電圧センサ１５は、直流電源１４の電圧
ｖdcを検出する。以上の構成により、電源電圧Ｖdcが急
低下したり、回転速度Ｎが急上昇した等の場合にも出力
トルクＴeをトルク指令値Ｔe*に一致させるように制御
できるシステムを実現することが出来る。なお、前記
（数１１）式〜（数１３）式から分かるように、回転子
磁束目標値φγrから誘導モータに印加される相電圧Ｖ
u、Ｖv、Ｖwの振幅Ｖpmagまでの伝達特性Ｇmは、非線形
関数で表わされる。従って、実際の制御システムではこ
れを線形化した伝達関数を使用して制御を行うのが現実
的である。

【００４７】次に作用を説明する。図１３は、本実施例
で誘導モータを駆動した場合の動作特性を示す特性図で
ある。図１３において、（ａ）はトルク指令値Ｔe*とト
ルクリミッタ５の出力Ｔel*（トルク目標値）の特性
図、（ｂ）は出力トルクＴeの特性図、（ｃ）は磁束指
令値φγr*、磁束リミッタ３の出力φγrlおよび補償器
４の出力φγr（磁束目標値）の特性図、（ｄ）は誘導
モータ１０の回転速度Ｎの特性図、（ｅ）はＰＷＭイン
バータ９の電源電圧Ｖdcの特性図、（ｆ）はＰＷＭイン
バータ９の出力電圧Ｖpmagの特性図であり、横軸は全て
同一の時間ｔである。図１３の特性は、時間ｔ0では、
Ｔe*＝Ｔe＝Ｔe0、φγr*＝φγrl＝φγr＝φγr0、Ｎ
＝Ｎ0、Ｖdc＝Ｖdc0、Ｖpmag＝Ｖpmag0であり、その後
も、トルク指令値Ｔe*＝Ｔe0、磁束指令値φγr*＝φγ
r0を与え続けた場合の動作を示している。

【００４８】図示のごとく、時点ｔ1まで徐々に回転速
度Ｎが上昇し、ＰＷＭインバータ９の出力電圧Ｖpmagも
上昇する。そして時点ｔ1で最大出力となるため、Ｔel*
は回転速度の上昇に伴って低下する。また、ＰＷＭイン
バータ９の出力電圧がＶdc0／２（前記のごとく最大出
力電圧は直流電源電圧の１／２とする）になった時点か
ら、出力電圧Ｖpmag＝Ｖdc0／２となるようにφγrl、
φγrが低下する。次に、時点ｔ2で電源電圧ＶdcがＶdc
0からＶdc1に低下したとする。この時、φγrlはステッ
プ的に低下するが、補償器４の出力φγrは、 φγr＝（ｋms／Ｇm）φγrl となる。この補償器４の入力φγrlから誘導機の相電圧
Ｖpmagまでの伝達特性は、Ｇm（ｋms／Ｇm）＝ｋmsであ
るから、Ｖpmagは、φγrlにほぼ比例してステップ的に
Ｖdc1／２まで低下する。次に、時点ｔ3で電源電圧Ｖdc
がＶdc1からＶdc0に上昇したとする。この場合も、Ｖpm
agは、φγrlにほぼ比例してステップ的にＶdc0／２ま
で上昇する。以上のように、本実施例においては、電源
電圧が急変化した場合にはＶpmagは電源電圧と同じよう
に変化し、かつＰＷＭインバータ９が出力可能な最大電
圧Ｖdc／２よりも大きくなることはない。従って、電源
電圧が急変化した場合にも、出力トルクはトルク指令値
と一致する。

【００４９】次に、図２は、本発明の第２の実施例のブ
ロック図である。図２において、ベクトル制御演算器６
以後の構成は、図１と同様の一般的なベクトル制御シス
テムであるから説明を省略する。この実施例は、本出願
人の先行出願である特願平５−１６６９９８号の構成を
基礎としており、弱め界磁制御の必要がない場合には損
失が最小となる磁束目標値を与え、弱め界磁制御が必要
な場合、すなわち損失最小演算によって求めた磁束指令
値φγr*が磁束の上限値φγrlより大きい場合には、そ
の差（φγr*−φγrl）を伝達特性がｋms／Ｇmである
補償器に入力し、その出力をφγr*から減算した値を磁
束目標値とすることにより、効率と界磁弱め制御とを両
立させるように構成している。

