JPS6198182A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS6198182A JPS6198182A JP59218417A JP21841784A JPS6198182A JP S6198182 A JPS6198182 A JP S6198182A JP 59218417 A JP59218417 A JP 59218417A JP 21841784 A JP21841784 A JP 21841784A JP S6198182 A JPS6198182 A JP S6198182A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/045—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は誘導電動機の制御回路に係シ、特に誘導電動機
のベクトル制御に好適な制御装置に関する。
のベクトル制御に好適な制御装置に関する。
誘導電動機の高応答制御が可能な制御方法として、励磁
電流成分と２次電流成分（以下トルク電流成分と呼ぶ）
を独立に制御するベクトル制御がある。このベクトル制
御を用いて速度等の制御を行う場合、各相の電流制御は
高応答が要求されることからアナログ回路で構成し、速
度制御等の演算ハマイクロコンピュータを用いてソフト
ウェアで処理している。こ・０ような誘導電動機の制御
回路において、各相の電流指令を発生するために、特開
昭５７−７８３８９号では、マイクロコンピュータで演
算したすベシ角周波数ω１、励磁電流成分と１次１！流
の位相差ψ、回転速！に比例した回転角周波数ω、に対
応した周波数のパルス信号に変換し、そのパルス信号を
パルス合成して電流指令を発生している。しかし、この
パルス合成回路は各パルス信号の加算及び減算（パルス
の消去）を行うとともに、パルス信号の同時入力をさけ
るための回路等が必要になることから、各相の電流指令
発生回路が複雑になる。
電流成分と２次電流成分（以下トルク電流成分と呼ぶ）
を独立に制御するベクトル制御がある。このベクトル制
御を用いて速度等の制御を行う場合、各相の電流制御は
高応答が要求されることからアナログ回路で構成し、速
度制御等の演算ハマイクロコンピュータを用いてソフト
ウェアで処理している。こ・０ような誘導電動機の制御
回路において、各相の電流指令を発生するために、特開
昭５７−７８３８９号では、マイクロコンピュータで演
算したすベシ角周波数ω１、励磁電流成分と１次１！流
の位相差ψ、回転速！に比例した回転角周波数ω、に対
応した周波数のパルス信号に変換し、そのパルス信号を
パルス合成して電流指令を発生している。しかし、この
パルス合成回路は各パルス信号の加算及び減算（パルス
の消去）を行うとともに、パルス信号の同時入力をさけ
るための回路等が必要になることから、各相の電流指令
発生回路が複雑になる。
本発明の目的は各相電流指令発生回路を簡略化した誘導
電動機の制御装置を提供することにある。
電動機の制御装置を提供することにある。
本発明は、すべり角周波数ω、と回転角周波数ω、から
１次角周波数ω、 （＝ω、＋ω、）を求める（直交
座標形式のベクトル制御の場合）演算あるいはω１．ω
１そして位相差ψの変化分Δψから求める（ω１＋Δψ
、極座標形式のベクトル制御の場合）演算をマイクロコ
ンピュータのソフトウェアで処理し、その演算結果゛で
あるω！あるいは（ω！＋Δψ）相当する値をタイマを
介してその値に比例したパルス幅を持つパルス信号に変
換し、そのパルス信号をもとにアップ・ダウンカウンタ
（以下Ｕ／Ｄカウンタと呼ぶ）を制御し、その出力値を
もとにリード・オンリメモリＲＯＭから正弦及び余弦波
状の値を出力するようにして一流指令を発生することを
特徴とする。
１次角周波数ω、 （＝ω、＋ω、）を求める（直交
