JPS6176089A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS6176089A JPS6176089A JP59197338A JP19733884A JPS6176089A JP S6176089 A JPS6176089 A JP S6176089A JP 59197338 A JP59197338 A JP 59197338A JP 19733884 A JP19733884 A JP 19733884A JP S6176089 A JPS6176089 A JP S6176089A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特に
速度検出器を用いない、いわゆる速度センサレスベクト
ル制御装置に関する。
速度検出器を用いない、いわゆる速度センサレスベクト
ル制御装置に関する。
構造が簡単かつ堅牢な誘導電動機を用い、直流電動機と
同等な高速応答などの性能を得ることを目的として誘導
電動機のベクトル制御が研究されている。ベクトル制御
というのは、誘導電動機の１次電流をトルク電流成分方
向と励磁電流成分方向とに分解し、各々を独立に制御す
ることにより、直流電動機並みの起動トルクを有し、高
応答を可能とするものである。当初のベクトル制御装置
においては、誘導電動機のすベリ角周波数を高精度に制
御するために、高精度の速度検出器（いわゆるパルスジ
ェネレータ等）を誘導電動機の出力軸に取付ける必要が
あった。しかし、一般に誘導電動機は速度検出器を容易
に取付けられる構造とはなっておらず、また既設の誘導
電動機に速度検出器を取付けるには改造を必要とし、ま
た設置スペースに余裕がないなどの問題があった。そこ
で。
同等な高速応答などの性能を得ることを目的として誘導
電動機のベクトル制御が研究されている。ベクトル制御
というのは、誘導電動機の１次電流をトルク電流成分方
向と励磁電流成分方向とに分解し、各々を独立に制御す
ることにより、直流電動機並みの起動トルクを有し、高
応答を可能とするものである。当初のベクトル制御装置
においては、誘導電動機のすベリ角周波数を高精度に制
御するために、高精度の速度検出器（いわゆるパルスジ
ェネレータ等）を誘導電動機の出力軸に取付ける必要が
あった。しかし、一般に誘導電動機は速度検出器を容易
に取付けられる構造とはなっておらず、また既設の誘導
電動機に速度検出器を取付けるには改造を必要とし、ま
た設置スペースに余裕がないなどの問題があった。そこ
で。
この問題を解決するために速度検出器を用いない、いわ
ゆる速度センサレスベクトル制御方法が提案声れた（特
開昭５９−６３９９８号公報参照）。
ゆる速度センサレスベクトル制御方法が提案声れた（特
開昭５９−６３９９８号公報参照）。
ここで、上記速度センサレスベクトル制御方法について
説明する（第２図参照）。このベクトル制御方法は、要
約すると、誘導電動機の１次電圧を検出し、この１次電
圧をトルク電流成分方向電圧と励磁電流成分方向に分解
し、トルク電流成分方向電圧は誘導電動機の速度に比例
した値を示し、励磁電流成分方向電圧はすべり角周波数
誤差に比例した値を示すようにしたものである。
説明する（第２図参照）。このベクトル制御方法は、要
約すると、誘導電動機の１次電圧を検出し、この１次電
圧をトルク電流成分方向電圧と励磁電流成分方向に分解
し、トルク電流成分方向電圧は誘導電動機の速度に比例
した値を示し、励磁電流成分方向電圧はすべり角周波数
誤差に比例した値を示すようにしたものである。
すなわち、第２図において、インバータ１は出力電流（
または、出力電圧）と周波数を制御して。
または、出力電圧）と周波数を制御して。
誘導電動機２を駆動する。ベクトル演算回路１０は誘導
電動機２の１次電流（または、１次電圧）のトルク電流
成分指令■ｔ′″、励磁電流成分指令工、′″と１次角
周波数指定ωＩ″１を入力とし、インバータ１の出力電
流と周波数を決定するための回路である。電圧検出器３
でインバータ１の出力電圧（または、誘導電動機電圧）
を検出し、電圧成分検出回路４は、前記電圧検出器３の
出力信号をトルク電流成分方向電圧Ｅ−１と励磁電流成
分方向電圧Ｅ、とに分解する前者Ｅ９は設定電圧となる
べく励磁電流成分を補正し、後者Ｅ４は検出電圧が零と
なるべく１次周波数を制御している。また、誘導電動機
の速度検出はトルク電流成分方向電圧Ｅ９とすべり角周