【００５０】図２において、定常損失最小磁束演算回路
１８は、トルク指令値Ｔe*と誘導モータ１０の回転速度
Ｎから定常状態での損失が最小となる磁束φγr*を演算
する。また、磁束目標値演算回路１９は、上記の磁束φ
γr*を入力し、過渡損失を最小とする磁束目標値φγrm
を演算する。また、制限値回路２１は、前記図１で説明
した磁束リミッタ３と類似のものであるが、この実施例
では、回転速度Ｎと電源電圧Ｖdcに加えてトルク指令値
Ｔe*にも応じてこの制限値を変化させるように構成して
いるので、別個の名称を用いている。すなわち、図９に
示すように、電源電圧が一定であっても、トルクが大き
くなるに従って上限値磁束は小さくなる。そのため、制
限値回路２１では、回転速度Ｎと電源電圧Ｖdcに加え
て、トルク指令値Ｔe*をも用いて磁束の上限値を演算す
るようにしたものである。

【００５１】次に、減算器２２は、上記磁束目標値演算
回路１９の磁束目標値φγrmから上記制限値回路２１の
出力φγrlを減算する。そして差分出力回路２３は、磁
束目標値φγrmが上限値φγrlよりも大きい場合にの
み、その差φγrc（φγrc＝φγr*−φγrl）を出力す
る。また、補償器４は、前記図１と同じものであり、φ
γrcを出力する。また、減算器１７は、上記磁束目標値
演算回路１９の磁束目標値φγrmから上記補償器４のφ
γrcを減算した値φγr（φγr＝φγrm−φγrc）を出
力し、それをベクトル制御演算器６に磁束目標値として
与える。一方、トルク目標値演算回路１７は、トルク指
令値Ｔe*から所定の伝達特性に基づいてトルク目標値Ｔ
emを演算し、それをベクトル制御演算器６にトルク目標
値として与える。

【００５２】次に、作用を説明する。図１４は本実施例
で誘導モータを駆動した場合のシミュレーション結果を
示す特性図、図１５は従来装置で誘導モータを駆動した
場合のシミュレーション結果を示す特性図である。図１
４の特性は、１５０Ｎｍのトルク指令値Ｔe*を与え、ま
た、電源電圧Ｖdcの初期電圧をＶdc0とした場合に、電
源電圧を一定周期でＶdc0→（２／３)Ｖdc0→Ｖdc0と変
化させた場合における各部の動作波形を示している。図
１４のφγrcは補償器４の出力であるが、上記の効果に
より、電源電圧Ｖdcが変化すると同時にＰＷＭインバー
タ９の出力電圧の振幅Ｖpmagも変化するため、常にＶpm
agがＶdc／２以下となっており、良好に磁束制御が行わ
れていることが確認できる。また、出力トルクＴeはト
ルク指令値Ｔe*にほぼ一致している。

【００５３】一方、図１５に示した従来例においては、
時点ｔ4以降で電源電圧が大きく変動した時に、ＰＷＭ
インバータ９に入力される電圧指令値Ｖpmag*がＶdc／
２に比べて非常に大きな値となってしまい、ベクトル制
御が不可能になってしまったことが判る。したがって出
力トルクＴeはトルク指令値Ｔe*から大幅にはずれた値
になっている。従来の方法で上記のような問題を避ける
には、磁束の上限値を小さな値に設定しなければならな
い。例えば図１５に示したような電源電圧が変化をする
用途においては、磁束の上限値を常に電源電圧が（２／
３)ｖdcである場合の値に設定しておかなければならな
い。しかし、そのようにすると効率が悪化してしまう。
例えば、図１６は、誘導モータの回転速度に対する最高
効率で駆動するための磁束と、磁束の上限値との関係を
示している。図１６から、磁束の上限値を電源電圧が低
い場合の値に設定すると効率が低下することが判る。

【００５４】次に、図３は、本発明の第３の実施例のブ
ロック図である。図３において、ベクトル制御演算器６
以後の構成は、図１と同様の一般的なベクトル制御シス
テムであるから説明を省略する。この実施例も前記図２
の実施例と同様に、本出願人の先行出願である特願平５
−１６６９９８号の構成を基礎としている。すなわち、
弱め界磁制御の必要がない場合には損失が最小となる磁
束目標値を与え、弱め界磁制御が必要な場合には、制限
値回路で制限されたφγrlから相電圧の振幅Ｖpmagまで
の伝達特性が定数（ｋms）となるような特性で磁束目標
値を演算するように構成している。

