JPS6016199B2 - インバ−タの制御方法 - Google Patents
インバ−タの制御方法Info
- Publication number
- JPS6016199B2 JPS6016199B2 JP56189976A JP18997681A JPS6016199B2 JP S6016199 B2 JPS6016199 B2 JP S6016199B2 JP 56189976 A JP56189976 A JP 56189976A JP 18997681 A JP18997681 A JP 18997681A JP S6016199 B2 JPS6016199 B2 JP S6016199B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- voltage
- output
- motor
- torque
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
０１発明の技術分野
本発明はパルス幅変調により、直流電源からの直流電圧
を交流可変電圧に変換して交流電動機を駆動するィンバ
ータの制御方法に関する。
を交流可変電圧に変換して交流電動機を駆動するィンバ
ータの制御方法に関する。
‘２｝ 従来技術
ィンバー外こより、交流電動機、例えば譲導電動機を駆
動する場合、電動機の不安定現象を抑制したり、電圧降
下分を補正して低速回転時の出力特性を向上させたり、
またヘルパー運転のとき、垂下特性を良好にする等のた
め、従来は例えば負荷電流として電動機電流を検出し、
ィンバータ電圧により同期整流し、有効電流分即ちトル
クを検出し、これを帰還して制御を用いていた。
動する場合、電動機の不安定現象を抑制したり、電圧降
下分を補正して低速回転時の出力特性を向上させたり、
またヘルパー運転のとき、垂下特性を良好にする等のた
め、従来は例えば負荷電流として電動機電流を検出し、
ィンバータ電圧により同期整流し、有効電流分即ちトル
クを検出し、これを帰還して制御を用いていた。
第１図は従来のィンバ−夕の制御方法に用いられる袋贋
の一例を示したものである。
の一例を示したものである。
直流電源１からの直流電圧が、６個のスイッチＳ，〜Ｓ
６から成るインバータ２に餅繋合され、該ィンバータ２
に対するパルス幅変調（以ＴＰＷＭという）制御により
、可変電圧可変周波数の交流電圧に変換され、負荷電動
機３に供Ｖ給される。インバータ２から負荷電動機３に
供給される電流は電流検出器４，５，６により検出され
る。一方、周波数設定器７により設定されるインバータ
周波数を示す信号は、クッション回路８を通って周波数
基準信号となり、電圧／周波数変換器（以下Ｖ／Ｆ変換
器という）９により、ィンバータ周波数に比例した周波
数の信号に変換される。カゥンタ１０‘ま、この信号を
受け、１２００ずつ位相の異なった３相信号を波形合成
回路１１に供給する。一方、電圧基準発生器１２の出力
と、ＰＷＭ用三角波発生器の出力とが、比較器１４によ
り比較され、ＰＷＭ用パルスに変換された後波形合成回
路１１に入力される。波形合成回路１１は、カウンタ１
０からのィンバータ周波数の３相出力信号と、比較器１
４からのＰＷＭパルスとを受け、これれを合成して６相
の信号を駆動回路１５に供給する。駆動回路１５は、入
力された信号を増幅し、入力側と絶縁された駆動信号を
ィンバータ２の各スイッチＳ，〜Ｓ６に供給する。同期
整流回路１６は、電流検出器４，５，６からの電動機電
流の検出信号と、カゥン夕１０から得られるィンバータ
電圧位相信号とを受けて同期整流し、有効電流分（ほゞ
トルク分に相当する）を検出する。
６から成るインバータ２に餅繋合され、該ィンバータ２
に対するパルス幅変調（以ＴＰＷＭという）制御により
、可変電圧可変周波数の交流電圧に変換され、負荷電動
機３に供Ｖ給される。インバータ２から負荷電動機３に
供給される電流は電流検出器４，５，６により検出され
る。一方、周波数設定器７により設定されるインバータ
周波数を示す信号は、クッション回路８を通って周波数
基準信号となり、電圧／周波数変換器（以下Ｖ／Ｆ変換
器という）９により、ィンバータ周波数に比例した周波