波数指令ω、１を入力とする速度演算回路１１により演
算により求め、速度制御回路６により速度指令回路５の
速度指令信号ω１′″と速度演算回路１１により算出さ
れた速度検出相当信号（以下、回転角周波数ω、という
、）との偏差信号をトルク電流成分指令■ｔ＊とする。
電動機２の１次電流（または、１次電圧）のトルク電流
成分指令■ｔ′″、励磁電流成分指令工、′″と１次角
周波数指定ωＩ″１を入力とし、インバータ１の出力電
流と周波数を決定するための回路である。電圧検出器３
でインバータ１の出力電圧（または、誘導電動機電圧）
を検出し、電圧成分検出回路４は、前記電圧検出器３の
出力信号をトルク電流成分方向電圧Ｅ−１と励磁電流成
分方向電圧Ｅ、とに分解する前者Ｅ９は設定電圧となる
べく励磁電流成分を補正し、後者Ｅ４は検出電圧が零と
なるべく１次周波数を制御している。また、誘導電動機
の速度検出はトルク電流成分方向電圧Ｅ９とすべり角周
波数指令ω、１を入力とする速度演算回路１１により演
算により求め、速度制御回路６により速度指令回路５の
速度指令信号ω１′″と速度演算回路１１により算出さ
れた速度検出相当信号（以下、回転角周波数ω、という
、）との偏差信号をトルク電流成分指令■ｔ＊とする。
励磁電流成分指令工、′は、励磁電流成分指令回路９に
より与えら九る。前記トルク電流指令工％を倍率器７で
一定倍した値を誘導電動機２のすベリ角周波数指令ω、
′とする。該すべり角周波数指令ωＳ″、速度指令回路
５の速度指令信号ωｒ′と前記励磁電流成分方向電圧Ｅ
、を零とするようなＥ４制御回路１３の出力Δω、′の
和を１次角周波数演算回路８により演算し、１次角周波
数指令ω１′とする。したがって、１次角周波数指令ω
１″は次式で表わされる。
より与えら九る。前記トルク電流指令工％を倍率器７で
一定倍した値を誘導電動機２のすベリ角周波数指令ω、
′とする。該すべり角周波数指令ωＳ″、速度指令回路
５の速度指令信号ωｒ′と前記励磁電流成分方向電圧Ｅ
、を零とするようなＥ４制御回路１３の出力Δω、′の
和を１次角周波数演算回路８により演算し、１次角周波
数指令ω１′とする。したがって、１次角周波数指令ω
１″は次式で表わされる。
（Ｌ） ｌ” ” （１１Ｂ ” ＋ Ｗ ｙ−＋１０
ｇ” ・（１）上式において、１次角周波数指令ωＩ
′″は、ω、＊＝ω、″＋ω、 ・・・（２）
でなければならない、但し、ωｒ：誘導電動機の回転角
周波数である。速度指令信号ωｒ′と実際の回転角周波
数ω、は、定常時において、速度制御回路６のオフセッ
トを零とすることにより、等、Ｌ＜する（ωｒ″＝ωｒ
）ことは可能であるが、過渡状態においてはωｒ１とω
、は等しくない。
ｇ” ・（１）上式において、１次角周波数指令ωＩ
′″は、ω、＊＝ω、″＋ω、 ・・・（２）
でなければならない、但し、ωｒ：誘導電動機の回転角
周波数である。速度指令信号ωｒ′と実際の回転角周波
数ω、は、定常時において、速度制御回路６のオフセッ
トを零とすることにより、等、Ｌ＜する（ωｒ″＝ωｒ
）ことは可能であるが、過渡状態においてはωｒ１とω
、は等しくない。
このために、ベクトル演算回路１ｏは誤差Δω。
を生じるが、この誤差Δω、を励磁電流成分方向電圧Ｅ
１によって補正することが可能である。したがって、前
記（１） 、 （２）式より。
１によって補正することが可能である。したがって、前
記（１） 、 （２）式より。
ω 「 ２ ω ｒ １ ＋ Δ ω 繻
・・・ （３）とすることが可能となり、
速度センサベクトル制御が実現できる。符号１４は一次
角周波数指令ω１′とトルク電流成分方向電圧Ｅ９の偏
差を増幅する増幅回路を示している。また、１７は電圧
成分検出回路４においてトルク電流成分方向電圧Ｅ１゛
と励磁電流成分方向電圧Ｅ、とに分解するための２指圧
弦波信号を出力する発振器を示している。
・・・ （３）とすることが可能となり、
速度センサベクトル制御が実現できる。符号１４は一次
角周波数指令ω１′とトルク電流成分方向電圧Ｅ９の偏
差を増幅する増幅回路を示している。また、１７は電圧
成分検出回路４においてトルク電流成分方向電圧Ｅ１゛
と励磁電流成分方向電圧Ｅ、とに分解するための２指圧
弦波信号を出力する発振器を示している。
しかしながら、以上の速度センサレスベクトル制御にお
いては次のような点が閉頭となる。第一に、速度センサ
レスベクトル制御では、誘導電動機の回転速度を検出す
るのに実際の速度検出器を用いずにこれに代えて電圧検