【００５５】図３において、定常損失最小磁束演算回路
１８は、図２と同様に、トルク指令値Ｔe*と誘導モータ
１０の回転速度Ｎから定常状態での損失が最小となる磁
束φγr*を演算する。また制限値回路２１は、図２と同
様に、回転速度Ｎと電源電圧Ｖdcに加えてトルク指令値
Ｔe*にも応じて設定された上限値以下に磁束指令値を制
限する。また、比較器２５は、制限値回路２１の上限値
φlimと定常損失最小磁束演算回路１８の出力φγr*と
の大小関係を判定し、その結果を磁束目標値演算回路２
４に送る。また、磁束目標値演算回路２４は、制限値回
路２１から与えられたφγrlを入力し、磁束目標値φγ
rを演算するが、その際、上記比較器２５の判定結果に
応じて演算特性を切り換えて演算する。すなわち、φγ
r*≦φlimの場合には、過渡損失が最小となる磁束目標
値を出力し、φγr*＞φlimの場合には、過大な電圧指
令値を発生させないような特性（前記のｋms）で磁束目
標値を演算する。

【００５６】その他の部分は、図２の実施例と同様であ
る。本実施例は、磁束目標値演算回路２４において、弱
め界磁制御の必要がない場合と必要な場合とで磁束目標
値の応答特性を変える点に特徴がある。

【００５７】なお、図１〜図３の実施例において、２〜
５、１７〜２５の各部分は、専用のアナログ回路でもよ
いし、或いはコンピュータによる演算処理として構成し
てもよい。また、図１〜の図３の実施例において、直流
電源１４は、リチウムイオン電池のような非水系電解質
二次電池や鉛−酸蓄電池などが用いられるが、最近、電
気自動車用として注目されているリチウムイオン電池
は、内部抵抗が高いため、電源電圧の変動が大きいの
で、従来例の問題点が特に顕著となる。その点、本発明
においては、上記の問題を容易に解決することが出来る
ので、高性能のリチウムイオン電池を電気自動車用とし
て有効に活用することが可能になる。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
発明においては、定常状態のみしか考慮していない従来
の界磁弱め演算の後に、誘導機の回転子磁束目標値φγ
rから相電圧Ｖpmagまでの伝達特性の逆伝達特性ｋms／
Ｇmを有する磁束補償手段を設けるように構成したこと
により、磁束補償手段の入力から相電圧の振幅Ｖpmagま
での伝達特性がｋms（一定値）となり、電源電圧や回転
速度が急変化した場合にも正確なベクトル制御が可能と
なる。また、弱め界磁制御が必要ない場合には損失が最
小となる磁束目標値を与え、損失最小演算によって求め
た磁束指令値φγrmが磁束の上限値φγrlよりも大きい
場合には、その差（φγrm−φγrl）を伝達特性がｋms
／Ｇmである磁束補償手段に入力し、その出力をφγrm
から減算した値をベクトル制御演算に用いる磁束目標値
するように構成したことにより、界磁弱めの必要が無い
場合には過渡損失が最小となるような磁束変化をし、界
磁弱めが必要な場合には出力電圧がＶmax以上にならな
いような磁束変化をする制御系を実現することが出来
る。したがって、良好な効率が得られると共に電源電圧
や回転速度の急変化等が発生した場合にもベクトル制御
を可能とする制御系を得ることができる。また、請求項
２または請求項３に記載の発明においては、磁束目標値
演算回路において、弱め界磁制御の必要がない場合と必
要な場合とで磁束目標値の応答特性を変えるように構成
したことにより、請求項１と同様の効果が得られる。ま
た、請求項４に記載の発明においては、内部抵抗が高い
ため、電源電圧の変動が大きいリチウムイオン電池を用
いても良好なベクトル制御が可能になるので、高性能の
リチウムイオン電池を電気自動車用として有効に活用す
ることが出来る、という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のブロック図。