数の信号に変換される。カゥンタ１０‘ま、この信号を
受け、１２００ずつ位相の異なった３相信号を波形合成
回路１１に供給する。一方、電圧基準発生器１２の出力
と、ＰＷＭ用三角波発生器の出力とが、比較器１４によ
り比較され、ＰＷＭ用パルスに変換された後波形合成回
路１１に入力される。波形合成回路１１は、カウンタ１
０からのィンバータ周波数の３相出力信号と、比較器１
４からのＰＷＭパルスとを受け、これれを合成して６相
の信号を駆動回路１５に供給する。駆動回路１５は、入
力された信号を増幅し、入力側と絶縁された駆動信号を
ィンバータ２の各スイッチＳ，〜Ｓ６に供給する。同期
整流回路１６は、電流検出器４，５，６からの電動機電
流の検出信号と、カゥン夕１０から得られるィンバータ
電圧位相信号とを受けて同期整流し、有効電流分（ほゞ
トルク分に相当する）を検出する。
同期整流回路１６の出力はフィルタ回路１７により平滑
化され、調整抵抗１８により負荷トルクにほゞ比例した
電圧信号となる。この電圧信号は電圧基準発生器１２の
入力側の加算器１２ａでクッション回路８の出力と加算
される。電圧基準発生器１２の出力として得られる蟹圧
基準値は、負荷トルクの増加とともに増加し、これによ
りインバータ出力電圧が上昇する。このようにすること
により、低周波数時における、配線や負荷電動機の巻線
の電圧降下分が補償され、充分なトルクが発生される。
尚直流電流を検出する電流検出器２０は、該電流検出器
２０の出力を受けるレベル検出器２１と協働して、過電
流を検出し、過電流時に駆動回路１５の出力が「オフ」
とすることにより、装置の保護を図るために設けられた
ものである。
化され、調整抵抗１８により負荷トルクにほゞ比例した
電圧信号となる。この電圧信号は電圧基準発生器１２の
入力側の加算器１２ａでクッション回路８の出力と加算
される。電圧基準発生器１２の出力として得られる蟹圧
基準値は、負荷トルクの増加とともに増加し、これによ
りインバータ出力電圧が上昇する。このようにすること
により、低周波数時における、配線や負荷電動機の巻線
の電圧降下分が補償され、充分なトルクが発生される。
尚直流電流を検出する電流検出器２０は、該電流検出器
２０の出力を受けるレベル検出器２１と協働して、過電
流を検出し、過電流時に駆動回路１５の出力が「オフ」
とすることにより、装置の保護を図るために設けられた
ものである。
【３１ 従来技術の問題点
しかるに上記のような装置では、電流検出器が数多〈必
要であるという欠点があった。
要であるという欠点があった。
また、ＰＷＭ制御回路をコンピュータ（例えばマイクロ
コンピュータ）を用いて構成したときコンピュータから
の出力として、インバータ２の６つのスイッチＳ，〜Ｓ
６に対する信号のほか、同期整流のために３組の信号を
出力する必要があり、、回路が複雑になる等の欠点があ
った。‘４１発明の目的 本発明の目的は電流検出を１個の電流検出器で行なうこ
とができ、またＰＷＭ制御回路に多くの出力を発生させ
る必要がなく、従ってＰＷＭ制御回路がコンピュータに
より構成される場合にも好適なィンバータの制御方法を
提供することにある。
コンピュータ）を用いて構成したときコンピュータから
の出力として、インバータ２の６つのスイッチＳ，〜Ｓ
６に対する信号のほか、同期整流のために３組の信号を
出力する必要があり、、回路が複雑になる等の欠点があ
った。‘４１発明の目的 本発明の目的は電流検出を１個の電流検出器で行なうこ
とができ、またＰＷＭ制御回路に多くの出力を発生させ
る必要がなく、従ってＰＷＭ制御回路がコンピュータに
より構成される場合にも好適なィンバータの制御方法を
提供することにある。
風 発明の構成
本発明は、パルス幅変調により、直流電源からの直流電
圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して交流電動
機を駆動するィンバータの制御方法において、前記直流
電源の出力電流を検出する電流検出器と、前記パルス幅
変調の変調比率を示す信号を発生する回路とを設け、前
記電流検出器で検出された前記直流電源の出力電流を前
記変調比率で除して、前記電動機負荷トルクを算出し、