座標形式のベクトル制御の場合）演算あるいはω１．ω
１そして位相差ψの変化分Δψから求める（ω１＋Δψ
、極座標形式のベクトル制御の場合）演算をマイクロコ
ンピュータのソフトウェアで処理し、その演算結果゛で
あるω！あるいは（ω！＋Δψ）相当する値をタイマを
介してその値に比例したパルス幅を持つパルス信号に変
換し、そのパルス信号をもとにアップ・ダウンカウンタ
（以下Ｕ／Ｄカウンタと呼ぶ）を制御し、その出力値を
もとにリード・オンリメモリＲＯＭから正弦及び余弦波
状の値を出力するようにして一流指令を発生することを
特徴とする。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。誘導
電動機の制御回路は第１図のように破線を境にマイクロ
プロセッサを主構成要素に速度制御演算等を実行するデ
ィジタル制御回路と、発生トルクを制御するトルク制御
回路から構成されている。誘導電ｍ機のベクトル制御に
おいて、１次電流工１を第２図のようにトルク−波成分
Ｉｔ）励磁電流成分工、に分け、１．と工！の位相差を
ψとするとＬ とψは次式から得られる。
電動機の制御回路は第１図のように破線を境にマイクロ
プロセッサを主構成要素に速度制御演算等を実行するデ
ィジタル制御回路と、発生トルクを制御するトルク制御
回路から構成されている。誘導電ｍ機のベクトル制御に
おいて、１次電流工１を第２図のようにトルク−波成分
Ｉｔ）励磁電流成分工、に分け、１．と工！の位相差を
ψとするとＬ とψは次式から得られる。
１１＝西７７ひ ・・・・・・・・・（１）さらに
、Ｉｆを１次角周波数ω重を含めて直交するｉ ａｇ
ｉ−に分けると、次式が得られる。
、Ｉｆを１次角周波数ω重を含めて直交するｉ ａｇ
ｉ−に分けると、次式が得られる。
（８）式から、各相電流を求めると次式が得られる。
誘導電動機の発生トルクｉは次式のような関係にある。
τ＝ｋｔＩ＋ｓＬ ・・・・・・・・・（
５）なお、ｋテは定数である。また、（８）式の１次角
周波数ω鵞は次式で表わされる。
５）なお、ｋテは定数である。また、（８）式の１次角
周波数ω鵞は次式で表わされる。
なお、ω、はすベシ角細波数、ω、は回転角周波数、ｋ
Ｉは定数である。（５）、 （６）式において、励磁イ
流成分工、を一定とすると、トルク電流成分１、を調整
することによシ、発生トルクが制御できる。また、制御
に必要な１次角周波数ω皿も（６）式から求めることが
できる。
Ｉは定数である。（５）、 （６）式において、励磁イ
流成分工、を一定とすると、トルク電流成分１、を調整
することによシ、発生トルクが制御できる。また、制御
に必要な１次角周波数ω皿も（６）式から求めることが
できる。
したがって、速度制御演算結果をトルク電流成分、（以
下トルク指令と呼ぶ）Ｌとし、Ｉｔｌｌ、（一定）から
得た（４）式のｉ、、 ｉｔ、 ｉ、を各相の電流指令
ｉ−，１９”、ｌ−とすることにより、誘導電動機の発
生トルクは制御できる。上記のように１次電流を直交成
分に分けてベクトル演算することから、直交座標形式ベ
クトル制御と呼ばれて執る。本発明をこの直交座標形式
ベクトル制御を例に説明する。第１図はその制御回路で
ある。
下トルク指令と呼ぶ）Ｌとし、Ｉｔｌｌ、（一定）から
得た（４）式のｉ、、 ｉｔ、 ｉ、を各相の電流指令
ｉ−，１９”、ｌ−とすることにより、誘導電動機の発
生トルクは制御できる。上記のように１次電流を直交成
分に分けてベクトル演算することから、直交座標形式ベ
クトル制御と呼ばれて執る。本発明をこの直交座標形式
ベクトル制御を例に説明する。第１図はその制御回路で
ある。
マイクロプロセッサ（以下ＣＰＵと略称）３０は上位シ
ステムからの指令値（図示せず、たとえば位置あるいは
速度指令）と、誘導電動機（以下ＩＭと略称）５に直結
したエンコーダ（ＰＥ）６の信号を入力とする位置速匿
検出回路３４から得た帰還値をもとに制御演算を実行ト
