JPH0223085A - 誘導電導機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、電気自動車などに用いる誘導電動機の、制
御方法、特にそのエネルギー効率の改善に関する。

［従来の技術］ 従来から交流電動機のトルク制御として、１次電流を励
磁電流とトルク電流に分解して考えるベクトル制御が広
く行われている。そして、誘導電動機のベクトル制御は
通常励磁電流を一定値としておき、トルク電流を変更し
て出力トルクを制御している。

また、特公昭６１−５９０７１号公報には誘導電動機の
回転数が所定値まで増加した時には、励磁電流を減少さ
せる界磁弱め制御について示されている。

さらに、特開昭５８−４９０９２号公報には、誘導電動
機の低負荷時において、励磁電流を予め定められた一定
の比率で減少し、界磁弱め制御を行うことが示されてい
る。

また、各出力トルク毎に最適な励磁電流値、トルク電流
値を実験により求めておき、この実験データに基づいて
、励磁電流値、トルク電流値を制御する方法も知られて
いる。

そして、前記励磁電流を変化させて誘導電動機を最大効
率で運転するための制御が電気学会回転機研究会資料８
５−３に示されている。

この従来における制御は銅損が最少となるようにすべり
周波数を定め、この回転速度に依存することなく一定に
定められるすべり周波数に応じて励磁電流を変化させる
ことによって誘導電動機を高効率で運転制御するもので
ある。

［発明が解決しようとする課題］ このような従来の誘導電動機の制御方法においては、次
のような課題があった。

（Ａ）励磁電流を一定とする場合は、低負荷時にエネル
ギーの損失が大きいという問題があった。

つまり、励磁電流を一定値とする場合は必要とされる最
大トルクに対応する値に励磁電流を固定する必要がある
。このため、低負荷領域においては、励磁電流が必要以
上に大きくなり、エネルギー損失が大きくなるという問
題があった。そして、特に電気自動車の駆動源としての
誘導電動機のような場合、発進時、急加速時、登り坂走
行時など高負荷の場合が多くある。このため、このよう
な高トルク時に合わせて励磁電流値を設定すると、低ト
ルク時のエネルギーロスが非常に大きくなる。

（Ｂ）特公昭６１−５９０７１号公報記載のように高回
転時に界磁弱め制御を行っても、低負荷時のエネルギー
損失を減少することはできない。

（Ｃ）特開昭５７−４９０９２号公報記載のように、低
負荷時に界磁弱め制御を行えば、ある程度のエネルギー
ロスの改善は図れる。しかし、励磁電流値を最適値にで
きる訳ではなく、十分なエネルギー効率の改善は図れな
かった。また、トルク電流と励磁電流の配分を変更する
と、磁束が励磁電流に対して一次遅れになっていること
に起因して、過渡的にトルクはこれらの積に比例しなく
なり最適化制御と正確なトルク制御が行えなかった。

（Ｄ）最適値を予め求めた実験データによって求める方
法によれば、かなりの場合に適当な励磁電流、トルク電
流の設定が行え、エネルギーロスを減少できる。しかし
、この方法で精度を上げるためには、実験量をそれだけ
多くしなければならず、また実験条件の設定上の都合上
すべての場合に十分な対応をすることは困難であった。

（Ｅ）すべり周波数を銅損最少となるように定め、これ
によって励磁電流を制御する場合、前記すべり周波数の
選択には鉄損成分が無視されており、このために、回転
数によらず、すべり周波数は一定値となっていた。しか
しながら、実際上鉄損成分が相当大きな損失を形成する
ので、この従来の方式では充分に予期した成果を上げる
ことができなかった。

