DE3820125A1 - Verfahren zum steuern eines elektromotores - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Elektromotors. Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einem Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Elektromotors, das zum Realisieren einer Motordrehzahlsteuerung mit hoher Leistung geeignet ist, ohne daß ein Drehzahlsensor und ein Spannungs-Sensor (magnetischer Fluß-Sensor) verwendet werden müßten.

Als Verfahren zum Steuern eines Inverters oder Wechselrichters zum Durchführen einer variablen Drehzahlsteuerung eines Induktionsmotors ist ein Vektorsteuerungsverfahren und ein v/f-Steuerverfahren (Spannungs/Frequenz-Konstantsteuerung) bekannt. Bei der Vektorsteuerung wird allgemein ein Schlupffrequenzsteuersystem verwendet. Bei diesem Steuersystem wird die Motordrehzahl durch einen Geschwindigkeitsregler in Abhängigkeit von dem erfaßten Wert am Ausgang eines Drehzahlsensors gesteuert. Auf der Grundlage des Drehzahlregler-Ausgangssignales wird ein Befehlswert für die Schlupffrequenz berechnet, wobei der Befehlswert und der erfaßte Drehzahlwert aufsummiert werden, um auf diese Weise die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters zu steuern, während eine Drehmomentkomponente i _1q des Motorstromes zum dementsprechenden Steuern des Motorstromes erfaßt wird, wie dies beispielsweise in der JP-A-60-28786 offenbart ist. Bei diesem Steuersystem kann die Motordrehzahl wie auch der Motorstrom mit hoher Genauigkeit und erhöhter Stabilität gesteuert werden.

Unglücklicherweise ist jedoch dieses Steuersystem in seiner Struktur sehr kompliziert, da ein Drehzahlsensor, ein Drehzahlregler (ASR) und ein Stromregler (ACR) benötigt werden. Andererseits wird bei der v/f-Steuerung keine Rückkopplungssteuerung auf der Grundlage der Drehzahl und des erfaßten Stromwertes ausgeführt, sondern die Ausgangsfrequenz und die Ausgangsspannung eines Inverters in einer offenen Schleife in Abhängigkeit von einem Drehzahlbefehl gesteuert. Dieses v/f-Steuersystem kann natürlich mit einer einfachen Struktur realisiert werden. Jedoch kann aufgrund der Tatsache keine hochgenaue Drehzahlsteuerung realisiert werden, daß die Motordrehzahl sich in Abhängigkeit von der Last verändert.

Daher haben die beiden bekannten Steuersysteme sowohl Nachteile als auch Vorteile. Insbesondere benötigt das Vektorsteuersystem als unverzichtbare Komponenten den Drehzahlsensor, den Stromdetektor, den Drehzahlregler (ASR), den Stromregler (ACR) sowie weiterer Komponenten. Daher wird die Systemstruktur notwendigerweise kompliziert. Darüber hinaus müssen einzelne Konstanten für die ASR-Regler oder ACR-Regler in Abhängigkeit vom Trägheitsmoment des mechanischen Systems sowie von elektrischen Konstanten des Elektromotors eingestellt werden, was zu einem mühevollen Einstellen der Konstanten für die Steuerung führt. Wenn ferner die Konstanten irrtümlich oder falsch eingestellt werden, wird die Steuerung instabil, wodurch der eigentliche Zweck der Steuerung unterlaufen wird. Andererseits hat das v/f-Steuersystem verschiedene Nachteile, wie beispielsweise die Variation der Motordrehzahl in Abhängigkeit von der Last, das Auftreten von Strompulsen und die Verschlechterung der Drehmoment/Strom-Charakteristik unter dem Einfluß von starken Wechseln in der Drehzahl und in der Last. Im Extremfall kann die Regelung des Schlupfes aus dem Regelbereich laufen, was zu einem erheblichen Problem führt.

Ein bekanntes Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Induktionsmotors mit hoher Genauigkeit ohne Verwenden eines Drehzahlsensors ist in der Veröffentlichung "IEEE, Transaction Industry Application", IA-19, Nr. 3 (1983), Seiten 356 bis 362 beschrieben. Bei diesen bekannten Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Induktionsmotors werden die Motordrehzahl und die Schlupffrequenz oder ein Drehmoment arithmetisch auf der Grundlage einer Primärspannung und eines Primärstromes des Induktionsmotors bestimmt, wobei die Drehzahlsteuerung in Abhängigkeit von den Ergebnissen dieser arithmetischen Bestimmungen ausgeführt wird. Dieses bekannte Verfahren ermöglicht eine Steuerung der Motordrehzahl mit hoher Genauigkeit, ohne daß hierzu ein Drehzahlsensor benötigt würde.

Als weitere bekannte Technik kann ein Induktionsmotordrehzahlsteuersystem genannt werden, das in der Druckschrift "EPE Conference" (1985), Seiten 351 bis 355 offenbart ist. Bei diesem bekannten Verfahren für die Drehzahlsteuerung eines Induktionsmotors wird ein momentaner Befehlswert für die Wechselrichterausgangsspannung sowie der Motorstrom verwendet, um auf arithmetische Weise die jeweiligen Phasenwinkel zu bestimmen. Auf der Grundlage der Phasenwinkel, die so ermittelt wurden, wird der Winkel des Leistungsfaktors ermittelt, wobei der Frequenzbefehl derart gesteuert wird, daß der erfaßte Wert mit dem Befehlswert zusammenfällt, ohne daß ein Drehzahlsensor oder ein Spannungssensor (Sensor für den magnetischen Fluß) benötigt werden.