ルク指令Ｌ”と１次角周波数ωｒ（（６）式）を算出す
る。トルク指令Ｉ’ｓ中はタイマ３２、フィルタ（ＦＬ
Ｔ）２８を介してアナログのトルク指令ニーとなる。ま
た、１次角周波数ω！はタイマ３３、アップ・ダウンカ
ウンタ（以下Ｕ／Ｄカウンタと略称）２９を介して角度
０重（＝ωｌｔ＋ディジタル値）に変換され、る。この
角度θ１をもとにＲＯＭ２７は正弦及余弦波状の数値を
出力する。これら、トルク指令ｉｔ−励磁電流成分指令
（以下励磁指令と略称）ｉ、＊そしてＲＯＭ２７の出力
値をもとに、ディジタル・アナログ変換器（以下ＤＡＣ
と略称）２３〜２６と加減算素子２１．２２は（３）式
の演算を行って直交成分１ｍ”、１−申を求める。？”
、Ｌｆをもとに処理回路２０は（４）式の演算を行って
各相の電流指令ｉ、Ｚｉ、牢、Ｌ＊を求める。この電流
指令をもとに、加算素子１０、電流制御演算素子１１、
パルス幅変調（以下ＰＷＭと略称）信号発生回路１２、
Ｕ、Ｖ相の電流を検出する電流検出器７の信号を入力と
する電流検出回路１３そしてＩＭに電流を供給する主回
路で構成した電流制御回路は各相の電流を制御する。な
お、主回路は３相電源１を電流する整流回路（ＳＲ）２
、平滑用コンデン？３、トランジスタとダイオードで構
成し＊ＰＷＭイ／バ−タ（ＰＷＭＩＮＶ）４で構成され
ている。
ステムからの指令値（図示せず、たとえば位置あるいは
速度指令）と、誘導電動機（以下ＩＭと略称）５に直結
したエンコーダ（ＰＥ）６の信号を入力とする位置速匿
検出回路３４から得た帰還値をもとに制御演算を実行ト
ルク指令Ｌ”と１次角周波数ωｒ（（６）式）を算出す
る。トルク指令Ｉ’ｓ中はタイマ３２、フィルタ（ＦＬ
Ｔ）２８を介してアナログのトルク指令ニーとなる。ま
た、１次角周波数ω！はタイマ３３、アップ・ダウンカ
ウンタ（以下Ｕ／Ｄカウンタと略称）２９を介して角度
０重（＝ωｌｔ＋ディジタル値）に変換され、る。この
角度θ１をもとにＲＯＭ２７は正弦及余弦波状の数値を
出力する。これら、トルク指令ｉｔ−励磁電流成分指令
（以下励磁指令と略称）ｉ、＊そしてＲＯＭ２７の出力
値をもとに、ディジタル・アナログ変換器（以下ＤＡＣ
と略称）２３〜２６と加減算素子２１．２２は（３）式
の演算を行って直交成分１ｍ”、１−申を求める。？”
、Ｌｆをもとに処理回路２０は（４）式の演算を行って
各相の電流指令ｉ、Ｚｉ、牢、Ｌ＊を求める。この電流
指令をもとに、加算素子１０、電流制御演算素子１１、
パルス幅変調（以下ＰＷＭと略称）信号発生回路１２、
Ｕ、Ｖ相の電流を検出する電流検出器７の信号を入力と
する電流検出回路１３そしてＩＭに電流を供給する主回
路で構成した電流制御回路は各相の電流を制御する。な
お、主回路は３相電源１を電流する整流回路（ＳＲ）２
、平滑用コンデン？３、トランジスタとダイオードで構
成し＊ＰＷＭイ／バ−タ（ＰＷＭＩＮＶ）４で構成され
ている。
以上のように本発明の制御回路は構成されている。次に
、タイマ３３とカウンタ２９あるいはタイマ３２とフィ
ルタ２８で構成される回路の動作について説明する。ま
ず、１次角周波数ω１の回路を説明する。
、タイマ３３とカウンタ２９あるいはタイマ３２とフィ
ルタ２８で構成される回路の動作について説明する。ま
ず、１次角周波数ω１の回路を説明する。
タイマ３３の出力信号４０のパルス幅を１次角周波数ω
！に比例させるために、第３図に示すようなオフセット
値ａを設け、タイマ３１の出力信号の立上り時点毎に数
値ωＩ＋ａを設定する。数値ω１−）−ａの演算はＣＰ
ＵがＬ”、ωｌの算出を行う制御演算の最後に実行する
。設定値をもとにタイマ３３はパルス信号ＣＬＫＯをク
ロックパルスとしてカウント動作を行い、タイマ３３の
値が零になったとき出力信号４０のレベルを”Ｈ”から
”Ｌ″にする。し九がって、出力信号４０の１Ｈ”の期
間が数値ωＩ＋ａに相当する。ωｌが零の場合、出力信