該トルクに基いてィンバータの電圧または周波数の目標
値を定めるィンバータの制御方法を提供するものである
。
圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して交流電動
機を駆動するィンバータの制御方法において、前記直流
電源の出力電流を検出する電流検出器と、前記パルス幅
変調の変調比率を示す信号を発生する回路とを設け、前
記電流検出器で検出された前記直流電源の出力電流を前
記変調比率で除して、前記電動機負荷トルクを算出し、
該トルクに基いてィンバータの電圧または周波数の目標
値を定めるィンバータの制御方法を提供するものである
。
‘６１ 発明の実施例
第２図は本発明の一実施例を示したものである。
同図において、第１図と同様の部村は同一の符号により
示されており、これらについての説明は省略する。直流
電源１からィンバータ２に供給される直流電流ｌｄｃを
検出する電流検出器２０の出力信号はフィル夕２２によ
り平滑化され、割算器２３に供給される。
示されており、これらについての説明は省略する。直流
電源１からィンバータ２に供給される直流電流ｌｄｃを
検出する電流検出器２０の出力信号はフィル夕２２によ
り平滑化され、割算器２３に供給される。
割算器２３は、フィル夕２２からの信号を、電圧基準発
生器１２の出力、即ちＰＷＭの制御率はで割り、出力１
７を発生する。この出力は、後述のように、ほゞ負荷ト
ルクに比例するものである。割算器２３の出力は、調整
抵抗１８を経て電圧基準発生器１２に供給される。従っ
て、負荷トルクが増加すると、負荷トルクに比例した電
圧が電圧基準に加算されて、ィンバータ電圧を上昇させ
、電動機の内部インピーダンス（ィンバータから電動機
までのインピーダンスを含む）による電圧降下（ィンバ
ータの周波数が低い範囲では抵抗分による電圧降下が大
半である）が補正される。これにより、負荷電動機の逆
起電圧が‘まゞ一定になるように制御される。演算増幅
器２４は、割算器２３の出力を受け、その極性を反転し
、または反転せずに出力する。
生器１２の出力、即ちＰＷＭの制御率はで割り、出力１
７を発生する。この出力は、後述のように、ほゞ負荷ト
ルクに比例するものである。割算器２３の出力は、調整
抵抗１８を経て電圧基準発生器１２に供給される。従っ
て、負荷トルクが増加すると、負荷トルクに比例した電
圧が電圧基準に加算されて、ィンバータ電圧を上昇させ
、電動機の内部インピーダンス（ィンバータから電動機
までのインピーダンスを含む）による電圧降下（ィンバ
ータの周波数が低い範囲では抵抗分による電圧降下が大
半である）が補正される。これにより、負荷電動機の逆
起電圧が‘まゞ一定になるように制御される。演算増幅
器２４は、割算器２３の出力を受け、その極性を反転し
、または反転せずに出力する。
演算増幅器２３の出力はクッション回路８の入力側の減
算器８ａに入力される。演算増幅器２４が、割算器２３
の出力の極性性を反転しないとき、即ち割算器２３の出
力ＩＴの増加に伴って周波数を下げるように加えられた
ときには、負荷電動機３は垂下特性を持つことになる。
即ち、電動機の負荷トルクが増加すると、トルク出力１
丁が増加し、周波数設定器７の入力を打ち消す方向（極
性）の入力が増すので、負荷トルクが増加するとィソバ
ー夕周波数は低下し電動機速度も低下する特性即ち負荷
トルクに対して垂下特性を持つ速度制御となる。逆に演
算２４が、割算器２３の出力の極性を反転するとき、即
ち割算器２３の出力ＩＴの増加に伴って周波数を上げる
ように加えられたときには、負荷電動機が誘導電動機の
場合にすべり周波数を補正することとなり、負荷変動に
よる速度変化を補償することができる。即ち、電動機の
負荷トルクが増加すると、負荷電動機として誘導電動機
を使用した場合、すべり分だけ電動機速度が低下する。
そこで、負荷トルク検出信号を周波数設定器７の出力に
加算することにより、誘導電動機に供給されるィンバー
タ周波数は、負荷トルクと共に増加し、前記加算分を“
すべり”周波数分に合わせることにより負荷変動による
速度変化を補償することが可能となる。以下割算器２３
により、トルクに比例する出力信号を求める方法につい