出器３を用いるのであるが、この電圧検出器３であるＰ
Ｔは誘導電動機の低速時における検出精度が悪く、その
結果速度演算精度が悪くなり、制御信号と実際の誘導電
動機との間に位相差が生じてトルク不足となる。
いては次のような点が閉頭となる。第一に、速度センサ
レスベクトル制御では、誘導電動機の回転速度を検出す
るのに実際の速度検出器を用いずにこれに代えて電圧検
出器３を用いるのであるが、この電圧検出器３であるＰ
Ｔは誘導電動機の低速時における検出精度が悪く、その
結果速度演算精度が悪くなり、制御信号と実際の誘導電
動機との間に位相差が生じてトルク不足となる。
ここに、電圧検出器３の検出精度が低速時において悪く
なる主な原因として、電圧検出器３は変成器であり、変
成器自体低周波の信号に対して特性が悪く、また一般に
ＰＴには焼損防止のための抵抗が一次側に直列に挿入さ
れているため、この直列抵抗による誤差が含まれる等が
挙げられる。
なる主な原因として、電圧検出器３は変成器であり、変
成器自体低周波の信号に対して特性が悪く、また一般に
ＰＴには焼損防止のための抵抗が一次側に直列に挿入さ
れているため、この直列抵抗による誤差が含まれる等が
挙げられる。
第二に、誘導電動機をすベリ制御する方式においては、
第３図（ａ）に示すようなトルク（τ）−角周波数（ω
）特性において、制御は最大トルクすべり角周波数ω、
、以下の領域（安定領域）で行わなければならない、こ
の最大トルクすベリ角周波数ω８４８を越えた領域（不
安定領域）ではすべりの増加とともにトルクが減少して
しまい、安定に制御することができないからである。な
お。
第３図（ａ）に示すようなトルク（τ）−角周波数（ω
）特性において、制御は最大トルクすべり角周波数ω、
、以下の領域（安定領域）で行わなければならない、こ
の最大トルクすベリ角周波数ω８４８を越えた領域（不
安定領域）ではすべりの増加とともにトルクが減少して
しまい、安定に制御することができないからである。な
お。
最大トルクすベリ角周波数ω８１とは、第３図（ａ）に
示すように、誘導電動機が最大のトルクを発生するとき
のすべり角周波数のことであり。
示すように、誘導電動機が最大のトルクを発生するとき
のすべり角周波数のことであり。
次の（４）式で示される。
・・・・・・（４）
但し、ｒｌ ニー次の抵抗
ｒ７′ ニー次換算二次抵抗
２１ ニー次のりアクタンス
Ω２′ ニー次換算二次リアクタンス
上記（４）式をベクトル制御方式、すなわち周波数制御
方式として１次角周波数ω、に対する最大すべり角周波
数ω、１をグラフ図に表わすと。
方式として１次角周波数ω、に対する最大すべり角周波
数ω、１をグラフ図に表わすと。
第３図（ｂ）に示すような特性となる。この第３図（ｂ
）において特に注意すべきは低周波数領域においては最
大トルクすベリ角周波数ω、Ｗが順次減少して小さくな
っている点である。これは、誘導電動機の起動から低速
領域では実回転速度（角周波数）ω、と１次角周波数ω
１との差、すなわちすベリ角周波数ω、が大きくなると
すベリ角周波数ω８が最大トルクすべり角周波数ω６１
の点を越えやすいことを意味する。このことは速度セン
サレスベクトル制御に限ったことではないが、特に速度
センサレスベクトル制御の場合実速度検出に代えて電圧
検出器３による検出値から速度を演算推定しているため
に、低速域（低周波数域）では先にも述べたように精度
が悪くなり、その結果最大トルクすべり角周波数ω１□
を越えて不安定領域に到り、制御不能となる欠点があっ
た。
）において特に注意すべきは低周波数領域においては最
大トルクすベリ角周波数ω、Ｗが順次減少して小さくな
っている点である。これは、誘導電動機の起動から低速
領域では実回転速度（角周波数）ω、と１次角周波数ω
１との差、すなわちすベリ角周波数ω、が大きくなると
すベリ角周波数ω８が最大トルクすべり角周波数ω６１
の点を越えやすいことを意味する。このことは速度セン
サレスベクトル制御に限ったことではないが、特に速度
センサレスベクトル制御の場合実速度検出に代えて電圧
検出器３による検出値から速度を演算推定しているため
に、低速域（低周波数域）では先にも述べたように精度
が悪くなり、その結果最大トルクすべり角周波数ω１□
を越えて不安定領域に到り、制御不能となる欠点があっ
た。
したがって、起動時から最大トルクの出力を必要とする
用途では起動できないこととなる。