号４０のパルス幅を第３図（ｂ）のようにデユーティ５
０％とする。また、ω！〉Ｏすなわち正転の場合は第３
図の（ａ）のようにパルス幅をデユーティ５０％以上と
し、ω＋＜０すなわち逆転の場合は第３図の（Ｃ）のよ
うにパルス幅をデユーティ５０％以下とする。この出力
信号４０はＵ／Ｄカウンタ２９のアップ・ダウン（Ｕ／
Ｄ）制御端子の入力となる。Ｕ／Ｄカウンタ２９は一定
周波数のパルス信号ＣＬＫＩをクロックパルスとして、
出力信号４０のレベルが′Ｈ”のときアップカウント動
作を行い、１Ｌ″′のときダウンカウント動作を行う。
！に比例させるために、第３図に示すようなオフセット
値ａを設け、タイマ３１の出力信号の立上り時点毎に数
値ωＩ＋ａを設定する。数値ω１−）−ａの演算はＣＰ
ＵがＬ”、ωｌの算出を行う制御演算の最後に実行する
。設定値をもとにタイマ３３はパルス信号ＣＬＫＯをク
ロックパルスとしてカウント動作を行い、タイマ３３の
値が零になったとき出力信号４０のレベルを”Ｈ”から
”Ｌ″にする。し九がって、出力信号４０の１Ｈ”の期
間が数値ωＩ＋ａに相当する。ωｌが零の場合、出力信
号４０のパルス幅を第３図（ｂ）のようにデユーティ５
０％とする。また、ω！〉Ｏすなわち正転の場合は第３
図の（ａ）のようにパルス幅をデユーティ５０％以上と
し、ω＋＜０すなわち逆転の場合は第３図の（Ｃ）のよ
うにパルス幅をデユーティ５０％以下とする。この出力
信号４０はＵ／Ｄカウンタ２９のアップ・ダウン（Ｕ／
Ｄ）制御端子の入力となる。Ｕ／Ｄカウンタ２９は一定
周波数のパルス信号ＣＬＫＩをクロックパルスとして、
出力信号４０のレベルが′Ｈ”のときアップカウント動
作を行い、１Ｌ″′のときダウンカウント動作を行う。
したがって、出力信号４０のデユーティ５０％以下の場
合、Ｕ／Ｄカウンタ２９の累積値は第３図の（ａ）のよ
うに増加し、デユーティ５０％以下の場合、第３図の（
Ｃ）のように減少する。また、デユーティ５０％のとき
は第３図の（ｂ）のようにその値をホールドする。この
Ｕ／Ｄカウンタ２９の出力値をもとにＲＯＭ２７は第４
図のような正弦あるいは余弦波に相当する値すなわち電
流指令の基準値をＤＡＣ２３〜２６に出力する。実線は
出力信号・４０のデユーティが１００％のときの正弦波
状の出力値であシ、破線はそのときの余弦波状の出力値
である。また、１点鎖線はデユーティ７５％の出力値で
お池。この出力値の周波数は実線あるいは破線の場合の
１／２である。このようにして１次角周波数ωＩを角度
θＩｌ、θＩ／ｌに変換して電流指令の基準値を発生さ
せる。なお、第４図に示すようにＩＭ５が正転時には、
Ｕ／Ｄカウンタ２９の値は左から右へと増加し、逆転時
にはその反対に減少する。
合、Ｕ／Ｄカウンタ２９の累積値は第３図の（ａ）のよ
うに増加し、デユーティ５０％以下の場合、第３図の（
Ｃ）のように減少する。また、デユーティ５０％のとき
は第３図の（ｂ）のようにその値をホールドする。この
Ｕ／Ｄカウンタ２９の出力値をもとにＲＯＭ２７は第４
図のような正弦あるいは余弦波に相当する値すなわち電
流指令の基準値をＤＡＣ２３〜２６に出力する。実線は
出力信号・４０のデユーティが１００％のときの正弦波
状の出力値であシ、破線はそのときの余弦波状の出力値
である。また、１点鎖線はデユーティ７５％の出力値で
お池。この出力値の周波数は実線あるいは破線の場合の
１／２である。このようにして１次角周波数ωＩを角度
θＩｌ、θＩ／ｌに変換して電流指令の基準値を発生さ
せる。なお、第４図に示すようにＩＭ５が正転時には、
Ｕ／Ｄカウンタ２９の値は左から右へと増加し、逆転時
にはその反対に減少する。
一方、ＣＰＵ３０で演算したトルク指令ニー（ディジタ
ル値）は１次角周波数ω寡の場合同様、第５図の工うに
タイマ３２にオフセット値ａと加算されてタイマ３２に
設定される。タイマ３２はこ、のＩ ＊ ＋ ａに比例