Die erstgenannte Technik nach dem Stand der Technik (die in der obengenannten Druckschrift IEEE Transaction offenbart ist) hat eine komplizierte Systemstruktur für den Spannungssensor und die hierfür benötigten peripheren Schaltungen. Abgesehen davon ist aufgrund der Tatsache, daß Regler (ASR und ACR) zum Steuern der Motordrehzahl und des Motorstromes benötigt werden, die Anzahl der Rückkopplungsschleifen entsprechend hoch, was im Ergebnis dazu führt, daß die gesamte Struktur des Steuersystems sehr kompliziert ist. Das letztgenannte, bekannte Steuersystem (das in der Druckschrift EPE-Conference beschrieben ist), benötigt einen Drehzahlregler und einen Regler für den Leistungsfaktor. Daher ist die Anzahl von Rückkopplungsschleifen entsprechend erhöht, wodurch eine sehr komplizierte Systemkonfiguration entsteht. Abgesehen davon werden im Zusammenhang mit der Erfassung des Winkels des Leistungsfaktors arithmetische Operationen auf der Grundlage der vielphasigen Wechselstrom-Momentanwerte ausgeführt. Da diese arithmetischen Operationen äußerst kompliziert sind, ist es praktisch unmöglich, eine zufriedenstellende Steuergenauigkeit zu erreichen, was zu einem weiteren Nachteil führt. Ferner müssen bei den oben beschriebenen bekannten Steuersystem Steuerkonstanten für einzelne Regler eingestellt werden in Abhängigkeit mit dem Trägheitsmoment des mechanischen Systems und mit elektrischen Konstanten des Induktionsmotors. Ein weiteres Problem muß man darin sehen, daß ein komplexes und mühevolles Einstellen dieser Konstanten ausgeführt werden muß.

Weitere bekannte Techniken im Zusammenhang mit dem Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors basieren auf dem Prinzip der Vektorsteuerung ohne Verwenden des Sensors zum Erfassen der Motordrehzahl sowie der angelegten Spannung und sind beispielsweise in der Druckschrift "Periodical of Articles D", veröffentlicht durch das Institute of Electrical Engineers of Japan, Band 107, Nr. 2 (1987), Seiten 191 bis 198. Dieses bekannte Steuerverfahren ist allerdings dahingehend nachteilig, daß die Steuercharakteristika unter dem Einfluß der Variation der Motorkonstanten sowie unter anderem unter dem Einfluß der Veränderung des Primärwiderstandes verschlechtert werden. Insbesondere ist unter anderem das Verhältnis des Spannungsabfalles durch den Primärwiderstand des Motors in bezug auf die induzierte elektromotorische Kraft beim niederfrequenten Betrieb erhöht, um die Steuercharakteristika zu beeinflussen. Ferner ist bei dieser bekannten Technik eine arithmetische Operation zum Erhalt des Befehlswertes für eine Wechselrichterspannung auf der Grundlage eines Frequenzbefehles und eines Spannungsbefehles für den Wechselrichter sowie auf der Grundlage von elektrischer Konstanten des Motors sehr kompliziert.

Ein weiteres bekanntes Verfahren zum Steuern der Drehzahl und des Drehmomentes eines Induktionsmotors mit hoher Ansprechgeschwindigkeit und Genauigkeit, das ein Vektorsteuerungsverfahren ist, ist beispielsweise in der JP-A-59-165982 beschrieben. In dieser Veröffentlichung ist ein Vektorsteuerungs-Wechselrichtersystem vom Spannungssteuerungstyp mit der in Fig. 1 der beiliegenden Zeichnungen gezeigten Struktur beschrieben. Wie in dieser Figur gezeigt ist, führt ein Wechselrichter vom Pulsbreitenmodulationstyp 1 (PWM INV), der einen Leistungswandler darstellt, eine Wechselspannung zu einem Induktionsmotor (IM) 2 auf der Grundlage der dreiphasigen Ausgangsspannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * zu. Eine momentane Drehzahl l _r wird mittels des Drehzahldetektors (PG) 93 erfaßt, der direkt mit dem Induktionsmotor 2 gekoppelt ist. Bei einem automatischen Drehzahlregler oder ASR 4 wird die momentane Drehzahl ω _r mit einem Drehzahlbefehlswert ω* _r verglichen, wodurch ein Drehmomentstrombefehl I* _1q am Ausgang durch den ASR 404 erzeugt wird. Eine Schlupffrequenz ω _s wird arithmetisch durch eine arithmetische Einheit 405 in Abhängigkeit von dem Drehmomentstrombefehl I* _1q ermittelt. Eine primäre Frequenz ω*₁ wird in Abhängigkeit von einer Summe der Schlupffrequenz ω _s gesteuert, die auf diese Weise ermittelt wird, sowie in Abhängigkeit von dem erfaßten Drehzahlwert ω _r . Auf der Grundlage der Primärfrequenz ω*₁ erzeugt ein Generator für eine trigonometrische Funktion 406 Signale, die durch sin ω*₁t und cos ω*₁t dargestellt werden, von denen Wechselspannungsbefehlssignale V α und V _β arithmetisch abgeleitet werden. Eine arithmetische Spannungsbefehlseinheit 407 dient dazu, um arithmetisch Spannungsbefehle V _1d und V _1q in dem orthogonalen Koordinatensystem zu ermitteln, das durch die Koordinatenachsen d und q auf der Grundlage der elektrischen Konstanten des zu steuernden Induktionsmotors zu ermitteln, und zwar einen Erregungsstrombefehl I* _1q und die Primärfrequenz l*₁ in Abhängigkeit von dem nachfolgenden Gleichungsausdruck (1). Die Spannungsbefehle V _1d und V _1q werden zum arithmetischen Ermitteln der Spannungsbefehle V α und V _β in dem Statorkoordinatensystem mittels einer Koordinatentransformationsschaltung 408 gemäß der Gleichung (2) verwendet. Letztendlich werden die dreiphasigen Ausgangsspannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * arithmetisch durch eine Zwei-in-drei-Phasenwandlerschaltung 409 gemäß Gleichung (3) ermittelt. Die Gleichungen (1), (2) und (3) werden nachfolgend wiedergegeben:

In dieser Gleichung sind r₁ der Primärwiderstand, L _σ eine äquivalente Leckinduktivität, die durch den Ausdruck (L₁ · L₂-M²)/L₂ gegeben ist, L₁ und L₂ primäre und sekundäre Induktivitäten, die durch die Ausdrücke (l₁ + M) und (l₂ + M) gegeben sind, wobei M die Gegeninduktivität darstellt und l₁ sowie l₂ primäre und sekundäre Leckinduktivitäten sind.

Bei dem momentan diskutierten Vektorsteuerungsverfahren werden die obenerwähnten Spannungsbefehlssignale als Steuergrößen zum Steuern der Ausgangsspannung des Wechselrichters verwendet.

Das in Fig. 1 gezeigte Wechselrichtersteuersystem ist dahingehend nachteilig, daß eine Anzahl von komplizierten arithmetischen Operationen, die durch die Gleichungen (1) bis (3) gegeben sind, für die arithmetischen Spannungssteueroperationen benötigt werden (die arithmetische Ermittlung der Spannungsbefehle, die Koordinatentransformation und die Umwandlung von Zwei-in-drei-Phasen), die auf der Grundlage der Steuervariablen I* _1q und ω*₁ ausgeführt werden. Abgesehen hiervon wird eine Vielzahl von Motorkonstanten (r₁, L _σ und L₁ usw.) nötigerweise in der arithmetischen Spannungssteuereinheit eingestellt, was eine mühsame Vorgehensweise darstellt.

In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß die Motorkonstanten üblicherweise von Motortyp zu Motortyp unterschiedlich sind. Daher ist es bei einem Vektorsteuerungssystem für einen Iduktionsmotor nötig, die einzelnen Steuerkonstanten auf der Grundlage der Motorkonstanten des Induktionsmotors, der betrieben werden soll, genau einzustellen, wie beispielsweise die Erregungsinduktivität, die Zeitkonstante sowie weitere Werte. Bei dem in der JA-A-59-165982 offenbarten Vektorsteuerungssystem müssen der Primärwiderstand r₁, die Leckinduktivität L _Q , die Primärinduktivität L₁ und der Erregungsstrombefehlswert i* _1d eingestellt werden, die die Steuerkonstanten für die arithmetische Operation zum Ermitteln des Spannungsbefehls darstellen und die gemäß dem Primärwiderstand, der Leckinduktivität, der Primärinduktivität und dem Erregungsstrom eingestellt werden müssen.

Bislang mußten diese zahlreichen Motorkonstanten einzeln von Hand unter Berücksichtigung der Konstruktionswerte oder der tatsächlich gemessenen Werte eingestellt werden. Zusätzlich mußten Steuerkonstanten fein modifiziert oder eingestellt werden in Abhängigkeit vom Motortyp, der tatsächlich eingesetzt werden soll. Daher erfordert das Einstellen der Motorkonstanten wie auch deren Veränderung ein sehr kompliziertes und mühsames Vorgehen. Selbstverständlich können Motorkonstanten, die nicht bekannt sind, auch nicht eingestellt werden, was ein weiteres Problem darstellt.

Ergänzend wird auf die JP-A-61-23189 und die EP-01 75 154-A2 (Veröffentlichungsdatum 26. März 1986) hingewiesen.

Eine weitere bekannte Technik in Verbindung mit einem Betriebssteuersystem für einen Operationsmotor ist beispielsweise in der JP-A-61-189193 beschrieben. Bei diesem bekannten Steuersystem ist das Antriebssteuergerät für den Induktionsmotor mit einer Einrichtung zum Steuern des Erregerstromes in der Weise ausgestattet, daß der Primärstrom einen Minimalwert für ein vorgegebenes Drehmoment des Induktionsmotors annehmen kann.

Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird das bekannte Betriebssteuersystem gemäß den beiliegenden Zeichnungen in einigen Details unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 erörtert, von denen die Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Anordnung eines Betriebssteuersystems für einen Induktionsmotor und Fig. 3 ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des Induktionsmotors zeigt.

In der Fig. 2 bezeichnet ein Bezugszeichen 2 einen Induktionsmotor, ein Bezugszeichen 93 einen Drehzahldetektor (PG), die Bezugszeichen 305 a bis 305 c primäre Stromdetektoren, das Bezugszeichen 307 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen der Schlupffrequenz, das Bezugszeichen 308 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Erregungsstrombefehlswertes, das Bezugszeichen 308 a eine Signalumwandlungsschaltung für einen Absolutwert, das Bezugszeichen 308 b eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Befehlswertes, das Bezugszeichen 308 c eine Auswahlschaltung für ein Maximalwertsignal, das Bezugszeichen 308 d ein Maximalwerthalteregister, das Bezugszeichen 351 einen Eingangssignalbegrenzer, das Bezugszeichen 352 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Primärstrombefehlswertes, das Bezugszeichen 353 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Phasenwinkels, das Bezugszeichen 354 einen Leistungswandler (Wechselrichter), das Bezugszeichen 355 einen Sinuswellengenerator und das Bezugszeichen 356 einen Addierer.