この発明は、このような課項を解決するためになされた
ものであって、すべり角周波数を誘導電動機の特性値か
ら演算算出した銅損及び鉄損を最小とする、回転数に依
存した最適すべり角周波数とした状態で、励磁電流、ト
ルク電流を変更して、出力トルクを制御することによっ
て、常にエネルギー効率を最適に保つことができる誘導
電動機の制御方法を提、供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明の誘導電動機の制御方法は、トルク指令値に基
づいて誘導電動機への電力供給を制御する誘導電動機の
制御方法において、上記誘導電動機の１次側抵抗、２次
側抵抗、相互インダクタンス、２次側リアクタンス及び
鉄損抵抗の各特性値から誘導電動機における銅損及び鉄
損を最小とする最適すべり角周波数を次式によって演算
算出し、ｆＭ　　Ｒ＋Ｒ（Ｌ　　＋１　　）”Ｈ”（こ
こで、ω５ａｔｉｎは最適すべり角周波数、Ｒ１は１次
側抵抗、Ｒ７は２次側抵抗、Ｍは１次側２次側の相互イ
ンダクタンス、Ｒ２は２次側インダクタンス、１２は２
次側漏れインダクタンス。

ＲＭは鉄損抵抗である） 所定のトルク変動領域内においてこのすべり角周波数を
回転数に応じて変化させ、励磁７ば流及びトルク電流を
求め、誘導電動機の出力トルクを上記トルク指令値に応
じたものとすることを特徴とする。

［作用コ この発明によれば、最初に誘導電動機の１次側抵抗、２
次側抵抗、相互インダクタンス、２次側リアクタンス及
び鉄損抵抗の各特性値から該誘導電動機の銅損及び鉄損
を最小とする最適すべり角周波数を回転数に対応させて
演算算出する。

そして、この最適すべり角周波数を用いて、励磁電流及
びトルク電流を変更し、出力トルクをトルク指令に対応
した所定値に制御する。

このように、すべり角周波数を最適すべり角周波数に保
持した状態で、トルク指令値に応じて励磁電流及びトル
ク電流の両方を変更するので、全回転域において、エネ
ルギー効率の最適化制御が行え、高負荷及び低負荷領域
の両方においてエネルギー損失を最小限に抑えることが
できる。

［実施例］ 二〇発明に係る誘導電動機の制御方法を適用した電気自
動屯の一実施例について図面に基づいて説明する。

バッテリー０からの直流電力は、インバータ主回路１２
のスイッチングトランジスタ（図示せず）のスイッチン
グ制御によって、所定の交流電力に変換され、誘導電動
機１４に供給される。そして、誘導電動機１４か駆動制
御されることによって、電気自動車が走行制御される。

この誘導電動機１４の回転数ωｒはタコジェネレータ１
６によって検出される。そして、この回転数ωｒは磁束
Φ２指令回路１８に供給される。

この磁束Φ２指令回路１８は、トルク指令値＊ Ｔｑ　から求めた２次磁束Φ２をベクトル制御回路１０
０に供給するとともに、ωＳ　指令回路２０に供給する
。

ここで、この磁束Φ２指令回路１８にはトルク指令値Ｔ
ｑ　から計算によって求められた２次磁束Φ２が供給さ
れるが、この発明では２次磁束Φ２の算出に最適すべり
角周波数演算回路２２によって得られた最適すべり角周
波数ωｓ　ｗｉｎを利用する。そこで、この最適すべり
角周波数ωｓ　ｍｉｎの算出について説明する。

この最適すべり角周波数の０５ｍ１ｎの算出は、誘導電
動機１４の銅損及び鉄損が最小となることを基本とする
。そして、２次磁束が飽和しない範囲内では、すべり角
周波数ωＳをこの演算によって得た回転数に応じて変化
する特定のすべり角周波数、つまり最適すべり角周波数
ωｓ　１Ｉｌｉｎに保持するのである。

また、トルク応答性をベクトル制御と同等とする為、励
磁電流Ｉ　を２次磁束Φ２を微分することによって求め
る。このようにすることによって、トルク指令ＴＱ　　
が変化した場合にもトルク出力を正確に制御できるよう
になる。

そして、誘導電動機１４を２軸変換した場合の等価回路
を第２図に示す。これによれば、次のような関係が成立
つことが分る。

ｉｄ−［Φ　＋に−ｄ／ｄｔ（Φ２））７Ｍ ｉ　ｑｌｗＫ・ωＳ＠Φ２／Ｍ １・ ｉ　　ｄ　−−（１／Ｒ）　Ｘｄ／ｄｔ　（Φ２）ｉ　
　ｑｓ＋＋−ωＳ・Φ２／Ｒ２ ここで、ｉｄは１次側励磁電流でＩ。に対応するもので
あり、１１ｑは１次側トルク電流でＩｔに対応するもの
であり、ｉｄは、１２ｑはそれぞれ２次側の励磁方向電
流、トルク方向電流である。又、ωＳはすべり角周波数
、Ｋは２次側インダクタンスＲ２と２次側漏れインダク
タンスの和を２次側抵抗Ｒ２で除算したもの（Ｋ−（Ｌ
２＋Ｊり／Ｒ）、Φ２は２次側磁束である。