したパルス信号４１を出力する。この信号４１をフィル
タ２８は第５図のように正負の電位を持つ信号に変換し
、その信号を平滑してアナログ量のトルク信号ｉ−に変
換する。
ル値）は１次角周波数ω寡の場合同様、第５図の工うに
タイマ３２にオフセット値ａと加算されてタイマ３２に
設定される。タイマ３２はこ、のＩ ＊ ＋ ａに比例
したパルス信号４１を出力する。この信号４１をフィル
タ２８は第５図のように正負の電位を持つ信号に変換し
、その信号を平滑してアナログ量のトルク信号ｉ−に変
換する。
たとえば、信号４１が１″のときは正の電位に、′Ｏ″
のときは負の電位の信号に変換する。したがって、パル
ス信号４１のパルス幅のデユーティが５０％のときはト
ルク指令ｉｔ１が零、デユーティが５０％以上のときは
正のトルク指令、また、デユーティ５０％以下のときは
負のトルク指令が得られる。
のときは負の電位の信号に変換する。したがって、パル
ス信号４１のパルス幅のデユーティが５０％のときはト
ルク指令ｉｔ１が零、デユーティが５０％以上のときは
正のトルク指令、また、デユーティ５０％以下のときは
負のトルク指令が得られる。
上記したパルス信号４０．４１の周波数はタイマ３１で
設定する。このパルス信号４０．４１の周波数は電流指
令ｉ −、Ｌ” 、ｉ−の定格周波数（５０〜６０Ｈ２
）及びＰＷＭインバータ４の搬送周波数（２〜３ｋＨｚ
）より十分大きく（約２０ｋＨ１程度）設定することに
よｆｉ、ＩＭ５の速度変動を引き起こすようなことはな
い。
設定する。このパルス信号４０．４１の周波数は電流指
令ｉ −、Ｌ” 、ｉ−の定格周波数（５０〜６０Ｈ２
）及びＰＷＭインバータ４の搬送周波数（２〜３ｋＨｚ
）より十分大きく（約２０ｋＨ１程度）設定することに
よｆｉ、ＩＭ５の速度変動を引き起こすようなことはな
い。
以上、本発明の制御回路を直交座標形式ベクトル制御方
式を例に説明したが、もう一つの極座標形式ベクトル制
御方式の場合について説明する。
式を例に説明したが、もう一つの極座標形式ベクトル制
御方式の場合について説明する。
これはトルク電流成分Ｉｓと励磁電流成分工、から直接
（１）、（２）式の１次電流の振幅Ｉ＋ 及び位相差ψ
を求め、これらから電流指令を次式とする方式である。
（１）、（２）式の１次電流の振幅Ｉ＋ 及び位相差ψ
を求め、これらから電流指令を次式とする方式である。
ｉ −＝−Ｉ １ ｓｉｎ （ω１ｔ＋ψ） ・・・
・・・・・・（７）この方式における電流指令発生回路
部分を第６図に示す。ＣＰＵ３０は速度制御演算結果で
あるトルク指令ニー、励磁電流成分工、をもとに（１）
。
・・・・・・（７）この方式における電流指令発生回路
部分を第６図に示す。ＣＰＵ３０は速度制御演算結果で
あるトルク指令ニー、励磁電流成分工、をもとに（１）
。
（２）、 （６）式を用いて１次電流の振幅指令Ｉ＋”
、位相差ψ、１次角周波数ωｌを求める。そして位相差
ψの変化分Δψとω１から電流指令角周波数ω１゜（＝
ωｌ＋Δψ）を求める。なお、（１）式の１１を算出す
るルート関数演算、（２）式のψを算出するｔａｆｉ”
関数演算は関数テーブルを用意して求めることにより、
プログラムの負担の軽減及び高速処理ができる。タイマ
３３には、ω１Ｇにオフセット値ａを加えて、設定する
。タイマ３３はω１゜に比例したパルス幅をもったパル
ス信号４００をＵ／Ｄカウンタ２９に出力する。このパ
ルス信号４００をもとに第１図の場合同様、Ｕ／Ｄカウ
ンタ２９はアップ及びダライカウント動作を行って、角
度（ωｌｅｔ＋ψ）に相当する値をＲＯＭ２７０に出力
する。ＲＯＭ２７０はこの値をもとに（η、（８）式の
Ｕ、Ｖ相電流指令の基準値（ｓｉｎ（Ｑ＋＋ｏｔ＋９’
）＋ｓｉｎ （（ｄｌｏ ｔ ＋ ψ−−ｇ ）に相当
する値）をＤＡＣ２３０，２４０に出力する。一方、Ｃ
ＰＵ３０で演算した１次電流の振幅指令Ｉ−はタイマ３
２、フィルタ２８を介してアナログ量の振幅指令工１に