【図２】本発明の第２の実施例のブロック図。

【図３】本発明の第３の実施例のブロック図。

【図４】誘導機のＴ形等価回路図。

【図５】誘導機をベクトル制御した場合における回転子
磁束と相電圧の関係を出力トルクをパラメータとして示
す特性図。

【図６】誘導機をベクトル制御した場合の回転子磁束と
相電圧の関係を回転速度をパラメータとして示す特性
図。

【図７】誘導機の出力トルクと回転速度の関係を示す特
性図。

【図８】誘導機をベクトル制御した場合の回転子磁束の
上限値を電源電圧をパラメータとして示す特性図。

【図９】誘導機をベクトル制御した場合の回転子磁束の
上限値を出力トルクをパラメータとして示す特性図。

【図１０】励磁電流ｉγsとトルク電流ｉδsとの関係を
示す特性図。

【図１１】誘導機駆動システムの概略構成を示すブロッ
ク図。

【図１２】制御系の伝達特性と補償器を示すブロック
図。

【図１３】図１の実施例における動作波形を示す図。

【図１４】図２の実施例における動作波形のシミュレー
ション結果を示す図。

【図１５】従来装置における動作波形のシミュレーショ
ン結果を示す図。

【図１６】誘導モータの回転速度に対する最高効率で駆
動するための磁束と、磁束の上限値との関係を示す特性
図。

【符号の説明】

１…アクセルセンサ １４…直流電源 ２…定常損失最小磁束演算回路 １５…電圧センサ ３…磁束リミッタ １６…電流センサ ４…補償器 １７…トルク目標
値演算回路 ５…トルクリミッタ １８…定常損失最
小磁束演算回路 ６…ベクトル制御演算器 １９…磁束目標値
演算回路 ７…電流制御器 ２０…減算器 ８…座標変換器 ２１…制限値回路 ９…ＰＷＭインバータ ２２…減算器 １０…誘導モータ ２３…差分出力
回路 １１…速度センサ ２４…磁束目標
値演算回路 １２…座標変換器 ２５…比較器 １３…積分演算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−81679（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−245325（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−23085（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02P 6/00 - 6/24 B60L 1/00 - 3/12 B60L 7/00 - 13/00 B60L 15/00 - 15/42

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】与えられたトルク指令値に追従するよう
   に、誘導機に流す一次電流の励磁電流およびトルク電流
   と出力周波数とを誘導機の定数を用いて演算することに
   より、該一次電流と出力周波数とを制御する誘導機のベ
   クトル制御装置において、 少なくとも上記トルク指令値と回転速度とに基づいて、
   誘導機の定常状態における磁束指令値の上限値を設定す
   る上限値設定手段と、 上記トルク指令値から磁束目標値を演算する磁束目標値
   演算手段と、 上記磁束目標値演算手段の出力が上記上限値設定手段の
   出力よりも大きいときに両者の差を出力する差分演算手
   段と、 上記差分演算手段の出力を入力し、ベクトル制御駆動さ
   れた場合における誘導機の磁束目標値から実際に誘導機
   に与えられる相電圧までの伝達特性Ｇmの逆伝達特性１
   ／Ｇmと、該Ｇmと同じ定常ゲインｋmsの特性を有する磁
   束磁束補償手段と、 上記磁束磁束補償手段の出力を上記磁束目標値演算手段
   の出力から減算する減算手段と、 上記トルク指令値に基づいたトルク目標値と、上記減算
   手段の出力と、誘導機の回転速度とに基づいて、励磁電
   流指令値、トルク電流指令値および出力周波数を演算す
   るベクトル制御手段と、 を備えたことを特徴とする誘導機の磁束制御装置。
2. 【請求項２】与えられたトルク指令値に追従するよう
   に、誘導機に流す一次電流の励磁電流およびトルク電流
   と出力周波数とを誘導機の定数を用いて演算することに
   より、該一次電流と出力周波数とを制御する誘導機のベ
   クトル制御装置において、 上記トルク指令値と誘導機の回転速度とに応じて磁束指
   令値を演算する磁束指令値演算手段と、 上記磁束指令値を入力し、誘導機の定常状態における該
   磁束指令値の上限値を設定する上限値設定手段と、 上記上限値設定手段の上限値と上記磁束指令値の大小を
   比較する比較手段と、 上記比較手段の結果に応じて変化する演算特性で磁束目
   標値を演算する磁束目標値演算手段と、 上記トルク指令値に基づいたトルク目標値と、上記磁束
   目標値演算手段の出力と、誘導機の回転速度とに基づい
   て励磁電流指令値、トルク電流指令値および出力周波数
   を演算するベクトル制御手段と、 を備えたことを特徴とする誘導機の磁束制御装置。
3. 【請求項３】上記磁束目標値演算手段は、上記比較手段
   の比較結果が磁束指令値≦上限値の場合には、過渡損失
   が最小となる磁束目標値を出力し、磁束指令値＞上限値
   の場合には、ベクトル制御駆動された場合における誘導
   機の磁束目標値から実際に誘導機に与えられる相電圧ま
   での伝達特性が定数となる応答特性で磁束目標値を演算
   するものである、ことを特徴とする請求項２に記載の誘
   導機の磁束制御装置。
4. 【請求項４】直流電源としてリチウムイオン電池を用
   い、該電池の直流電力を交流電力に変換して上記誘導機
   を駆動することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何
   れかに記載の誘導機の磁束制御装置。