また、出力トルクＴは、 Ｔ填Φ２φ１２ｑ であり、これをすべり周波数ωＳを使って表せば次のよ
うになる。

Ｔ−ωＳΦ　２・Ｒ ここで、誘電電動機１４における抵抗への電流流通の際
の銅損及び鉄損を含んだエネルギー損失しは、各成分の
電流の２乗に抵抗を乗算して得られる。そして、定常状
態ではｄΦ／ｄｔが０となるので損失しは次式で表され
る。

、２２ Ｌ−ｉ、ｄ　　（Ｒ，＋ＲＭ）＋ｔ、ｑ　　Ｒ。

−Ｔ［（１＋（Ｌ　　＋Ｊｌ　　）２／Ｍ２ｘＲ／ＲＩ
　ＣＬＪＳ＋　（Ｒ１＋ＲＭ）Ｒ２７Ｍ２ Ｘｉ／ωＳ］ ここでＲＭは鉄損抵抗を示す。

この損失りを最小にするωＳ、つまり最適すべり角周波
数ωｓ　ｗｉｎを求める為には、この損失りをωＳで微
分し、これが０となるωＳを求めればよい。このように
して、最適すべり角周波数ω５ＩＩｉｎが次式のように
求められる。

０５ｍ１ｎ　−［（Ｒ＋Ｒ）　Ｒ２／　（Ｍ２１　　　
Ｍ　　２ ・Ｒ＋Ｒ（Ｌ　　＋Ｊり２）］　　０°５このようにし
て求めた最適すべり角周波数ω５ｗ１ｎは回転数ωｒに
対応して変化し、過渡期間を含めてすべり角周波数ωＳ
をこの最適すべり角周波数ωｓ　ｆｆ１ｉｎに保持すれ
ば、損失りを最小限とした状態での制御が行えることに
なる。

そこで、最適すべり角周波数演算回路２２は上述のよう
に誘導電動機１４の特性値から最適すべり角周波数ω５
ＩＩｉｎを演算算出している。

前記誘導電動機１４の各特性定数は現実的にはモータ温
度あるいはモータ回転数によって変化し、例えば−次抵
抗Ｒ１，Ｒ２は温度上昇と共に増加し、また鉄損抵抗Ｒ
Ｍは回転数の増加と共に増加する。従って、演算回路２
２はトルク指令値Ｔｑ＊に対してモータ温度及びモータ
回転数から前記各モータ特性定数を決定し、これに基づ
いて最適すべり角周波数ωｓ　ｗｉｎを演算する。

前述したごとく、本発明において特徴的なことは、従来
モータ効率に対して無視されていた鉄損を考慮するため
に鉄損抵抗ＲＭを最適すべり角周波数ωｓ　ｗｉｎを求
めるために演算項目として採用したことであり、第４図
には無負荷試験と拘束試験とにより実験的に求めた鉄損
抵抗ＲＭの一例が示され、図示のごとく回転数の増加と
共に鉄損抵抗が増加していることが理解される。

前述したごとく本発明によれば、前記鉄損抵抗ＲＭは第
２図から明らかなごとく、ｄ軸−次側にのみ挿入され、
ｑ軸−次側には鉄損成分を入れることなく、これによっ
て演算回路２２の演算は極めて容易に行われる。

そして、この最適すべり角周波数ωｓ　ｗｉｎは除算器
２４に供給されるが、この除算器２４には乗算器２６で
２次側抵抗Ｒ２が乗算されたトルク指令値Ｔｑ　が供給
され、ここでこれらの割算が行なわれる。この演算結果
はルート演算器２８にてさらに演算され２次磁束Φ２が
算出され、これが磁束Φ２指令回路１８に供給される。

