JP2011067067A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】埋込磁石形同期電動機を低速、重負荷時にも安定に運転する。
【解決手段】電動機１のｄ軸に対応する制御上の第１，第２の推定軸と各々の直交軸をγ_１，δ_１軸、γ_２，δ_２軸とし、電圧、電流をγ_１，δ_１軸及びγ_２，δ_２軸上でベクトルとしてとらえ、端子電圧を制御してγ_１，δ_１軸の電流検出値を指令値に一致させる電流調節器１０ａ，１０ｂ等と、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑに対応する制御上のｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’、γ_２，δ_２軸の電流検出値及び電圧指令値から速度推定値及びγ_２軸角度を演算する位置・速度推定器４０と、γ_２軸角度に含まれる速度推定誤差による外乱がほぼ零となるようにＬ_ｑ’を求める設定器３２と、Ｌ_ｑとＬ_ｑ’との偏差に起因するｄ軸とγ_２軸との間の角度差を演算する角度差設定器３３と、γ_２軸角度から角度差を減算してγ_１軸の角度を補正する減算器３４と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、埋込磁石形同期電動機等の永久磁石形同期電動機の制御装置において、回転子の磁極位置を検出するための位置検出器を用いることなく運転する、いわゆる位置センサレス制御技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするために、回転子の磁極位置を検出するための位置検出器を用いることなく運転する、いわゆる位置センサレス制御が実用化されている。位置センサレス制御は、電動機の端子電圧や電機子の電流の情報から回転子の磁極位置及び速度を演算し、これらに基づいて電流制御を行うことで、トルク制御や速度制御を実現するものである。

永久磁石形同期電動機の位置センサレス制御技術の一つとして、非特許文献１に記載された従来技術が知られている。この従来技術は、磁束オブザーバを用いて磁束推定値を演算し、磁束推定値から磁極位置及び速度を演算して電動機を制御する方法である。
以下に、この従来技術による磁束オブザーバを用いた位置センサレス制御の具体的な方法を説明する。

永久磁石形同期電動機の位置センサレス制御では、回転子の座標系（ｄ，ｑ軸）で磁極位置を直接検出できないため、制御装置内で回転座標系（γ，δ軸）を推定し、これらの推定したγ，δ軸上で電流を制御している。
図８は、上記ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を示したものであり、永久磁石形同期電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、ｄ軸に対応する推定軸をγ軸、γ軸から９０°進み方向をδ軸とそれぞれ定義する。
なお、図８において、
θ_ｒ：磁極位置（ｕ相巻線基準）
θ_１：磁極位置推定値（ｕ相巻線基準）
θ_ｅｒｒ：位置推定誤差
ω_ｒ：回転子の角速度
ω_１：速度推定値
ω_ｅｒｒ：速度推定誤差
である。また、位置推定誤差θ_ｅｒｒ及び速度推定誤差ω_ｅｒｒを、数式５，数式６によりそれぞれ定義する。

ここで、図９は、磁束オブザーバを用いた位置センサレス制御により永久磁石形同期電動機の速度制御を実現するための制御ブロック図であり、非特許文献１に記載されているものである。
まず、位置・速度推定器２０により演算される磁極位置推定値θ_１と速度推定値ω_１とを用いて、永久磁石形同期電動機の速度制御を行う方法について説明する。

速度指令値ω^＊と速度推定値ω_１との偏差を減算器１４により演算し、この偏差を速度調節器１３により増幅してトルク指令値τ^＊を演算する。電流指令演算器１２は、トルク指令値τ^＊から所望のトルクを出力するためのγ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を演算する。ｕ相電流検出器５ｕ，ｗ相電流検出器５ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗは、磁極位置推定値θ_１を用いて電流座標変換器６によりγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。

γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を減算器１１ａにて演算し、この偏差をγ軸電流調節器１０ａにより増幅してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。同様に、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を減算器１１ｂにて演算し、この偏差をδ軸電流調節器１０ｂにより増幅してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。
γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、磁極位置推定値θ_１を用いて電圧座標変換器９により相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路３は、三相交流電源４の三相交流電圧を整流して得た直流電圧をインバータ等の電力変換器２に供給する。ＰＷＭ回路８は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と電圧検出回路７により検出した入力電圧検出値Ｅ_ｄｃとから、電力変換器２の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器２は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）１の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御し、電動機１の回転速度を速度指令値ω^＊に制御する。