用途では起動できないこととなる。
本発明は速度センサレスベクトル制御装置において、誘
導電動機の低速運転時、特に起動時において制御領域が
不安定領域に入ることを防止して円滑な加速特性を得る
ことを目的とする。
導電動機の低速運転時、特に起動時において制御領域が
不安定領域に入ることを防止して円滑な加速特性を得る
ことを目的とする。
上記目的を達成するために１本発明はベクトル演算回路
の１次角周波数指定が誘導電動機の最大トルクすべり角
周波数の点を越えないように制限するようにした点に特
徴を有する。
の１次角周波数指定が誘導電動機の最大トルクすべり角
周波数の点を越えないように制限するようにした点に特
徴を有する。
すなわち１本発明によるベクトル制御装置は。
誘導電動機を駆動するインバータと、このインバータの
出力電圧および周波数を決定するベクトル演算回路と、
前記インバータの出力電圧を検出する電圧検出回路と、
検出された出力電圧を前記誘導電動機の回転速度に比例
した値のトルク電流成分方向電圧とベクトル演算の位相
誤差に比例した値の励磁電流成分方向電圧とに分解する
電圧成分検出回路と、前記誘導電動機の回転速度を指定
する速度指令回路と、この速度指令とトルク電流成分方
向電圧との偏差信号を出力する速度制御回路と、この偏
差信号と前記励磁電流成分方向電圧との和を演算してそ
の演算値信号を前記ベクトル演算回路に与える１次周波
数制御回路と、を備えた誘導電動機のベクトル制御装置
において、前記１次周波数制御回路からの１次周波数指
令を前記誘導電動機の最大トルクを発生させるすべり角
周波数を越えない値に制限するリミッタ回路を設けた−
ものである。
出力電圧および周波数を決定するベクトル演算回路と、
前記インバータの出力電圧を検出する電圧検出回路と、
検出された出力電圧を前記誘導電動機の回転速度に比例
した値のトルク電流成分方向電圧とベクトル演算の位相
誤差に比例した値の励磁電流成分方向電圧とに分解する
電圧成分検出回路と、前記誘導電動機の回転速度を指定
する速度指令回路と、この速度指令とトルク電流成分方
向電圧との偏差信号を出力する速度制御回路と、この偏
差信号と前記励磁電流成分方向電圧との和を演算してそ
の演算値信号を前記ベクトル演算回路に与える１次周波
数制御回路と、を備えた誘導電動機のベクトル制御装置
において、前記１次周波数制御回路からの１次周波数指
令を前記誘導電動機の最大トルクを発生させるすべり角
周波数を越えない値に制限するリミッタ回路を設けた−
ものである。
また、本発明は、好ましくは、加速特性を一層円滑なも
のとするために、リミッタ回路からリミット信号が出力
されたとき、そのときの速度指令を保持し、１次角周波
数指令がリミット値より低下したとき、保持された速度
指令と前記低下したときの速度指令との偏差を求め、こ
の偏差に応じて加速レートを決定する速度指令保持回路
を備えることが望ましい。
のとするために、リミッタ回路からリミット信号が出力
されたとき、そのときの速度指令を保持し、１次角周波
数指令がリミット値より低下したとき、保持された速度
指令と前記低下したときの速度指令との偏差を求め、こ
の偏差に応じて加速レートを決定する速度指令保持回路
を備えることが望ましい。
なお、電圧検出回路は単に計器用変成器のみならず、変
流器等の間接的に電圧を検出するものも含むものである
。
流器等の間接的に電圧を検出するものも含むものである
。
次に、本発明によるベクトル制御装置の実施例を頂面に
基づいて説明する。
基づいて説明する。
第１図に本実施例によるベクトル制御装置の構成をブロ
ック図で示す、この第１図において、第２図（従来）と
同一もしくは重複する部分には同一符号を付してその詳
細な説明は省略する。
ック図で示す、この第１図において、第２図（従来）と
同一もしくは重複する部分には同一符号を付してその詳
細な説明は省略する。
本実施例を示す第１図と従来例を示す第２図とで異なる
点は次の通りである。１次角周波数演算回路８とベクト
ル演算回路１０との間にリミッタ回路１５が設けられて
いる。リミッタ回路１５は関数発生器１６で作成された
リミット値に基づいて１次角周波数演算回路８から出力
される１次角周波数指令ω１′″が最大トルクすべり角
周波数ωｇ□を越えない値となるように制限する。また
、リミッタ回路１５は１次角周波数指令ω１′″がリミ
ット値ω、Ｌと達したことを出力する機能を有し、この
出力信号ＬＭＴはヒステリシス特性を有しリミット値ω