変換する。Ｉ）ＡＣ２３０，２４０は１次電流の振幅指
令Ｉ＋ とＲＯＭ２７０の出力値をもとに、（７）、
（８）式の演算を行ってＵ、Ｖ相の電流指令１−９ｉ−
を出力する。Ｗ相電流指令ｉ−０はｉ−“。
、位相差ψ、１次角周波数ωｌを求める。そして位相差
ψの変化分Δψとω１から電流指令角周波数ω１゜（＝
ωｌ＋Δψ）を求める。なお、（１）式の１１を算出す
るルート関数演算、（２）式のψを算出するｔａｆｉ”
関数演算は関数テーブルを用意して求めることにより、
プログラムの負担の軽減及び高速処理ができる。タイマ
３３には、ω１Ｇにオフセット値ａを加えて、設定する
。タイマ３３はω１゜に比例したパルス幅をもったパル
ス信号４００をＵ／Ｄカウンタ２９に出力する。このパ
ルス信号４００をもとに第１図の場合同様、Ｕ／Ｄカウ
ンタ２９はアップ及びダライカウント動作を行って、角
度（ωｌｅｔ＋ψ）に相当する値をＲＯＭ２７０に出力
する。ＲＯＭ２７０はこの値をもとに（η、（８）式の
Ｕ、Ｖ相電流指令の基準値（ｓｉｎ（Ｑ＋＋ｏｔ＋９’
）＋ｓｉｎ （（ｄｌｏ ｔ ＋ ψ−−ｇ ）に相当
する値）をＤＡＣ２３０，２４０に出力する。一方、Ｃ
ＰＵ３０で演算した１次電流の振幅指令Ｉ−はタイマ３
２、フィルタ２８を介してアナログ量の振幅指令工１に
変換する。Ｉ）ＡＣ２３０，２４０は１次電流の振幅指
令Ｉ＋ とＲＯＭ２７０の出力値をもとに、（７）、
（８）式の演算を行ってＵ、Ｖ相の電流指令１−９ｉ−
を出力する。Ｗ相電流指令ｉ−０はｉ−“。
１１−をもとに演算素子２１０から出力する。
以上、第１図、第６図ではタイマ３３の出力からパルス
幅が可変で、かつ７定周期のパルス、信号４０あるいは
４００ｔ−用いてＵ／Ｄカウンタ２９のアップ・ダウン
カウント動作を制御しているが、タイマ３３から設定値
に比例した周波数のパルス信号をＵ／Ｄカウンタ２９の
クロック端子ＣＫに入力し、パスライン３５にディジタ
ル出力回路（１ビツト）を追加して設定値の正負信号を
アラ、 プ・ダウン端子Ｕ／Ｄに入力するようにして
もよい。
幅が可変で、かつ７定周期のパルス、信号４０あるいは
４００ｔ−用いてＵ／Ｄカウンタ２９のアップ・ダウン
カウント動作を制御しているが、タイマ３３から設定値
に比例した周波数のパルス信号をＵ／Ｄカウンタ２９の
クロック端子ＣＫに入力し、パスライン３５にディジタ
ル出力回路（１ビツト）を追加して設定値の正負信号を
アラ、 プ・ダウン端子Ｕ／Ｄに入力するようにして
もよい。
以上のように、本発明によれば、ＣＰＵ３０を主構成要
素とするディジタル制御回路で演算した１次角周波数ω
ｌあるいは位相差ψの変化分Δψをもとにして得た値ω
ｌあるいは（ωｌ＋Δψ）を、タイマを用いてこの値に
比例したパルス幅を持ったパルス信号に変換し、このパ
ルス信号をもとにＵ／Ｄカウンタのアップ及びダウンカ
ウント動作を制御してＲＯＭから各相の電流指令の基準
値（正弦あるいは余弦波状の数値）を発生することによ
り、１次角周波数のｌあるいは位相差ψに対応した周波
数のパルス信号に変換してパルス合成する方式（特開昭
５７−７８３８９）に比べて、’ｔｔｍ指令発生回路構
成を簡略化できる。
素とするディジタル制御回路で演算した１次角周波数ω
ｌあるいは位相差ψの変化分Δψをもとにして得た値ω
ｌあるいは（ωｌ＋Δψ）を、タイマを用いてこの値に
比例したパルス幅を持ったパルス信号に変換し、このパ
ルス信号をもとにＵ／Ｄカウンタのアップ及びダウンカ
ウント動作を制御してＲＯＭから各相の電流指令の基準
値（正弦あるいは余弦波状の数値）を発生することによ
り、１次角周波数のｌあるいは位相差ψに対応した周波
数のパルス信号に変換してパルス合成する方式（特開昭
５７−７８３８９）に比べて、’ｔｔｍ指令発生回路構
成を簡略化できる。
第１図は本弛明の誘導′電動機の制御回路、第２図は誘
導域Ｗｈ機のベクトル図、第３図はタイマ３１とＵ／Ｄ