次に、位置・速度推定器２０において、磁束オブザーバを用いて磁極位置推定値θ_１と速度推定値ω_１とを演算する方法を説明する。図１０は、図９における位置・速度推定器２０のブロック図であり、このブロック図も非特許文献１に記載されている。
まず、永久磁石形同期電動機のｄ，ｑ軸の電圧方程式は、拡張磁束（拡張誘起電圧を誘導する磁束）を用いて数式７によって表される。この数式７における拡張磁束振幅Ψ_ｅｘは、数式８に示す通りである。

図８の関係から、数式７のｄ，ｑ軸の電圧方程式をγ，δ軸に変換し、γ，δ軸電流及びγ，δ軸磁束を状態変数とする状態方程式を導出すると、数式９となる。なお、数式９におけるｗ_１，ｗ_２はそれぞれ数式１０，数式１１によって表される。

数式９において、速度推定値ω_１と実速度ω_ｒとは定常状態において等しくなるので、速度推定誤差ω_ｅｒｒを零と近似する。また、拡張磁束振幅Ψ_ｅｘを一定値とみなす。このとき、数式９におけるｗ_１，ｗ_２は零となる。
更に、数式９におけるγ，δ軸電圧ｖ_γ，ｖ_δの代わりにγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を用いて、磁束オブザーバを数式１２により構成する。

図１０における実際の磁束オブザーバ２１の演算は、まず、数式１２の右辺を演算し、この結果を積分してγ，δ軸電流推定値ｉ_γｅｓｔ，ｉ_δｅｓｔ及びγ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔを求める。
角度誤差演算器２２は、γ軸からみたγ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔの角度（角度誤差推定値）δ_ｅｓｔを、数式１３により演算する。

図１０の速度推定器２３は、数式１４により、γ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔの角度（−δ_ｅｓｔ）を増幅して速度推定値ω_１を演算する。

また、磁極位置演算器２４は、数式１５に示す如く、速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１を演算する。

一方、非特許文献２及び非特許文献３には、上述した非特許文献１の如く磁束推定値を演算する代わりに拡張誘起電圧を演算し、非特許文献１と同様の原理によって拡張誘起電圧から磁極位置及び速度を演算する埋込磁石形同期電動機（突極形永久磁石同期電動機）の制御方法が示されている。

「磁束オブザーバを用いた永久磁石同期電動機のセンサレス制御」、平成２０年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−６２，Ｉ−２９９〜３０４頁 「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１２２巻１２号、２００２年、１０８８〜１０９６頁 「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１２５巻９号、２００５年、８３３〜８３８頁

非特許文献１では、磁束オブザーバ２１において、数式１２のように速度推定誤差ω_ｅｒｒを零に近似した演算式を用いてγ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔを演算している。しかし、実際には速度推定誤差ω_ｅｒｒを無視することはできず、数式１２によって演算されるγ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔは、速度推定誤差ω_ｅｒｒを外乱として含んだ値になり、これによって制御の安定性が低下するという問題がある。
すなわち、具体的には、磁束オブザーバ２１により演算されるγ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔは、速度推定誤差ω_ｅｒｒとの間に数式１６のような関係にある。

数式１６より、γ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔは、本来抽出したい位置推定誤差θ_ｅｒｒの情報に加えて、速度推定誤差ω_ｅｒｒを外乱として含んだ値となる。
次に、γ，δ軸磁束推定値Ψ_γｅｓｔ，Ψ_δｅｓｔに速度推定誤差ω_ｅｒｒが含まれることによる問題点を説明する。
数式１３、数式１６より、磁束推定値の逆正接の値を位置推定誤差と速度推定誤差とについて動作点近傍で線形近似すると、定常状態における動作点で数式１７が得られる。なお、数式１８は数式１７におけるＴ_{ｄθｅｒｒ}を示す。