Der Induktionsmotor, der durch das Betriebssteuersystem für den Induktionsmotor gemäß Fig. 2 gesteuert wird, kann durch eine äquivalente Schaltung oder Ersatzschaltung dargestellt werden, in der der Erregungsstromvektor I _1d und der Drehmomentstromvektor I _1q sich senkrecht schneiden, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Um die Erläuterung zu vereinfachen, sei angenommen, daß keine magnetische Sättigung in dem Induktionsmotor stattfindet und daß der magnetische Fluß Φ proportional zum Erregungsstrom I _1d ist. In Fig. 3 bezeichnet das Symbol l₁ + l₂ eine Leckinduktivität, das Symbol M eine Erregungsinduktivität, das Symbol r₁ einen Primärwiderstand, das Symbol r₂ einen Sekundärwiderstand und das Symbol s einen Schlupf.

Bei der Ersatzschaltung oder äquivalenten Schaltung gemäß Fig. 3 gelten die durch die nachfolgenden Gleichungen (4) bis (7) wiedergegebenen Beziehungen zwischen dem Erregungsstrom I _1d , dem Primärstrom I₁, dem Drehmomentstrom I _1q , der von dem Primärstrom abgeleitet wird und dem Drehmoment T₁.

I _1dr ² + I _1qr ² = I _1r ² (4)

I _1d ² + I _1q ² = I _1l ² (5)

Φ a I _1d (6)

In diesen Gleichungen (4) bis (7) bedeutet der Zusatz r, daß die mit diesem Zusatz r versehenen Parameter Nennwerte sind. Insbesondere bezeichnet I _1r einen Nennprimärstrom, I _1qr einen Nennsekundärdrehmomentstrom, der in den Nennprimärstrom umgewandelt wird, T _r ein Nenndrehmoment und I _1dr einen Nennerregungsstrom.

Der Phasendifferenzwinkel R _r zwischen dem Nenndrehmomentstrom I _1qr und dem Nennprimärstrom I _1r in dem Zustand, in dem der Induktionsmotor mit dem Nenndrehmoment betrieben wird, kann durch folgende Gleichung (8) ausgedrückt werden:

Im folgenden wird durch den Wert m das Verhältnis zwischen dem Erregungsstrom I _1d in einem gegebenen Betriebszustand und dem Nennerregungsstrom I _1dr bezeichnet. Es gilt:

Durch Eliminieren der Werte I _1q , I _1qr , I _1d und I _1dr aus den Gleichungen (5), (7), (8) und (9) kann der folgende Gleichungsausdruck (10) abgeleitet werden, der für den Primärstrom I₁ gilt:

Bei dem Steuersystem nach dem Stand der Technik wird der Erregungsstrom I _1q derart gesteuert, daß der Primärstrom I₁ des Induktionsmotors einen Minimalwert annehmen kann. In diesem Zusammenhang kann der optimale Stromwert durch Modifikation der Gleichung (10) folgendermaßen bestimmt werden:

Aus der Gleichung (11) ergibt sich, daß ein diese Bedingung erfüllender Wert folgendermaßen dargestellt werden kann:

Der diese Gleichung erfüllende Wert des Erregungsstromes I _1d stellt den minimalen Primärstrom für das Drehmoment T₁, das benötigt wird, dar. Der Erregungsstrom kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Das Betriebssteuersystem für den Induktionsmotor nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 2 basiert auf der Anwendung des oben beschriebenen Steuerprinzips. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, wird ein Signal, das die Differenz zwischen dem Geschwindigkeitssteuersignal (dem gewünschten Geschwindigkeitssignal) ω* _r und der tatsächlichen Drehzahl l _r , die durch den Motordrehzahldetektor 93 erfaßt wird, anzeigt, der Drehzahlsteuerung 350 zugeführt, die daraufhin arithmetisch auf der Grundlage des zugeführten Differenzsignales ein Ausgangssignal I* _1q ermittelt, das dem sekundären Drehmomentstrombefehlswert für den Sekundärstrom des Induktionsmotors 2 entspricht, der arithmetisch auf der Grundlage des Primärstromes ermittelt wird. Das Ausgangssignal I* _1q der Drehzahlsteuerung 350 wird seinerseits an die Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 angelegt, die derart ausgebildet ist, daß das Eingangssignal I₂ ausgangsseitig erzeugt wird, wie es vorliegt, soweit das Eingangssignal I* _1q in einem voreingestellten Bereich zwischen I _1qMAX und -I _1qMIN liegt, während der Signalpegel I _1qMAX ausgangsseitig in dem Fall erzeugt wird, daß das Eingangssignal I* _1q größer ist als der Signalpegel I _1qMAX . Andererseits erzeugt die Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 den Signalpegel -I _1qMIN , wenn das Eingangssignal I* _1q kleiner ist als -I _1qMIN . Das Ausgangssignal I* _1q der Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 wird der Absolutsignalwertumwandlungsschaltung 308 a zugeführt, die in der arithmetischen Erregerstrombefehlseinheit 308 enthalten ist, in der das Signal |I _1q |, das ständig einen positiven Wert beibehält, durch die Absolutsignalwertumwandlerschaltung 308 a unabhängig davon erzeugt wird, ob das Ausgangssignal I* _1q von der Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 positiv (mit einem Pluszeichen) oder negativ (mit einem Minuszeichen) ist. Das Ausgangssignal |I _1q | der Absolutsignalwertumwandlungsschaltung 308 a wird eingangsseitig der arithmetischen Befehlswertschaltung 308 b zugeführt, die daraufhin von der Tatsache Gebrauch macht, daß das für einen Induktionsmotor benötigte Drehmoment ungefähr dem Ausgangssignal der beschriebenen Absolutsignalwertumwandlungsschaltung 8 a entspricht, um auf arithmetische Weise auf der Grundlage des bereits erläuterten Steuerprinzips den Erregerstrom I _1dl zu errechnen, bei dem ein minimaler Primärstrom erzielt wird, wobei diese Berechnung gemäß folgender Gleichung ausgeführt wird:

Der Wert I _1dl des Erregerstromes, der auf diese Weise bestimmt worden ist, wird der Auswahlschaltung für den maximalen Signalwert 308 c zugeführt, die das Signal I _1dl mit dem Maximalwertsignal I _1dr vergleicht, der vorher in dem Maximalwerthalteregister 308 d gespeichert wurde, um ausgangsseitig das Signal I _1dl zu erzeugen, wenn I _1dl kleiner ist als I _1dr , während ausgangsseitig das Signal I _1dr erzeugt wird, wenn I _1dl größer ist als I _1dr . Das Ausgangssignal der Maximalsignalwertauswahlschaltung 308 c wird als Erregungsstrombefehlswert I* _1d zum Minimieren des Primärstromes zu der arithmetischen Primärstrombefehlswerteinheit 352, zu der arithmetischen Phasenwinkeleinheit 353 und zu der arithmetischen Schlupffrequenzeinheit 307 zugeführt.

Der Erregungsstrombefehlswert I* _1d , der auf diese Weise ermittelt wurde, wird der arithmetischen Primärstrombefehlswerteinheit 352 zusammen mit dem Drehmomentbefehlswert I* _1q zugeführt, der durch die Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 erzeugt wird. Die arithmetische Primärstrombefehlseinheit 352 ermittelt auf arithmetische Weise den Befehlswert für den Primärstrom I*₁ gemäß folgender Gleichung:

Nach dieser Bestimmung wird der Primärstrombefehlswert I*₁ dem Leistungswandler bzw. Leistungswechselrichter 354 zugeführt.

Zusätzlich wird der Drehmomentstrombefehlswert I* _1q , der von der Eingangssignalbegrenzerschaltung 351 erzeugt wird, gleichfalls der arithmetischen Phasenwinkeleinheit 353 zusammen mit dem Erregungsstrombefehlswert I* _1d zugeführt, welcher von der arithmetischen Erregungsstrombefehlswerteinheit 308 erzeugt wird. Die arithmetische Einheit 353 bestimmt daraufhin auf arithmetische Weise den Phasenwinkel δ* zwischen den Stromwerten I* _1q und I* _1d gemäß folgender Gleichung:

δ* = tan^-1 (I* _1q /I*_1d )

Nach dieser Berechnung wird der Phasenwinkel δ* dem Sinuswellengenerator 355 zugeführt.

Ferner werden die Befehlswerte I* _1q und I*_1d der arithmetischen Schlupfwinkelfrequenzeinheit 307 zugeführt, in der die Schlupfwinkelfrequenz ω* _s gemäß folgender Gleichung ermittelt wird:

Das Ausgangssignal ω* _s wird daraufhin dem Addierer 356 zugeführt. Insbesondere ermittelt der Addierer 356 die Ausgangsfrequenz ω*₁ der Leistungswandlerschaltung gemäß folgender Gleichung:

ω*₁ = ω* _s + ω* _r

In dieser Gleichung bezeichnet ω* _s die Schlupfwinkelfrequenz und ω* _r den Momentanwert der Drehzahl. Das Ausgangssignal ω*₁ des Addierers 356 wird dem Sinuswellengenerator 355 zugeführt.

Der Sinuswellengenerator 355 erzeugt das Sinuswellensignal, das durch den Ausdruck sin (ω*₁t + δ*) und den Ausdruck sin (ω*₁t + δ* - 2π/3) gegeben ist für den Primärstrom. Das Ausgangssignal des Sinuswellenoszillators oder Sinuswellengenerators 355 wird der Leistungswandlerschaltung 354 zugeführt.

Die Betriebsweise des Leistungswandlers 354 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die U-Phase beispielhaft beschrieben. Die Ausgangsspannung des Leistungswandlers 354 wird derart gesteuert, daß ein momentanes Stromsignal I _UFB , das durch den U-Phasen-Primärstromdetektor 305 a erfaßt wird, als Momentanwert des Primärstromes, der durch die U-Phase des Induktionsmotors 2 fließt, mit dem Momentanwert des Primärstrombefehles übereinstimmen kann, der arithmetisch aufgrund des Ausgangssignals des Sinuswellenerzeugungsoszillators 355 und des Ausgangssignals der arithmetischen Primärstrombefehlswerteinheit 352 in dem Leistungswandler ermittelt wird. Auf ähnliche Weise wird der Leistungswandler 354 bezüglich der V-Phase und bezüglich der W-Phase derart gesteuert, daß die jeweiligen momentan erfaßten Werte mit dem momentanen Wert des gerade beschriebenen Befehles übereinstimmen. Auf diese Weise wird der Leistungswandler 354 als Leistungsversorgungsquelle mit variabler Frequenz realisiert, der dem Induktionsmotor 2 eine solche Spannung zuführen kann, daß Ströme entsprechend der momentanen Signalwerte für die einzelnen Phasen der Primärstrombefehle I _U , I _V und I _W durch die Primärseite des Induktionsmotors 2 fließen.