て述べる。直流電圧Ｖｄｃ、直流電源ｌｄｃ、交流電圧
をＶａｃ、交流電流をｌａｃ、負荷の力率をｃｏｓＪ、
直流側電力をＰ，ＰＷＭの変調率をＱ、系数をＫ，．Ｋ
２とすれば、下記の‘１’式が成立する。
算器８ａに入力される。演算増幅器２４が、割算器２３
の出力の極性性を反転しないとき、即ち割算器２３の出
力ＩＴの増加に伴って周波数を下げるように加えられた
ときには、負荷電動機３は垂下特性を持つことになる。
即ち、電動機の負荷トルクが増加すると、トルク出力１
丁が増加し、周波数設定器７の入力を打ち消す方向（極
性）の入力が増すので、負荷トルクが増加するとィソバ
ー夕周波数は低下し電動機速度も低下する特性即ち負荷
トルクに対して垂下特性を持つ速度制御となる。逆に演
算２４が、割算器２３の出力の極性を反転するとき、即
ち割算器２３の出力ＩＴの増加に伴って周波数を上げる
ように加えられたときには、負荷電動機が誘導電動機の
場合にすべり周波数を補正することとなり、負荷変動に
よる速度変化を補償することができる。即ち、電動機の
負荷トルクが増加すると、負荷電動機として誘導電動機
を使用した場合、すべり分だけ電動機速度が低下する。
そこで、負荷トルク検出信号を周波数設定器７の出力に
加算することにより、誘導電動機に供給されるィンバー
タ周波数は、負荷トルクと共に増加し、前記加算分を“
すべり”周波数分に合わせることにより負荷変動による
速度変化を補償することが可能となる。以下割算器２３
により、トルクに比例する出力信号を求める方法につい
て述べる。直流電圧Ｖｄｃ、直流電源ｌｄｃ、交流電圧
をＶａｃ、交流電流をｌａｃ、負荷の力率をｃｏｓＪ、
直流側電力をＰ，ＰＷＭの変調率をＱ、系数をＫ，．Ｋ
２とすれば、下記の‘１’式が成立する。
ｐ＝Ｖｄｃ．ｌｄｃニノ３Ｖａｃ・ｌａｃｃｏｓで
・・・ｍｌａｃｃｏｓＪは有効分電流１丁に等しい。
・・・ｍｌａｃｃｏｓＪは有効分電流１丁に等しい。
ＰＷＭ制御を行なう場合には、Ｖａｃ主Ｋ，・Ｖｄｃ・
ｏ となる。
ｏ となる。
従って、Ｖｄｃ．ｌｄｃ±ノ３Ｋ・Ｖｄｃ・Ｑ・ＩＴ
・・・‘２｝よつて・Ｔ≠Ｋ２！髪 ‐
‐‐‐‐‐‘３’ィンバータ周波数をｆ、負荷電動機の
回転数をＮとすれば、Ｎとｆとの間にはほゞ比例関係が
成立する。
・・・‘２｝よつて・Ｔ≠Ｋ２！髪 ‐
‐‐‐‐‐‘３’ィンバータ周波数をｆ、負荷電動機の
回転数をＮとすれば、Ｎとｆとの間にはほゞ比例関係が
成立する。
また、Ｖａｃは一般にｆに比例するように制御される。
従って、電動機のトルクをＴとすればＰ広Ｎ，Ｔ〒ｆ
，ＴはＶａＣ．Ｔ ，．，，．，【４｝ｍ式と■
式とを比べればＴはｌａＣＣＯＳＯ＝ＩＴにほゞ比例す
るものであることが分かる。
従って、電動機のトルクをＴとすればＰ広Ｎ，Ｔ〒ｆ
，ＴはＶａＣ．Ｔ ，．，，．，【４｝ｍ式と■
式とを比べればＴはｌａＣＣＯＳＯ＝ＩＴにほゞ比例す
るものであることが分かる。
このように、第２図に示した装置により、直流電流ｌｄ
ｃを変調率Ｑで割り、所定の係数Ｋ２を掛けることによ
り、トルクＴにほ）、比例する有効分電流ＩＴを示す信
号を得ることができる。従って、この信号に塞いて電圧
降下分の補償や、すべり周波数分の補償をすることによ
り電動機の制御を簡単な構成で良好に行なうことができ
る。尚直流電流士ｄを変調率Ｑで除することにより、ほ
ぼトルクに比例した出力ＩＴを得ることが可能なことは
、‘１）〜■式およびそれに関する説明から明らかであ
るが、これをより分かりやすくするため第６〜８図を参
照して定性的な説明をする。第６図は、チョッバ回路で
直流電動機を駆動した場合を示したものである。チョツ
パ用スイッチＳＩとＩＪアクトルＬおよびフリーホイー
ルダイオードＦＤによる周知のチョッパ回路により永久
磁石を界磁とした直流電動機Ｍを駆動する場合を考える
。直流電動機Ｍの電機子電流をｌａとすると直流電動機
Ｍの発生するトルクは、ｌａに比例する。この時直流電
源Ｂに流れる電流ｌｄは、第７図に示すようにくし形と
なり、通電時間をち、その周期を示す時間をｔ２とする
と変調率Ｑ‘ま毒で表わされる。直流電流１ｄの平均値
（フィルタしたもの）１舷ｖはｌａ・Ｑとなる。第８図