力９ンタ２９の動作を説明するための図、第４図はＲＯ
Ｍの出力値すなわち′電流指令の基準値を説明するため
の図、第５図はトルク指令を伝達するタイマ３２とフィ
ルタ２８の動作を説明するための図、第６図は第１図以
外の制御方式での電流指令発生回路。 ３２．３３・・・タイマ、２９・・・Ｕ／Ｄカウンタ、
２７，２７０・・・リードオンリメモリＲＯＭ、２３〜
２６，２３０，２４０・・・ディジタル・アナログ第１
１１Ｄ （テ１ジフルｂ”Ｊｔ釘帥 １〈トル７佑°」捷ｒ区了
谷〉茅／＋ロ ーーー◆土に 第５０
導域Ｗｈ機のベクトル図、第３図はタイマ３１とＵ／Ｄ
力９ンタ２９の動作を説明するための図、第４図はＲＯ
Ｍの出力値すなわち′電流指令の基準値を説明するため
の図、第５図はトルク指令を伝達するタイマ３２とフィ
ルタ２８の動作を説明するための図、第６図は第１図以
外の制御方式での電流指令発生回路。 ３２．３３・・・タイマ、２９・・・Ｕ／Ｄカウンタ、
２７，２７０・・・リードオンリメモリＲＯＭ、２３〜
２６，２３０，２４０・・・ディジタル・アナログ第１
１１Ｄ （テ１ジフルｂ”Ｊｔ釘帥 １〈トル７佑°」捷ｒ区了
谷〉茅／＋ロ ーーー◆土に 第５０
Claims (1)
- １、誘導電動機の回転角周波数、すべり角周波数および
１次電流を励磁電流成分の位相差をもとに発生する１次
電流指令によつて制御される誘導電動機において、前記
回転角周波数とすべり角周波数の加算値あるいは１次周
波数と位相差ψの変化分Δ＿ψの加算値（ω＿１＋Δ＿
ψ）に相当する値を設定するタイマと、前記タイマの出
力信号を入力とするカウンタと、前記カウンタの出力値
をもとに正弦及び余弦波状の値を出力するメモリを備え
、前記タイマを用いて設定値に比例したパルス幅を持つ
パルス信号に変換し、前記パルス信号をもとにカウンタ
をアップ及びダウンカウント動作させるようにして各相
の電流指令を発生することを特徴とする誘導電動機の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59218417A JPS6198182A (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59218417A JPS6198182A (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6198182A true JPS6198182A (ja) | 1986-05-16 |
Family
ID=16719584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59218417A Pending JPS6198182A (ja) | 1984-10-19 | 1984-10-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6198182A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH04168992A (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-17 | Juki Corp | Ａｃモータ駆動装置 |
-
1984
- 1984-10-19 JP JP59218417A patent/JPS6198182A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH04168992A (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-17 | Juki Corp | Ａｃモータ駆動装置 |
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