Man erkennt aus der obigen Beschreibung, daß das bekannte Betriebssteuersystem für einen Induktionsmotor bezüglich seiner Struktur derart ausgeführt und derart betrieben wird, daß eine Steuerung realisiert werden kann, bei der der Primärstrom für das benötigte Drehmoment des Induktionsmotors minimiert werden kann.

Allgemein beinhaltet der in einem Elektromotor, wie beispielsweise einem Induktionsmotor, entstehende Verlust zusätzlich zu einem Widerstandsverlust aufgrund des Primärwiderstandes, durch den der Primärstrom fließt, einen Sekundärwiderstandsverlust, der in den Kupferplatten des Rotors auftritt, einen Hystereseverlust aufgrund des den Statorkern durchsetzenden Wechselmagnetfeldes, einen Wirbelstromverlust sowie weitere Verluste. Wenn ein Elektromotor über eine ausgedehnte Zeitdauer betrieben werden soll, müssen diese Verluste so klein wie möglich gemacht werden, wobei dies nicht nur aus dem Gesichtspunkt der Wirtschaftlichkeit erforderlich ist, sondern auch vom Standpunkt der Sicherstellung einer langen Lebensdauer des Motors und der zugeordneten Geräte sowie unter dem Blickwinkel der hohen Zuverlässigkeit beim Betrieb erforderlich ist.

Allerdings tritt bei dem bekannten Steuersystem, das derart konzipiert ist, daß die Steuerung des Induktionsmotors zur Minimierung des primären Stromes ausgeführt wird, ein Problem dahingehend auf, daß der Gesamtverlust einschließlich des Sekundärwiderstandsverlustes, des Hystereseverlustes, des Wirbelstromverlustes und weiterer Verluste nicht notwendigerweise minimiert ist, obwohl der Primärwiderstandsverlust sicherlich minimierbar ist. Unter diesen Umständen hat das bekannte Steuersystem für einen Induktionsmotor einen erheblichen Nachteil dahingehend, daß die diesen Verlusten entsprechende elektrische Leistung von dem Betriebssteuersystem zugeführt werden muß, was wiederum bedeutet, daß das Steuersystem notwendigerweise mit einer ausreichend großen Kapazität realisiert sein muß. Andererseits kann auf Seiten des Induktionsmotors das Problem der Rotorüberhitzung auftreten. Insbesondere bei Betrieb des Induktionsmotors mit hoher Drehzahl werden die Hystereseverluste und die Wirbelstromverluste erheblich angehoben und können letztlich zu einer Beschädigung des Induktionsmotors aufgrund von Überhitzung führen.

Im Hinblick auf diesen Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung als erstes Ziel zugrunde, die beschriebenen Probleme und Nachteile der oben beschriebenen Motorsteuertechniken zu beseitigen und ein Motorsteuerungsverfahren zu schaffen, mit dem die Motordrehzahl wie auch die Motorstromstabilität mit hoher Genauigkeit bei einer vereinfachten Systemkonfiguration gesteuert werden kann, bei der lediglich ein Stromsensor verwendet wird, ohne daß es eines Drehzahlsensors oder eines Spannungssensors oder der Installation von Drehzahlreglern oder Stromreglern bedürfte, wobei dieses Verfahren ferner die Steuerungsabläufe und die benötigten arithmetischen Operationen vereinfachen soll.

Es ist ein zweites Ziel der vorliegenden Erfindung, die oben beschriebenen Nachteile der bekannten Motorsteuerungstechniken zu vermeiden und ein ideales Betriebssteuerverfahren für einen Induktionsmotor zu schaffen, mit dem sämtliche Verluste minimiert werden können, die innerhalb des Induktionsmotors über einen breiten Betriebsbereich von niedrigen Drehzahlen bis zu hohen Drehzahlen auftreten.

Um das erste Ziel zu erreichen, werden ein Amplitudenwert der Ausgangsspannung und ein innerer Phasenwinkel auf der Grundlage eines Befehlswertes für die Ausgangsfrequenz eines Wechselrichters gesteuert, der einen Frequenzwandler darstellt und eine Drehmomentstromkomponente des Primärstromes des Motors, wobei die Ausgangsfrequenz und die Ausgangsspannung des Wechselrichters in Abhängigkeit von einem unvollständigen Differentialwert oder einem Differentialwert der obigen Drehmomentstromkomponente verändert werden.

Im Hinblick auf das zweitgenannte Ziel wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß die Erregungsstromkomponente eines Induktionsmotors mit Hilfe einer Komponente gemäß einem Lastmoment des Induktionsmotors und der Ausgangsfrequenz des Frequenzwandlergerätes gesteuert wird.