数式１７、数式１８より、磁極位置の実際値θ_ｒから推定値θ_１までの伝達特性をモデル化したブロック図は、図１１のようになる。この図１１において、２５は磁束オブザーバ２１と角度誤差演算器２２とをモデル化した部分であり、１／（１＋ｓσ）により表された一次遅れフィルタは、磁束オブザーバの演算遅れをモデル化したものである。
磁極位置の実際値θ_ｒから推定値θ_１までの伝達関数の極配置を解析すると、速度推定誤差ω_ｅｒｒ（＝位置推定誤差θ_ｅｒｒの微分値）が存在する場合、微分の係数Ｔ_{ｄθｅｒｒ}が大きくなるほど、極がｓ平面の右半平面に向かって移動する特性となり、制御の安定性が低下する。

前述した数式１８より、特に埋込磁石形同期電動機（Ｌ_ｄ≠Ｌ_ｑ）の場合には、低速（ω_ｒが小）、かつ重負荷（ｉ_δが大）であり、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑとの差が大きいほど、微分の係数Ｔ_{ｄθｅｒｒ}の値が大きくなり、結果的に制御が不安定に陥りやすい。

また、非特許文献２及び非特許文献３に示される拡張誘起電圧を用いた方法においても、非特許文献１と同様に速度推定誤差を零に近似した演算を行っているため、上記と同様の問題が発生する恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、特に埋込磁石形同期電動機等の永久磁石形同期電動機を低速、重負荷時にも安定して運転可能とした制御装置を提供することにある。

上記の課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、前記ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、前記ｄ軸に対応する制御上の第１の推定軸をγ_１軸、前記γ_１軸から９０°進み方向をδ_１軸、前記ｄ軸に対応する制御上の第２の推定軸をγ_２軸、前記γ_２軸から９０°進み方向をδ_２軸とそれぞれ定義し、
前記電動機の電圧、電流を前記γ_１，δ_１軸及びγ_２，δ_２軸上でベクトルとしてとらえ、
前記電動機の端子電圧を制御して前記γ_１，δ_１軸の電流検出値を電流指令値に一致させる手段と、
前記電動機のｑ軸インダクタンスに対応する制御上のｑ軸インダクタンス設定値、前記γ_２，δ_２軸の電流検出値及び電圧指令値から、前記電動機の速度推定値と前記γ_２軸の角度とを演算する手段と、
前記ｑ軸インダクタンス設定値を、前記γ_２軸の角度に含まれる前記速度推定値と前記電動機の実速度との間の速度推定誤差による外乱が零または零近傍となるように演算する手段と、
前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を演算する手段と、
前記γ_２軸の角度から前記角度差を減算して前記γ_１軸の角度を補正する手段と、
を備えたものである。
これにより、特に埋込磁石形同期電動機が低速、重負荷時に不安定となる原因の速度推定誤差（＝位置推定誤差の微分値）による外乱を零または零近傍にできるので、埋込磁石形同期電動機を低速、重負荷時においても安定に運転することができ、非特許文献１〜３における課題を解決することができる。また、ｑ軸インダクタンス設定値を真値と異なる値に設定しただけでは、ｄ軸と電流制御を行う制御軸との間に角度差が発生し、トルク制御誤差が発生してしまうが、上述のように角度差を用いて制御軸の角度を補正することにより、ｄ軸に一致した制御軸上で電流制御を行うことができ、トルク精度を劣化させずに安定した制御を実現することが可能になる。

また、請求項２に係る発明は、請求項１におけるｑ軸インダクタンス設定値を演算する手段が、前記δ_２軸の電流に応じて数式１（特許請求の範囲を参照）により前記ｑ軸インダクタンス設定値を演算すると共に、前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を、前記ｑ軸インダクタンス設定値と前記δ_２軸の電流とに応じて数式２（特許請求の範囲を参照）により演算する手段を備え、前記γ_１，δ_１軸の電流を、同一トルクにおける前記電動機の電流振幅が最小となるように制御するものである。
更に、請求項３に係る発明は、請求項１におけるｑ軸インダクタンス設定値を演算する手段が、前記γ_１，δ_１軸の電流に応じて前記ｑ軸インダクタンス設定値を数式３（特許請求の範囲を参照）により演算すると共に、前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を、前記ｑ軸インダクタンス設定値と前記δ_２軸の電流とに応じて数式４（特許請求の範囲を参照）により演算する手段を備え、前記γ_１，δ_１軸の電流を、同一トルクにおける前記電動機の電流振幅が最小となるように制御するものである。