にｌａ一定の場合のＱとｌｄの平均値ｌｄａｖを示す。
かくして、ね・ＱをＱで除すればｌａ良０ちトルクＴに
比例した出力ＩＴが得られる。第２図のように交流電動
機を駆動した場合は３相になることと、電流に力率の要
素が瞬時的には加わるが、フィル夕により平均値化すれ
ば直流電動機を駆動した場合と基本的に変らないことは
、その動作原理より明らかである。
ｃを変調率Ｑで割り、所定の係数Ｋ２を掛けることによ
り、トルクＴにほ）、比例する有効分電流ＩＴを示す信
号を得ることができる。従って、この信号に塞いて電圧
降下分の補償や、すべり周波数分の補償をすることによ
り電動機の制御を簡単な構成で良好に行なうことができ
る。尚直流電流士ｄを変調率Ｑで除することにより、ほ
ぼトルクに比例した出力ＩＴを得ることが可能なことは
、‘１）〜■式およびそれに関する説明から明らかであ
るが、これをより分かりやすくするため第６〜８図を参
照して定性的な説明をする。第６図は、チョッバ回路で
直流電動機を駆動した場合を示したものである。チョツ
パ用スイッチＳＩとＩＪアクトルＬおよびフリーホイー
ルダイオードＦＤによる周知のチョッパ回路により永久
磁石を界磁とした直流電動機Ｍを駆動する場合を考える
。直流電動機Ｍの電機子電流をｌａとすると直流電動機
Ｍの発生するトルクは、ｌａに比例する。この時直流電
源Ｂに流れる電流ｌｄは、第７図に示すようにくし形と
なり、通電時間をち、その周期を示す時間をｔ２とする
と変調率Ｑ‘ま毒で表わされる。直流電流１ｄの平均値
（フィルタしたもの）１舷ｖはｌａ・Ｑとなる。第８図
にｌａ一定の場合のＱとｌｄの平均値ｌｄａｖを示す。
かくして、ね・ＱをＱで除すればｌａ良０ちトルクＴに
比例した出力ＩＴが得られる。第２図のように交流電動
機を駆動した場合は３相になることと、電流に力率の要
素が瞬時的には加わるが、フィル夕により平均値化すれ
ば直流電動機を駆動した場合と基本的に変らないことは
、その動作原理より明らかである。
第３図ａは第２図の割算器２３として用い得る回る回路
の一例を示したものである。
の一例を示したものである。
同図に示すように、鶏算器３０によりＩＴ・Ｑを求め、
抵抗３１および３２により、ＩＴ・はとｌｄｃとを比較
し、演算増幅器３３、抵抗３４、コンデンサ３５からな
る積分増幅回路で増幅制御するとＩＴ・Ｑ＝ｌｄｃとな
り、ｌｄｃ／Ｑ＝ＩＴを出力として得ることができる。
‘７｝ 発明の変形例 第３図ｂは、第２図の割算器２３の異なる例を示したも
のである。
抵抗３１および３２により、ＩＴ・はとｌｄｃとを比較
し、演算増幅器３３、抵抗３４、コンデンサ３５からな
る積分増幅回路で増幅制御するとＩＴ・Ｑ＝ｌｄｃとな
り、ｌｄｃ／Ｑ＝ＩＴを出力として得ることができる。
‘７｝ 発明の変形例 第３図ｂは、第２図の割算器２３の異なる例を示したも
のである。
この例の割算器２３は、第２図のＰＷＭ制御回路（回路
８〜１４を含む）がコンピュータ（例えばマイクロコン
ピュータ）により形成された場合に好適なものである。
即ち、ＰＷＭ制御回路がコンピュータにより形成された
場合、値Ｑを直接示す信号を得られないことがある。こ
の場合には、第３図ａの掛算回路３０の代りに抵抗３１
Ａ，３１８，３１Ｃと電気弁３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃと
を用いる。第５図ａに示すように、ＰＷＭの変調用三角
波ｅｔと、相電圧基準ｕ，ｖ，ｗとを比較することによ
り得られる。
８〜１４を含む）がコンピュータ（例えばマイクロコン
ピュータ）により形成された場合に好適なものである。
即ち、ＰＷＭ制御回路がコンピュータにより形成された
場合、値Ｑを直接示す信号を得られないことがある。こ
の場合には、第３図ａの掛算回路３０の代りに抵抗３１
Ａ，３１８，３１Ｃと電気弁３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃと
を用いる。第５図ａに示すように、ＰＷＭの変調用三角
波ｅｔと、相電圧基準ｕ，ｖ，ｗとを比較することによ
り得られる。
中性点に対するィンバータ出力端子の電圧は、ｕ相力Ｗ
ｏ−ｕ、ｖ相がＶｏ−ｖとなり、ｕ相およびｖ相の出力