Im Zusammenhang mit dem ersten Ziel der Erfindung sei angemerkt, daß die Steuerung der Spannung und des inneren Phasenwinkels ermöglicht, den magnetischen Fluß des Motors ständig konstant unabhängig von Schwankungen in der Last zu steuern. Daher kann mit der vorgeschlagenen Anordnung die Drehmoment/Strom-Charakteristik des Motors gegen Verschlechterungen geschützt werden, wobei ein angemessens Drehmoment konstant und stabil unabhängig von Schwankungen des Drehmomentes gewährleistet werden kann und ebenfalls der Betrieb bei niederen Frequenzen sichergestellt werden kann, der Probleme im Fall der v/f-Steuerung nach dem Stand der Technik darstellt. Da ferner die Motorfrequenz und die Motorspannung derart gesteuert werden, daß eine Änderung oder Variation der Drehmomentstromkomponente kompensiert werden kann, kann die Motordrehzahl mit erhöhter Genauigkeit gesteuert werden, während ein Pulsen des Motorstromes oder Überströme im Motor verhindert werden, die anderenfalls als Ergebnis von schnellen oder steilen Wechseln im Geschwindigkeitsbefehl und im Lastdrehmoment auftreten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 und 2 schematische Diagramme von bekannten Motorsteuerungssystemen;

Fig. 3 eine Darstellung zum Erläutern des Betriebes des Steuersystems gemäß Fig. 2;

Fig. 4 ein Blockdiagramm einer grundsätzlichen Anordnung eines Steuersystems, auf das ein Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung angewendet werden kann;

Fig. 5 bis 7, Fig. 10 und Fig. 11 Darstellungen zum Erläutern des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips;

Fig. 13 eine Darstellung einer anteiligen Abwandlung des in Fig. 4 gezeigten Steuersystems;

Fig. 8A und 8B, Fig. 9 und Fig. 12 Darstellungen zum Erläutern der Steuercharakteristika einer beispielhaften Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 eine Darstellung zum Erläutern einer Stromcharakteristik eines Elektromotors;

Fig. 15 und 16 Blockdiagramme, die jeweils andere Ausführungsformen des Steuersystems zeigen, auf die das Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung angewendet werden kann;

Fig. 17 eine andere Ausführungsform des Steuersystemes in Form eines Blockdiagrammes, auf das das erfindungsgemäße Verfahren angewendet werden kann;

Fig. 18 eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles des Steuersystems, auf das die Erfindung angewendet werden kann;

Fig. 20 eine Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer in dem in Fig. 19 gezeigten System ausgeführten Identifikationsschaltung;

Fig. 21 ein Blockdiagramm einer Anordnung des Steuersystems gemäß eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;

Fig. 22 ein Blockdiagramm einer Schaltungskonfiguration der in dem System gemäß Fig. 21 verwendeten Identifikationsschaltung;

Fig. 23 ein Blockdiagramm einer Anordnung des Steuersystems gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 24 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles eines Vektorsteuerungs-Wechselrichtersystemes, auf das ein Motorsteuerungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung angewendet wird;

Fig. 25 ein Blockdiagramm eines Motorsteuerungssystemes gemäß eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung;

Fig. 26 ein Systemdiagramm eines Auswahlsystemes, das geeignet ist, um entweder das erfindungsgemäße Steuerverfahren oder ein anderes Steuerverfahren auszuwählen, und das ferner in der Lage ist, entweder ein automatisches Einstellen von Konstanten gemäß der vorliegenden Erfindung oder ein manuelles Konstanteneinstellen durchzuführen;

Fig. 27 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Steuersystems, auf das das erfindungsgemäße Steuerverfahren angewendet wird;

Fig. 28 und 29 Darstellungen zum Erläutern der Betriebsweise des in Fig. 27 gezeigten Systemes;

Fig. 30 bis 32 Darstellungen, die jeweils Anordnungen der Systeme gemäß weiterer Ausführungsformen der Erfindung zeigen;

Fig. 33 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform des Steuersystems, auf das ein Steuerverfahren für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung Anwendung findet,

Fig. 34 und 35 Darstellungen zum Erläutern des dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 33 zugrundeliegenden Prinzipes;

Fig. 36A und 36B Diagramme zum Erläutern der Steuercharakteristika bei dem Steuersystem gemäß Fig. 33;

Fig. 37 ein Blockdiagramm des Motorsteuerungssystemes gemäß eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;

Fig. 38 wiederum ein weiteres Ausführungsbeispiel des Motorsteuerungssystemes, auf das die Erfindung Anwendung findet;

Fig. 39 ein Blockdiagramm eines Motorsteuerungssystemes gemäß eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung;

Fig. 40 ein Blockdiagramm einer Anordnung des Motorsteuerungssystemes gemäß eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung;

Fig. 41 ein Schaltungsdiagramm einer Wechselrichterschaltung;

Fig. 42 und 43 Darstellungen zum Erläutern der Betriebsweise der Wechselrichterschaltung gemäß Fig. 41;

Fig. 44 ein Schaltungsdiagramm einer Schaltungsanordnung zum Kompensieren des Einflusses eines Spannungsabfalles in der Wechselrichterausgangsspannung aufgrund der Totzeit; und

Fig. 45 und 46 Darstellungen zum Erläutern der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 44.

Nachfolgend wird das Steuerverfahren für die Motordrehzahl gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail in Verbindung mit beispielhaften und bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, in denen jeweils gleiche Bezugszeichen Teile bezeichnen, soweit dies nicht anders in der Beschreibung angegeben ist, so daß eine wiederholte Beschreibung derartiger Teile fortgelassen wird.

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm einer allgemeinen oder grundsätzlichen Anordnung eines Steuersystems, auf das das Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung angewendet wird. Fig. 5, 6, 7, 10 und 11 sind Darstellungen zum Verdeutlichen des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips. Fig. 13 ist eine schematische Schaltungsdiagrammdarstellung einer teilweisen Abänderung des in Fig. 4 gezeigten Steuersystems. Fig. 8A und 8B, 9 und 12 sind Darstellungen zum Erläutern der Steuercharakteristika des in Fig. 4 gezeigten Steuersystems. Fig. 14 ist eine Darstellung zum Erläutern einer Stromcharakteristik eines Elektromotors.