請求項２または請求項３に係る発明によれば、最大トルク制御の下において、ｄ，ｑ軸インダクタンス等の電動機定数や速度条件、負荷条件によらず、速度推定誤差による外乱を常に零にできるので、特に埋込磁石形同期電動機を安定して運転することができ、非特許文献１〜３における課題の解決が可能になる。

本発明によれば、埋込磁石形同期電動機等の永久磁石形同期電動機を、電動機定数に関わらず、低速、重負荷時にも安定して運転することができる。

本発明の実施形態における座標軸の定義を示す図である。 本発明の実施例１における位置センサレス制御方法を示すブロック図である。 図２における位置・速度推定器のブロック図である。 本発明の実施例１における磁極位置の伝達特性をモデル化したブロック図である。 図４の一部を変形したブロック図である。 本発明の実施例２における位置センサレス制御方法を示すブロック図である。 本発明の実施例３における位置センサレス制御方法を示すブロック図である。 ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を示す図である。 非特許文献１における位置センサレス制御方法を示すブロック図である。 図９における位置・速度推定器のブロック図である。 非特許文献１における磁極位置の伝達特性をモデル化したブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、非特許文献１のように位置・速度推定器内の磁束オブザーバによって磁束推定値を演算し、この磁束推定値から磁極位置及び速度を推定するようにした制御装置に関するものである。

まず始めに、図１は本実施形態における座標軸の定義を示している。図示するように、永久磁石形同期電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、ｄ軸に対応する制御上の第１の推定軸をγ_１軸、このγ_１軸から９０°進み方向をδ_１軸、ｄ軸に対応する制御上の第２の推定軸をγ_２軸、このγ_２軸から９０°進み方向をδ_２軸と定義する。
なお、図１において、
θ_ｒ：磁極位置（ｕ相巻線基準），
θ_γδ１：γ_１軸の角度（ｕ相巻線基準），
θ_γδ２：γ_２軸の角度（ｕ相巻線基準），
θ_ｅｒｒ：ｄ軸とγ_２軸との角度差（定常状態での値をθ_ｅｒｒ０とする。），
ω_ｒ：回転子の角速度，
ω_１：速度推定値，
ω_ｅｒｒ：速度推定誤差
である。
また、位置推定誤差θ_ｅｒｒ及び速度推定誤差ω_ｅｒｒをそれぞれ数式１９，数式２０により定義する。

次に、図２は、請求項１に係る実施例１として、磁束オブザーバを用いた位置センサレス制御により永久磁石形同期電動機の速度制御を実現するための制御ブロック図である。以下では、図２と図９との相違点を中心として実施例１につき説明する。

すなわち、図２に示す実施例１では、電圧座標変換器９及び電流座標変換器６の他に電圧座標変換器３０及び電流座標変換器３１を設け、位置・速度推定器４０にて用いる電圧、電流を、γ_２軸の角度θ_γδ２を用いて電圧座標変換器３０、電流座標変換器３１によりそれぞれ座標変換してなるγ_２，δ_２軸の電圧指令値ｖ_γ２ ^＊，ｖ_δ２ ^＊及び電流検出値ｉ_γ２，ｉ_δ２としている。
なお、図２では、γ_１軸の角度θ_γδ１を用いて電流座標変換器６により座標変換した電流検出値をｉ_γ１，ｉ_δ１、これらに対する電流指令値をｉ_γ１ ^＊，ｉ_δ１ ^＊、上記角度θ_γδ１を用いて電圧座標変換器９により座標変換される電圧指令値をｖ_γ１ ^＊，ｖ_δ１ ^＊としてある。