８Ｌに達したとき、 Ｈｉｇｈレベル（以下、単にＨと
する）信号を出力し、リミット値のヒステリシス幅以下
のとｆ！Ｌｏｗ レベル（以下、単にＬとする）信号を
出力する。この出力信号を速度指令保持回路１２に入力
する。速度指令保持回路１２は、前述のＬＭＴ信号がＬ
信号のとき、速度指令回路５の速度指令信号ωｒ′を伝
達するが、ＬＭＴ信号がＨレベルのとき、速度指令信号
ωｒ＊を保持し、１次角周波数指令ωｌ″′がリミット
値以下になると、速度指令信号ωＦ′″と保持された値
の偏差により加減速レートを決定し、速度指令ωｒ′″
を与える機能を有している。
点は次の通りである。１次角周波数演算回路８とベクト
ル演算回路１０との間にリミッタ回路１５が設けられて
いる。リミッタ回路１５は関数発生器１６で作成された
リミット値に基づいて１次角周波数演算回路８から出力
される１次角周波数指令ω１′″が最大トルクすべり角
周波数ωｇ□を越えない値となるように制限する。また
、リミッタ回路１５は１次角周波数指令ω１′″がリミ
ット値ω、Ｌと達したことを出力する機能を有し、この
出力信号ＬＭＴはヒステリシス特性を有しリミット値ω
８Ｌに達したとき、 Ｈｉｇｈレベル（以下、単にＨと
する）信号を出力し、リミット値のヒステリシス幅以下
のとｆ！Ｌｏｗ レベル（以下、単にＬとする）信号を
出力する。この出力信号を速度指令保持回路１２に入力
する。速度指令保持回路１２は、前述のＬＭＴ信号がＬ
信号のとき、速度指令回路５の速度指令信号ωｒ′を伝
達するが、ＬＭＴ信号がＨレベルのとき、速度指令信号
ωｒ＊を保持し、１次角周波数指令ωｌ″′がリミット
値以下になると、速度指令信号ωＦ′″と保持された値
の偏差により加減速レートを決定し、速度指令ωｒ′″
を与える機能を有している。
関数発生鉛工６は、速度演算回路１１から出力される回
転角周波数演算値ω、を入力とし、その関数として第４
図に示すように最大トルクすベリ角周波数ωｇ□の値と
回転角周波数ω１との和（ω、、ｊ＋ωＦ）よりも小さ
な値のリミット値ω、Ｌを出力する。リミット値ωｌｉ
Ｌをどの位小さな値とするかは、電圧検出器３の誤差等
を考慮した安全係数を定めて決定する。
転角周波数演算値ω、を入力とし、その関数として第４
図に示すように最大トルクすベリ角周波数ωｇ□の値と
回転角周波数ω１との和（ω、、ｊ＋ωＦ）よりも小さ
な値のリミット値ω、Ｌを出力する。リミット値ωｌｉ
Ｌをどの位小さな値とするかは、電圧検出器３の誤差等
を考慮した安全係数を定めて決定する。
次に、以上のリミッタ回路１５による作用を説明する。
第５図に、時間ｔに対する１次角周波数指令ω１′およ
び回転角周波数ω、の変化を示す。
び回転角周波数ω、の変化を示す。
時刻ｔ０にて誘導電動機を起動した場合を考える。
起動時刻ｔ０〜ｔ、までの間、回転角周波数ω。
は１次角周波数指令ω、′ｋに対して遅れながらも徐々
に上昇する。いま、時刻ｔ１において１次角周波数指令
ω１′と回転角周波数ω、との偏差であるすベリ角周波
数ω８が最大トルクすべり周波数ω５−に達した場合、
従来では第５図■に示すようにトルク不足を生じて速度
が低下し、したがつて起動不可能となる。しかし、本発
明によれば、時刻１．にてすベリ角周波数ω１が最大ト
ルクすべり周波数ω、、工を越える前、すなわちリミッ
ト値ω６Ｌに達したとき１次角周波数指令ω、′をリミ
ッタ回路１５によりｐＨ限する（第５図■ンので、１次
角周波数指令ωｌ′が最大トルクすベリ角周波数ω１．
を越えることなく１回転角周波数ω、はさらに徐々に上
昇する（１＋〜ｔ、）０次に、時刻ｔ２において、１次
角周波数指令ω１゜と回転角周波数ω、との偏差のすベ
リ角周波数ω、が所定値内に復帰すると（リミット値ω
ｇＬより小さくなると）、リミッタ回路１５による制限
が解除され、かつＬＭＴ信号の出力もなくなるので１次
角周波数指令ω、′の保持をしていた速度指令保持回路
Ｉ２の保持動作も解除される。その結果、第５図■に示
すように１次角周波数指令Ｑ１′は予め設定されている
変化率にて上昇し、回転角周波数ω、も上昇することが
できる。
に上昇する。いま、時刻ｔ１において１次角周波数指令
ω１′と回転角周波数ω、との偏差であるすベリ角周波
数ω８が最大トルクすべり周波数ω５−に達した場合、
従来では第５図■に示すようにトルク不足を生じて速度
が低下し、したがつて起動不可能となる。しかし、本発
明によれば、時刻１．にてすベリ角周波数ω１が最大ト