端相互間の電圧はＶｕ−ｖとなる。ＰＷＭ率Ｑを１００
％とした場合には、Ｖｏ−ｕ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｕ−ｖは第
５図ｂに示すようになる。このような出力信号は、第２
図の波形合成回路１ １の６個の出力Ｖｏ−ｕ，Ｖｏ−
ｕ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｏ−ｗ，Ｖｏ−ｗを例えば
第４図ａに示す回路により処理することによって得られ
る。即ち、Ｖｏ−ｕとＶｏ−ｖをアワド回路４１に入力
し、その出力Ｖｕ−ｖによって動作する電気弁駆動回路
４２によって、電気弁３６Ａを駆動する。Ｖｕ−ｗ，Ｖ
ｗ−ｕも、第４図ａと同様な回路にＶｏ−ｖとＶｏ−ｗ
，Ｖｏ−ｗとＶｏ−ｕを入力することによって求められ
、これらにより電気弁３６Ｂ，３６Ｃが制御される。出
力電圧のオン期間中は、ＩＴが抵抗３１Ａ，３１Ｂ，３
１Ｃを通して演算増幅器３３に入力され、ＩｄＣ比ＩＴ
，ＶａＣ広１Ｔ・Ｑ に塞いて、ＩＴが算出される。
ｏ−ｕ、ｖ相がＶｏ−ｖとなり、ｕ相およびｖ相の出力
端相互間の電圧はＶｕ−ｖとなる。ＰＷＭ率Ｑを１００
％とした場合には、Ｖｏ−ｕ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｕ−ｖは第
５図ｂに示すようになる。このような出力信号は、第２
図の波形合成回路１ １の６個の出力Ｖｏ−ｕ，Ｖｏ−
ｕ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｏ−ｖ，Ｖｏ−ｗ，Ｖｏ−ｗを例えば
第４図ａに示す回路により処理することによって得られ
る。即ち、Ｖｏ−ｕとＶｏ−ｖをアワド回路４１に入力
し、その出力Ｖｕ−ｖによって動作する電気弁駆動回路
４２によって、電気弁３６Ａを駆動する。Ｖｕ−ｗ，Ｖ
ｗ−ｕも、第４図ａと同様な回路にＶｏ−ｖとＶｏ−ｗ
，Ｖｏ−ｗとＶｏ−ｕを入力することによって求められ
、これらにより電気弁３６Ｂ，３６Ｃが制御される。出
力電圧のオン期間中は、ＩＴが抵抗３１Ａ，３１Ｂ，３
１Ｃを通して演算増幅器３３に入力され、ＩｄＣ比ＩＴ
，ＶａＣ広１Ｔ・Ｑ に塞いて、ＩＴが算出される。
尚第５図ｃは、第４図ｂのＶｏ−ｕ，Ｖｏ−ｖをイクス
クルーシブオア（排他的論理和）回路に入力したとき、
その出力側に得られる信号の波形を示したもので、イン
バータ出力電圧を全波整流した波形と同じになる。
クルーシブオア（排他的論理和）回路に入力したとき、
その出力側に得られる信号の波形を示したもので、イン
バータ出力電圧を全波整流した波形と同じになる。
このような波形の信号は、例えば第４図ｂに示した回路
により得ることができる。即ち、第４図ａの回路にアン
ド回路４３、オア回路４４が追加され、電気弁駆動回路
４２により電気弁３６Ａが駆動される。電気弁３６Ｂ，
３６Ｃに対しても第４図ｂと同様の回路が設けられる。
また、上記のようにして求めたトルク電流ＩＴの変化分
をィンバータ周波数の制御に帰還して、誘導電動機の不
安定現象を抑制に利用することもできる。
により得ることができる。即ち、第４図ａの回路にアン
ド回路４３、オア回路４４が追加され、電気弁駆動回路
４２により電気弁３６Ａが駆動される。電気弁３６Ｂ，
３６Ｃに対しても第４図ｂと同様の回路が設けられる。
また、上記のようにして求めたトルク電流ＩＴの変化分
をィンバータ周波数の制御に帰還して、誘導電動機の不
安定現象を抑制に利用することもできる。
‘８１ 発明の効果
以上のように本発明によれば、従来保護のために用いら
れていた直流側の電流検出器の出力を利用し、またＰＷ
Ｍの信号を利用して、負荷の有効電流分（またはトルク
電流分）を検出することができ、これにより負荷電動機
を良好に制御することができるので、ィンバータの交流
側に多数の電流検出器を設ける必要がない。
れていた直流側の電流検出器の出力を利用し、またＰＷ
Ｍの信号を利用して、負荷の有効電流分（またはトルク
電流分）を検出することができ、これにより負荷電動機
を良好に制御することができるので、ィンバータの交流
側に多数の電流検出器を設ける必要がない。