また、この実施例１では、ｑ軸インダクタンス設定器３２を設け、その出力であるｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を、位置・速度推定器４０内の磁束オブザーバにおいて真値Ｌ_ｑの代わりに用いている。
更に、角度差設定器３３及び減算器３４を設け、角度差設定器３３により、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑとｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’との偏差によってｄ軸とγ_２軸との間に発生する角度差θ_ｅｒｒ０を設定すると共に、減算器３４により、γ_２軸の角度θ_γδ２から前記角度差θ_ｅｒｒ０を減算してγ_１軸の角度θ_γδ１を演算し、この角度θ_γδ１を電圧座標変換器９及び電流座標変換器６に送って電流制御を行っている。

図３は、図２における位置・速度推定器４０の構成を示しており、この位置・速度推定器４０における具体的な演算内容を以下に説明する。
磁束オブザーバ４１では、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’とγ_２，δ_２軸の電圧、電流を用いて、γ_２，δ_２軸の電流推定値ｉ_{γ２ｅｓｔ}，ｉ_{δ２ｅｓｔ}及び磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}を数式２１により演算する。

実際の磁束オブザーバ４１の演算は、まず、数式２１の右辺を演算し、この結果を積分してγ_２，δ_２軸の電流推定値ｉ_{γ２ｅｓｔ}，ｉ_{δ２ｅｓｔ}及び磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}を求める。
角度誤差演算器４２は、γ_２軸からみたγ_２，δ_２軸の磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}の角度δ_ｅｓｔを、数式２２により演算する。

速度推定器４３は、数式２３に示すように角度δ_ｅｓｔを増幅して速度推定値ω_１を演算し、磁極位置演算器４４は、数式２４に示すごとく速度推定値ω_１を積分してγ_２軸の角度θ_γδ２を演算する。

次に、図２におけるｑ軸インダクタンス設定器３２の具体的な作用を説明する。
まず、原理を説明するために、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を真値Ｌ_ｑと異なる値に設定したときの、磁極位置の実際値θ_ｒから推定値θ_γδ２までの伝達特性をモデル化したブロック図を導出する。
ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を真値Ｌ_ｑと異なる値に設定した場合、磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}は数式２５によって表される。

数式２５より、磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}は、位置推定誤差θ_ｅｒｒ、速度推定誤差ω_ｅｒｒ及び速度推定値ω_１の非線形関数となる。
そこで、数式２２、数式２５によって得られる磁束推定値Ψ_{γ２ｅｓｔ}，Ψ_{δ２ｅｓｔ}の逆正接の値を位置推定誤差θ_ｅｒｒ、速度推定誤差ω_ｅｒｒ及び速度推定値ω_１について動作点近傍で線形近似すると、定常状態における動作点で数式２６〜数式３０が得られる。

数式２６〜数式３０より、磁極位置の実際値θ_ｒから推定値θ_γδ２までの伝達特性をモデル化した制御ブロック図は図４のようになる。
ここで、数式１９、数式２０の関数を用いて図４を変形すると、図５が得られる。これらの図４、図５において、４５，４５ａは図３における磁束オブザーバ４１と角度誤差演算器４２とをモデル化した部分である。
図５より、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を真値Ｌ_ｑと異なる値に設定したときの微分の係数はＢ＋Ｃという形になり、その値はｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を用いて数式３１により表される。

数式３１に基づき、評価関数ｆを数式３２により定義する。

ここで、数式２５におけるδ_２軸磁束は、定常状態において零に制御されることから、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’と角度差θ_ｅｒｒ０との間には数式３３に示す関係がある。

数式３２、数式３３から、評価関数ｆの値が零または零近傍となるようにｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を選択することにより、制御が不安定となる原因のγ_２軸の角度に含まれる速度推定誤差（＝位置推定誤差の微分値）による外乱を除去することができる。
ｑ軸インダクタンス設定器３２の具体的な構成方法としては、γ_２，δ_２軸電流ｉ_γ２，ｉ_δ２の条件に応じて評価関数ｆの値が零または零近傍となるｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を事前に計算しておき、これをテーブル化した値をｑ軸インダクタンス設定器３２に設定すればよい。
また、簡単化のために、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を固定値としてもよい。このときのＬ_ｑ’の値は、重負荷時のγ_２，δ_２軸電流ｉ_γ２，ｉ_δ２の条件から計算することで、課題である重負荷時の安定性を改善することができる。