ルクすべり周波数ω、、工を越える前、すなわちリミッ
ト値ω６Ｌに達したとき１次角周波数指令ω、′をリミ
ッタ回路１５によりｐＨ限する（第５図■ンので、１次
角周波数指令ωｌ′が最大トルクすベリ角周波数ω１．
を越えることなく１回転角周波数ω、はさらに徐々に上
昇する（１＋〜ｔ、）０次に、時刻ｔ２において、１次
角周波数指令ω１゜と回転角周波数ω、との偏差のすベ
リ角周波数ω、が所定値内に復帰すると（リミット値ω
ｇＬより小さくなると）、リミッタ回路１５による制限
が解除され、かつＬＭＴ信号の出力もなくなるので１次
角周波数指令ω、′の保持をしていた速度指令保持回路
Ｉ２の保持動作も解除される。その結果、第５図■に示
すように１次角周波数指令Ｑ１′は予め設定されている
変化率にて上昇し、回転角周波数ω、も上昇することが
できる。
なお、上述の実施例において、１次角周波数指令ω１′
″のリミッタ値ω、Ｌは、第４図に示すように、トルク
電流成分方向電圧Ｅ９に比例させて得るようにしたが、
速度指令信号ωｒ＊に比例させて得るようにしてもよい
。
″のリミッタ値ω、Ｌは、第４図に示すように、トルク
電流成分方向電圧Ｅ９に比例させて得るようにしたが、
速度指令信号ωｒ＊に比例させて得るようにしてもよい
。
以上の実施例においては、速度センサレスベクトル制御
装置の場合を示したが、速度、電圧センサレスベクトル
制御装置への適用も可能である。
装置の場合を示したが、速度、電圧センサレスベクトル
制御装置への適用も可能である。
第６図に、速度、電圧センサレスベクトル制御装置の制
御回路構成を示す、第６図において、第１図に示す装置
と同一構成要素は同一の符号を付して説明を省略する。
御回路構成を示す、第６図において、第１図に示す装置
と同一構成要素は同一の符号を付して説明を省略する。
第６図において、電流検出器２１三相／二相変換器２２
により電動機電流の二相成分Ｌ 、 Ｉβを検出し、電
流成分検出回路２３に入力することにより、電動機電流
をトルク電流成分工、と励磁電流成分■、とに分解する
０本実施例の励磁電流成分指令１ 、ｍ″と前記励磁電
流成分１．どの偏差を増幅器２５により得、この出力信
号を励磁電流成分方向電圧指令Ｅ、″Ｉとする。一方、
増幅器２６により、トルク電流成分指令Ｉｔ′″と前記
トルク電流成分■、の偏差を得、この出力信号とトルク
電流成分方向電圧指令Ｅ９＊とする。Ｅ、′とＥＭ”の
両者を各々本実施例での電圧成分検出回路４の出力信号
Ｅ、とＥ−１として用いる。
により電動機電流の二相成分Ｌ 、 Ｉβを検出し、電
流成分検出回路２３に入力することにより、電動機電流
をトルク電流成分工、と励磁電流成分■、とに分解する
０本実施例の励磁電流成分指令１ 、ｍ″と前記励磁電
流成分１．どの偏差を増幅器２５により得、この出力信
号を励磁電流成分方向電圧指令Ｅ、″Ｉとする。一方、
増幅器２６により、トルク電流成分指令Ｉｔ′″と前記
トルク電流成分■、の偏差を得、この出力信号とトルク
電流成分方向電圧指令Ｅ９＊とする。Ｅ、′とＥＭ”の
両者を各々本実施例での電圧成分検出回路４の出力信号
Ｅ、とＥ−１として用いる。
さらに、Ｅ、′とＥＭ”は電圧演算回路２７、位相演算
回路２８に入力され、前者の出力信号は電圧の大きさｖ
８、後者は、Ｅイ。とＥ−％“の位相差θ１を出力する
。該出力信号ｖ７とθ“、および、１次角周波数指令ω
１′はＰＷＭ発生回路２９に入力される０以上、説明し
た速度、電圧センサレスベクトル制御装置においても、
本実施例での１次角周波数リミッタ回路１５と関数発生
回路１６を適用することにより、不安定制御を防止し、
良好な加減速運転特性を得ることは可能である。
回路２８に入力され、前者の出力信号は電圧の大きさｖ
８、後者は、Ｅイ。とＥ−％“の位相差θ１を出力する
。該出力信号ｖ７とθ“、および、１次角周波数指令ω
１′はＰＷＭ発生回路２９に入力される０以上、説明し
た速度、電圧センサレスベクトル制御装置においても、
本実施例での１次角周波数リミッタ回路１５と関数発生
回路１６を適用することにより、不安定制御を防止し、
良好な加減速運転特性を得ることは可能である。
以上述べた如く、本発明によれば、誘導電動機のベクト
ル制御装置において、誘導電動機の低速運転時にベクト
ル演算回路へ入力される１次角周波数指令値を最大トル
クすべり角周波数の点を越えないようにリミッタ回路に
より制限するので、制御領域が不安定領域に移行するこ