つまり、２次磁束Φ２は次式によって演算算出される。

０．５ 中２−（Ｔｑ　　−Ｒ２／（ｌＪｓ１１１１＋また、磁
束Φ２指令回路１８及びωＳ　指令回路２０においては
、このようにして得られた２次磁束Φ２を予め求められ
ている最大磁束ΦＷａＸと比較する。これは、出力電圧
には上限があり、また磁束密度が飽和に達するとそれ以
上２次磁束Φ２を大きくできないため、これらを考慮し
た限界値ΦＷａＸを予め記憶しておき、これと計算にょ
って求められた２次磁束Φ２を比較し出力する２次磁束
指令値Φ２＊が最大磁束Φｆｆ１ａＸを越えないように
するためである。

つまり、磁束Φ２指令回路１８は２次磁束Φ２が最大磁
束Φｍａｘより大きい場合は、２次磁束指令値Φビとし
て２次磁束Φ２に代えて最大磁束Φｗａｘを出力する。

Φ２＊ｍΦｉ＋ａｘ また、ωＳ　指令回路２０は２次磁束Φ２が最大磁束Φ
ｌｌ１ａｘより大きい場合は、すべり角周波数指令値ω
Ｓ　として最適すべり角周波数ωｓ　ｍｉｎに代えて次
の値を出力する。

＊　　　　　　　２ ωｓ　諺Ｒ２・Ｔｑ　／Φｌｌ１ａｘ このように、２次磁束が最大値になった時はこれを一定
としたまますべり角周波数指令値ωＳ＊を変更すること
によって、従来技術と同様の出力トルクへの追従が自動
的に行える。

次に、ペター・ル制御部１００について説明する。

このベクトル制御部１００の構成は、従来から知られて
いるものと同様であり、ここにはトルク指＊ 令値Ｔｑ　、２次磁束指令値Φ２　及び回転数ω「にす
べり角周波数指令値ωＳ　を加算器３２で＊ 加算して得た電源角周波数ω。　が供給される。

そして、インバータ主回路１２ヘインバータ制御指令値
ｉｕ　　　ｒｖ　　　ｔｗ　　を供給する。

除算器４２にはトルク指令値Ｔｑ＊と２次磁束＊ 指令値Φ　　が供給され、ここでＴｑ　／Φ２の除算が
行われる。そして、この演算結果は定数乗算器４４に供
給され、ここで定数が乗算され、トルク電流指令値Ｉｔ
＊が演算算出され、これが２／３相変換器４６に供給さ
れる。これによって、トルク電流指令は次式のようにな
る。

Ｉｔ　　−ｃ”ｒｑ　　／Φ２＊） Ｘ（Ｌ２＋Ｊ！２）７Ｍ ここで、Ｌ２は誘導電動機１４の２次側インダクタンス
・、１□は誘導電動機１４の２次側漏れインダクタンス
、Ｍは誘導電動機１４の１次側と２次側の相互インダク
タンスである。

また、定数乗算器４８には、２次磁束指令値Φ　ゝが供
給され、ここで１／Ｍが乗算される。

そして、この結果は２次磁束指令値Φ２＊が定数乗算器
５０、微分器５２を経て加算器５４に供給される結果と
加算され、励磁電流指令値！。＊が算出される。つまり
、励磁電流指令は次のようになる。

＊　　　　　　　　　＊ １　　−（Φ２７Ｍ） ＊ 一＋−ａ／ｄｔ（（Φ２７Ｍ） Ｘ（Ｌ　　＋Ｊｌ　　）／Ｒ２１ さらに、除算器５６には除算器４２の演算結果及び磁束
Φ２指令回路１Ｂからの２次磁束指令値Φ２＊が供給さ
れ、ここでこれらの除算が行われる。そして、この除算
器５６の演算結果は定数乗算器５８で誘導電動機１４の
２次側抵抗Ｒ２が乗算され、その結果算出されるすべり
角周波数ωＳをωＳ　指令回路２０に供給する。ここで
、このすべり角周波数ωＳは次のようになる。