次に、図２における角度差設定器３３の具体的な作用を説明する。
ｑ軸インダクタンスＬ_ｑとｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’との偏差により、ｄ軸とγ_２軸との間に定常的な角度差が発生する。ｄ軸に対して角度差が存在する制御軸上で電流制御を行うと、トルク制御誤差が発生してしまうため、この実施例では電流制御を行う制御軸を補正するようにした。

具体的には、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’と角度差θ_ｅｒｒ０との間には前述した数式３３の関係があるので、上記のＬ_ｑ’（テーブル化した値または固定値）に対応する角度差θ_ｅｒｒ０を事前に計算しておき、これをテーブル化した値または固定値を角度設定器３３により設定する。そして、γ_２軸の角度θ_γδ２から上記の角度差θ_ｅｒｒ０を減算してγ_１軸の角度θ_γδ１を演算し、γ_１，δ_１軸上で電流制御を行う。
これにより、ｄ軸と一致した制御軸上での電流制御が可能になり、トルク精度を劣化させずに安定した制御を行うことができる。

次いで、請求項２に係る本発明の実施例２を説明する。図６は、実施例２における制御ブロック図を示している。
この実施例２が実施例１と異なるのは、特に、電流指令演算器１２によりγ_１，δ_１軸電流指令値ｉ_γ１ ^＊，ｉ_δ１ ^＊を同一トルクにおける永久磁石形同期電動機１の電流振幅が最小となるように演算する点、ｑ軸インダクタンス設定器３５においてｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’をδ_２軸電流ｉ_δ２に応じてオンラインで演算する点、角度差設定器３６において、角度差θ_ｅｒｒ０をδ_２軸電流ｉ_δ２とｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’とに応じてオンラインで演算する点である。

次に、この実施例２におけるｑ軸インダクタンス設定器３５及び角度差設定器３６の具体的な演算内容を説明する。
同一トルクにおける永久磁石形同期電動機１の電流振幅が最小となるように電流制御したとき、ｄ，ｑ軸電流は数式３４に示すような関係になる。

図８に示した関係から、数式３４のｄ，ｑ軸電流をγ_２，δ_２軸電流を用いて表すと、数式３５が得られる。

数式３３、数式３５を用いて数式３２のｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を消去すると、評価関数ｆは数式３６となる。

数式３６より、γ_２軸電流を零に制御すれば、評価関数ｆを零にすることができる。
数式３３より、γ_２軸電流を零にするための角度差θ_ｅｒｒ０は、数式３７となる。この数式３７は、請求項２における数式２、請求項３における数式４と同一である。

数式３７を数式３２に代入し、評価関数ｆを零とするためのｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’を求めると、数式３８となる。この数式３８は、請求項２における数式１と同一である。

図６のｑ軸インダクタンス設定器３５では、数式３８により、Ｌ_ｑ’をδ_２軸電流ｉ_δ２に応じてオンラインで演算する。また、角度差設定器３６では、数式３７により、θ_ｅｒｒ０をδ_２軸電流ｉ_δ２及びｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’に応じてオンラインで演算する。
これにより、最大トルク制御の下で、電動機定数や負荷条件によらず、特に埋込磁石形同期電動機を常に安定に運転することができる。

次に、請求項３に係る本発明の実施例３を説明する。図７は、実施例３における制御ブロック図を示している。
この実施例３が実施例１と異なるのは、特に、電流指令演算器１２によりγ_１，δ_１軸電流指令値ｉ_γ１ ^＊，ｉ_δ１ ^＊を同一トルクにおける永久磁石形同期電動機１の電流振幅が最小となるように演算する点、ｑ軸インダクタンス設定器３７においてｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’をγ_１，δ_１軸電流ｉ_γ１，ｉ_δ１に応じてオンラインで演算する点、角度差設定器３６において角度差θ_ｅｒｒ０をδ_２軸電流ｉ_δ２及びｄ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’に応じてオンラインで演算する点である。つまり、ｑ軸インダクタンス設定器３７の作用以外は、実施例２と同様である。