とを防止でき、円滑な加速特性を得ることができる。
ル制御装置において、誘導電動機の低速運転時にベクト
ル演算回路へ入力される１次角周波数指令値を最大トル
クすべり角周波数の点を越えないようにリミッタ回路に
より制限するので、制御領域が不安定領域に移行するこ
とを防止でき、円滑な加速特性を得ることができる。
第１図は本発明によるヘゲトル制御装置の一実施例を示
すブロック図、第２図は従来のベクトル制御装置の例を
示すブロック図、第３図（、）はすべり角周波数とトル
クとの関係を示す説明図。 （ｂ）は１次角周波数指令と最大トルクすべり角周波数
および実すベリ角周波数との関係を示す説明図、第４図
は１次角周波数指令のリミット値を説明する説明図、第
５図は本発明におけるリミット作用を説明する説明図、
第６図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 ■・・・インバータ、２・・・誘導電動機、３・・・電
圧検出器、２１・・・電流検出器、４・・・電圧成分検
出器、５・・・速度指令回路、６・・・速度制御回路、
７・・・倍率器、８・・・周波数演算回路、９・・・励
磁電流成分指令回路。 １０・・・ベクトル演算回路、１５・・・１次角周波数
リミッタ回路、１２・・・速度指令保持回路、２１・・
・電流検出器、２２・・・三相／二相変換器、２３・・
・電流成分検出回路、２４・・・変換器、２５．２６・
・・増幅器、２７・・・電圧演算回路、２８・・・位相
演算回路。 ２９・・・ＰＷＭ発生回路・
すブロック図、第２図は従来のベクトル制御装置の例を
示すブロック図、第３図（、）はすべり角周波数とトル
クとの関係を示す説明図。 （ｂ）は１次角周波数指令と最大トルクすべり角周波数
および実すベリ角周波数との関係を示す説明図、第４図
は１次角周波数指令のリミット値を説明する説明図、第
５図は本発明におけるリミット作用を説明する説明図、
第６図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 ■・・・インバータ、２・・・誘導電動機、３・・・電
圧検出器、２１・・・電流検出器、４・・・電圧成分検
出器、５・・・速度指令回路、６・・・速度制御回路、
７・・・倍率器、８・・・周波数演算回路、９・・・励
磁電流成分指令回路。 １０・・・ベクトル演算回路、１５・・・１次角周波数
リミッタ回路、１２・・・速度指令保持回路、２１・・
・電流検出器、２２・・・三相／二相変換器、２３・・
・電流成分検出回路、２４・・・変換器、２５．２６・
・・増幅器、２７・・・電圧演算回路、２８・・・位相
演算回路。 ２９・・・ＰＷＭ発生回路・
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、誘導電動機を駆動するインバータと、このインバー
タの出力電圧および周波数を決定するベクトル演算回路
と、前記インバータの出力電圧を検出する電圧検出回路
と、検出された出力電圧を前記誘導電動機の回転速度に
比例した値のトルク電流成分方向電圧とベクトル演算の
位相誤差に比例した値の励磁電流成分方向電圧とに分解
する電圧成分検出回路と、前記誘導電動機の回転速度を
指令する速度指令回路と、この速度指定とトルク電流成
分方向電圧との偏差信号を出力する速度制御回路と、こ
の偏差信号と前記励磁電流成分方向電圧との和を演算し
てその演算値信号を前記ベクトル演算回路に与える１次
周波数制御回路と、を備えた誘導電動機のベクトル制御
装置において、前記１次周波数制御回路からの１次周波
数指令を前記誘導電動機の最大トルクを発生させるすべ
り角周波数を越えない値に制限するリミッタ回路を設け
たことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御装置において、前
記リミッタ回路からリミット信号が出力されたとき、そ
のときの速度指令を保持し、１次周波数指令がリミット
値より低下したとき、保持された速度指令と前記低下し
たときの速度指令との偏差を求め、この偏差に応じて加
減速レートを決定する速度指令保持回路を備えたことを