また、出力信号を多数発生させる必要がなく、従ってＰ
ＷＭ制御にコンピュ−夕を用いる場合にも好適である。
ＷＭ制御にコンピュ−夕を用いる場合にも好適である。
第１図は従来のィンバータの制御方法に用いられる装置
を示す概略図、第２図は本発明一実施例のィンバータの
制御方法の実施に用いられる装置を示す概略図、第３図
ａおよびｂは第２図の装置に用いられる割算器の異なる
例を示す回路図、第４図ａおよびｂは、第３図ｂの割算
器の入力を提供する回路の異なる例を示す回路図、第５
図ａ乃至ｃは第２図、第３図および第４図の回路の動作
を示す波形図、第６図はチョッパ回路で直流電動機を駆
動する場合を示す概略回路図、第７図は第６図の直流電
源Ｂに流れる電流ｌｄを示す図、第８図は上記電流ｌｄ
の平均値１舷ｖと変調率Ｑの関係を示す図である。 １・・・直流電源、２…ィンバータ、３・・・電動機、
７・・・周波数設定器、８ａ…加算器、１２・・・電圧
基準発生器、１２ａ・・・加算器、２０…電流検出器、
２３・・・除算器。 棒６図 縞７図 続８図 帯１図 帯Ｚ図 精３図 器４図 精５図
を示す概略図、第２図は本発明一実施例のィンバータの
制御方法の実施に用いられる装置を示す概略図、第３図
ａおよびｂは第２図の装置に用いられる割算器の異なる
例を示す回路図、第４図ａおよびｂは、第３図ｂの割算
器の入力を提供する回路の異なる例を示す回路図、第５
図ａ乃至ｃは第２図、第３図および第４図の回路の動作
を示す波形図、第６図はチョッパ回路で直流電動機を駆
動する場合を示す概略回路図、第７図は第６図の直流電
源Ｂに流れる電流ｌｄを示す図、第８図は上記電流ｌｄ
の平均値１舷ｖと変調率Ｑの関係を示す図である。 １・・・直流電源、２…ィンバータ、３・・・電動機、
７・・・周波数設定器、８ａ…加算器、１２・・・電圧
基準発生器、１２ａ・・・加算器、２０…電流検出器、
２３・・・除算器。 棒６図 縞７図 続８図 帯１図 帯Ｚ図 精３図 器４図 精５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パルス幅変調により、直流電源からの直流電圧を可
変電圧可変周波数の交流電圧に変換して交流電動機を駆
動するインバータの制御方法において、前記直流電源の
出力電流を検出する電流検出器と、前記パルス幅変調の
変調比率を示す信号を発生する回路とを設け、前記電流
検出器で検出された前記直流電源の出力電流を前記変調
比率で除して、前記電動機負荷トルクを算出し、該トル
クに基いてインバータの電圧または周波数の目標値を定
めるインバータの制御方法。 ２ 前記トルクが増加したときインバータの電圧の目標
値を上昇させる特許請求の範囲第１項記載のインバータ
の制御方法。 ３ 前記トルクが増加したときインバータの周波数の目
標値を低下させる特許請求の範囲第１項記載のインバー
タの制御方法。 ４ 前記交流電動機が誘導電動機であり、前記トルクが
変化したとき、これに伴う前記誘導電動機のすべりの変
化を打消すようにインバータの周波数の目標値を変化さ
せる特許請求の範囲第１項記載のインバータの制御方法
。 ５ パルス幅変調回路の論理出力に基いて、インバータ
出力波形の半波整流波形または全波整流波形の信号を形
成し、この信号を前記変調比率を示す信号として用いる
特許請求の範囲第１項記載のインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56189976A JPS6016199B2 (ja) | 1981-11-27 | 1981-11-27 | インバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56189976A JPS6016199B2 (ja) | 1981-11-27 | 1981-11-27 | インバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5893496A JPS5893496A (ja) | 1983-06-03 |
| JPS6016199B2 true JPS6016199B2 (ja) | 1985-04-24 |
Family