＊２ ω５−Ｔｑ　　ｘＲ２／Φ２ ωＳ　指令回路２０は２次磁束指令Φ２が最大磁束Φｗ
ａｘより小さい場合は、最適すべり角周波数ω５ｍ１ｎ
をすべり角周波数指令ωＳ＊として出力し、２次磁束指
令Φ２が最大磁束Φａ＋ａＸより大きい場合は、上記演
算結果のすべり角周波数指令ωＳをすべり角周波数指令
ωＳ　として出力する。

この出力値は、加算器３２で回転数ωｒが加算され、電
源周波数ω。　として２／３相変換器４６に供給される
。

２／３相変換器４６は、人力されたトルク電流指令Ｉｔ
　　、励磁電流指令■。　及び電源周波数ω　８よりイ
ンバータ主回路におけるスイッチフロ グを制御する３相電流指令値ｉｕ　　、、ｌｖｔｗ　　
を出力する。

このような第１図に示す例の動作をまとめると、第３図
に示すフローチャート図のようになる。

このように、２次磁束Φ２が最大磁束ΦｒＡａＸより小
さい場合は銅損及び鉄損を最小とするように最適すべり
角周波数ω５ｍ１ｎを回転数に応じて変化させた最適効
率制御が行われ、２次磁束が最大＊ 磁束Φｆｆ１ａＸを越えた場合は２次磁束指令値Φ２を
最大磁束Φｆｆ１ａＸに固定した従来と同様の処理が行
われる。

以上のように、本発明によれば、最適すべり角周波数ω
５ｍＩｎを銅損及び鉄損の両者を最小にするように決定
するので、従来よりさらに高い効率を達成可能である。

第５図には本発明における最適すべり角周波数ωｓ　ｌ
ｌ１ｉｎのモータ回転数に対する特性が示され、従来は
最適すべり角周波数を制御に用いた場合においても、こ
の周波数が一定値であったが、本発明によれば、前述し
たごとく鉄損抵抗ＲＭを考慮しているために、回転数の
増加に従って最適すべり角周波数ω５ａｔｉｎも増加し
ていることが理解される。

［発明の効果コ 以上のように、この発明に係る誘導電動機の制等方法に
よれば、すべり角周波数を銅損及び鉄損を最小とできる
最適すべり角周波数とすることによって、エネルギー損
失の少ない制御が達成される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に係る誘導電動機の制御方
法を適用したシステムのブロック図、第２図は同実施例
の誘導電動機１４の等価回路図、 第３図は同実施例の動作を示すフローチャート図、 第４図は同実施例における鉄損抵抗と回転数との特性を
示す特性図、 第５図は同実施例における最適すべり角周波数と回転数
との特性を示す特性図である。 １０　・・・　バッテリ １２　・・・　インバータ主回路 １４　・・・　誘導電動機 １６　・・・　タコジェネレータ １８　・・・　磁束Φ２指令回路 第１図 ｃ制！５＊［！ｌ用 ωＳ＊指令回路 最小すべり角周波数演算回路 鉄損抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 トルク指令値に基づいて誘導電動機への電力供給を制御
   する誘導電動機の制御方法において、上記誘導電動機の
   １次側抵抗、２次側抵抗、相互インダクタンス、２次側
   リアクタンス及び鉄損抵抗の各特性値から誘導電動機に
   おける銅損及び鉄損を最小とする最適すべり角周波数を
   次式によって演算算出し、 ωｓｍｉｎ＝［（Ｒ＿１＋Ｒ＿Ｍ）Ｒ＿２＾２／｛Ｍ＾
   ２Ｒ＿２＋Ｒ＿１（Ｌ＿２＋ｌ＿２）＾２｝］＾０＾．
   ＾５（ここで、ωｓｍｉｎは最適すべり角周波数、Ｒ＿
   １は１次側抵抗、Ｒ＿２は２次側抵抗、Ｍは１次側２次
   側の相互インダクタンス、Ｌ＿２は２次側インダクタン
   ス、ｌ＿２は２次側漏れインダクタンス、Ｒ＿Ｍは鉄損
   抵抗である） 所定のトルク変動領域内においてこのすべり角周波数を
   回転数に応じて変化させ、励磁電流及びトルク電流を求
   め、誘導電動機の出力トルクを上記トルク指令値に応じ
   たものとすることを特徴とする誘導電動機の制御方法。