特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59197338A JPS6176089A (ja) | 1984-09-20 | 1984-09-20 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59197338A JPS6176089A (ja) | 1984-09-20 | 1984-09-20 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6176089A true JPS6176089A (ja) | 1986-04-18 |
Family
ID=16372807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59197338A Pending JPS6176089A (ja) | 1984-09-20 | 1984-09-20 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6176089A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH02227386A (ja) * | 1989-03-01 | 1990-09-10 | Suzuki Motor Co Ltd | スクータ型自動二輪車のヘッドランプ取付け構造 |
| EP0444518A2 (de) * | 1990-03-01 | 1991-09-04 | Loher Aktiengesellschaft | Regelsystem für eine pulswechselrichtergesteuerte Drehfeldmaschine |
| EP1835612A1 (en) * | 2006-03-13 | 2007-09-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Driver for induction motor and method of driving the same |
| JP2011211768A (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-20 | Fanuc Ltd | エンコーダを有する主軸の制御装置 |
-
1984
- 1984-09-20 JP JP59197338A patent/JPS6176089A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232788A (ja) * | 1987-06-12 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH02227386A (ja) * | 1989-03-01 | 1990-09-10 | Suzuki Motor Co Ltd | スクータ型自動二輪車のヘッドランプ取付け構造 |
| EP0444518A2 (de) * | 1990-03-01 | 1991-09-04 | Loher Aktiengesellschaft | Regelsystem für eine pulswechselrichtergesteuerte Drehfeldmaschine |
| EP1835612A1 (en) * | 2006-03-13 | 2007-09-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co. Ltd. | Driver for induction motor and method of driving the same |
| JP2007244174A (ja) * | 2006-03-13 | 2007-09-20 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 誘導電動機の駆動装置および方法 |
| US7545116B2 (en) | 2006-03-13 | 2009-06-09 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Driver for induction motor and method of driving the same |
| JP2011211768A (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-20 | Fanuc Ltd | エンコーダを有する主軸の制御装置 |
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