ID=16250318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56189976A Expired JPS6016199B2 (ja) | 1981-11-27 | 1981-11-27 | インバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6016199B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61240875A (ja) * | 1985-04-16 | 1986-10-27 | Fanuc Ltd | 三相誘導電動機の制御方法 |
-
1981
- 1981-11-27 JP JP56189976A patent/JPS6016199B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5893496A (ja) | 1983-06-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR940006168B1 (ko) | Ac 모터 제어장치 | |
| US5541488A (en) | Method and apparatus for controlling induction motors | |
| US6859018B2 (en) | Wound field synchronous machine control system and method | |
| US5136494A (en) | Power conversion system with instantaneous real power feedback control | |
| US7808202B2 (en) | Beat-less controller for permanent magnet motor | |
| US4967135A (en) | Induction motor vector control | |
| EP0490024B1 (en) | Induction motor vector control | |
| JP3540665B2 (ja) | 交流電気車駆動装置 | |
| JP3239426B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータの駆動装置 | |
| JP6914787B2 (ja) | モータ制御用集積回路 | |
| JPS6016199B2 (ja) | インバ−タの制御方法 | |
| JP2579119B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPS6038960B2 (ja) | インバ−タの電圧制御装置 | |
| JP3206866B2 (ja) | インバータのデッドタイム補償方法 | |
| JP2634959B2 (ja) | 速度センサレス速度制御方式 | |
| JPS5819169A (ja) | Ｐｗｍ制御変換器の制御方法 | |
| JPH03253291A (ja) | 電動機駆動装置 | |
| JPH07236294A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3276220B2 (ja) | 交流電動機の制御方式 | |
| JP3239424B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータの駆動装置 | |
| JP2637178B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2662669B2 (ja) | 回転駆動装置 | |
| JP2021166447A (ja) | 界磁巻線同期電動機の制御装置及び制御方法 | |
| JPH0531391B2 (ja) | ||
| JPH06105580A (ja) | インバータ駆動電動機の速度推定方法及び装置並びにその速度推定方法を用いてなる電動機のベクトル制御装置 |