ここで、ｑ軸インダクタンス設定器３７の具体的な演算内容を説明する。
実施例２と同様に、評価関数ｆを零にするためにγ_２軸電流を零に制御したとき、δ_２軸電流とγ_１，δ_１軸電流との間には数式３９の関係がある。

数式３８、数式３９より、評価関数ｆを零にするためのｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｑ’は、数式４０でも演算することができる。この数式４０は、請求項３における数式３と同一である。

図７のｑ軸インダクタンス設定器３７では、数式４０により、Ｌ_ｑ’をγ_１，δ_１軸電流ｉ_γ１，ｉ_δ１に応じてオンラインで演算する。これにより、最大トルク制御の下で、電動機定数や負荷条件によらず、特に埋込磁石形同期電動機を常に安定に運転することができる。
なお、図７では、ｑ軸インダクタンス設定器３７の入力量としてγ_１，δ_１軸電流検出値を用いているが、γ_１，δ_１軸電流検出値の代わりにγ_１，δ_１軸電流指令値を用いてもよい。

１：永久磁石形同期電動機
２：電力変換器
３：整流回路
４：三相交流電源
５ｕ：ｕ相電流検出器
５ｗ：ｗ相電流検出器
６，３１：電流座標変換器
７：電圧検出回路
８：ＰＷＭ回路
９，３０：電圧座標変換器
１０ａ：γ軸電流調節器
１０ｂ：δ軸電流調節器
１１ａ，１１ｂ，１４，３４：減算器
１２：電流指令演算器
１３：速度調節器
２０，４０：位置・速度推定器
３２，３５，３７：ｑ軸インダクタンス設定器
３３，３６：角度差設定器
４１：磁束オブザーバ
４２：角度誤差演算器
４３：速度推定器
４４：磁極位置演算器
４５，４５ａ：磁束オブザーバと角度誤差演算器をモデル化した部分

Claims (3)

1. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、前記ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、前記ｄ軸に対応する制御上の第１の推定軸をγ_１軸、前記γ_１軸から９０°進み方向をδ_１軸、前記ｄ軸に対応する制御上の第２の推定軸をγ_２軸、前記γ_２軸から９０°進み方向をδ_２軸とそれぞれ定義し、
   前記電動機の電圧、電流を前記γ_１，δ_１軸及びγ_２，δ_２軸上でベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の端子電圧を制御して前記γ_１，δ_１軸の電流検出値を電流指令値に一致させる手段と、
   前記電動機のｑ軸インダクタンスに対応する制御上のｑ軸インダクタンス設定値、前記γ_２，δ_２軸の電流検出値及び電圧指令値から、前記電動機の速度推定値と前記γ_２軸の角度とを演算する手段と、
   前記ｑ軸インダクタンス設定値を、前記γ_２軸の角度に含まれる前記速度推定値と前記電動機の実速度との間の速度推定誤差による外乱が零または零近傍となるように演算する手段と、
   前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を演算する手段と、
   前記γ_２軸の角度から前記角度差を減算して前記γ_１軸の角度を補正する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
   
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記ｑ軸インダクタンス設定値を演算する手段が、前記δ_２軸の電流に応じて数式１により前記ｑ軸インダクタンス設定値を演算すると共に、
   前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を、前記ｑ軸インダクタンス設定値と前記δ_２軸の電流とに応じて数式２により演算する手段を備え、
   前記γ_１，δ_１軸の電流を、同一トルクにおける前記電動機の電流振幅が最小となるように制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
   

   

   
3. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記ｑ軸インダクタンス設定値を演算する手段が、前記γ_１，δ_１軸の電流に応じて前記ｑ軸インダクタンス設定値を数式３により演算すると共に、
   前記ｑ軸インダクタンスと前記ｑ軸インダクタンス設定値との偏差によって発生する前記ｄ軸と前記γ_２軸との間の角度差を、前記ｑ軸インダクタンス設定値と前記δ_２軸の電流とに応じて数式４により演算する手段を備え、
   前記γ_１，δ_１軸の電流を、同一トルクにおける前記電動機の電流振幅が最小となるように制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
   

   

   

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