Nunmehr wird auf Fig. 4 Bezug genommen, die ein Blockdiagramm eines Vektorsteuersystems eines Induktionsmotors zeigt, auf das das erfindungsgemäße Steuerverfahren angewendet wird. Die für die gewünschte Steuerung benötigten arithmetischen Operationen können selbstverständlich unter Verwenden eines Mikroprozessor ausgeführt werden. Jedoch werden aus Gründen der Vereinfachung der Beschreibung diese arithmetischen Operationen derart geschildert, daß sie durch relevante arithmetische Einheiten ausgeführt werden, die durch die jeweiligen Blöcke in Fig. 4 dargestellt sind.

Die Vektorsteuerung ist eines der Verfahren zum Steuern der Drehzahl und des Drehmomentes eines Induktionsmotors mit einem schnellen Antwortsignal oder einer schnellen Reaktion und einer hohen Zuverlässigkeit, wobei dies mittels eines Frequenzwandlers oder Inverters ausgeführt wird. Bei dem Vektorsteuerungsverfahren wird der Primärstrom des Induktionsmotors in eine Erregungsstromkomponente I _1d (d. h. einen Magnetisierungsstrom zum Erzeugen eines magnetischen Flusses) und in eine Sekundärstromkomponente I _1q (d. h. Drehmomentstrom, der zum Erzeugen des Drehmomentes beiträgt) aufgeteilt, wobei beide Stromkomponenten I _1d und I _1q derart gesteuert werden, daß der sekundäre Kopplungsfluß senkrecht den Drehmomentstrom schneidet.

In Fig. 4 bezeichnet das Bezugszeichen 1 einen PWM-(Pulsbreitenmodulation)-Wechselrichter vom Spannungstyp, das Bezugszeichen 2 einen Induktionsmotor, das Bezugszeichen 3 einen Integrator, das Bezugszeichen 4 einen Stromdetektor, das Bezugszeichen 5 eine Frequenzsteuerung, das Bezugszeichen 6 eine arithmetische Einheit zum Bestimmen eines Spannungsbefehls und das Bezugszeichen 7 eine Befehlseinheit für eine dreiphasige Spannung.

Das gezeigte Ausführungsbeispiel des Steuersystems, auf das das Steuerverfahren gemäß der Erfindung Anwendung findet, besteht aus dem PWM-Wechselrichter 1, der durch die Spannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * gesteuert werden kann, und dem Steuergerät zum Steuern des Wechselrichters 1 vom Spannungstyp, wobei der Induktionsmotor 2, der das zu steuernde Objekt darstellt, durch das Ausgangssignal des Wechselrichters 1 vom Spannungstyp angetrieben wird. Das Steuergerät seinerseits besteht aus dem Integrator 3 zum Integrieren eines primären Frequenzbefehlssignales l*₁, um dadurch ein Phasenbezugssignal R* zu erzeugen, einem Stromdetektor 4 zum Erfassen der Drehmomentstromkomponente I _1q des primären Motorstromes mit Bezug zu dem Phasenbezugssignal R*, der Frequenzsteuerung 5 zum Steuern des primären Frequenzsteuersignales ω*₁ unter Verwenden der Drehmomentstromkomponte I _1q , der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 zum arithmetischen Ermitteln des Amplitudenwertes V* _1a des Spannungsvektors und eines internen Phasenwinkels δ* (d. h. einem Phasendifferenzwinkel zwischen der primären Spannung und der induzierten elektromotorischen Kraft) auf der Grundlage der Drehmomentstromkomponente I _1q , des primären Frequenzbefehlssignals ω*₁ und elektrischer Konstanten des Induktionsmotors, sowie ferner die dreiphasige Spannungsbefehlseinheit 7 zum arithmetischen Bestimmen des dreiphasigen Ausgangsspannungsbezugssignales V _u *, V _v * und V _w * auf der Grundlage des Spannungsvektoramplitudenwertes V* _1a , des interenen Phasenwinkels δ* und des Phasenbezugssignals R*.

Details dieser Struktur der Frequenzsteuerung und der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 werden später unter Bezugnahme auf das zugrundeliegende Steuerprinzip erläutert. Zunächst wird das grundlegende Prinzip sowie die grundlegende Operation unter bezug auf die Fig. 5 und 6 erläutert.

Fig. 5 zeigt eine Einsatzschaltung des Induktionsmotors 2. Fig. 6 zeigt ein Vektordiagramm, das auf der Grundlage des in Fig. 5 gezeigten Ersatzschaltungsdiagrammes gezeichnet ist. In Fig. 6 bezeichnen die Achsen d und q ein orthogonales Koordinatensystem, das sich mit der synchronen Drehzahl ω₁ dreht. Der Spannungsvektor V₁ ist gegeben durch die Summe der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ und einem inneren Impedanzspannungsabfall, der durch folgenden Ausdruck wiedergegeben wird: {(r₁ + j ω₁ · L _σ ) · I₁}. Hierdurch entspricht der innere Phasenwinkel δ dem internen oder inneren Impedanzspannungsabfall, der zwischen dem Spannungsvektor V₁ und der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ auftritt. Demzufolge werden die Befehlswerte V* _1a und w* für den Amplitudenwert V _1a des Spannungsvektors V₁ und der innere Phasenwinkel arithmetisch auf der Grundlage des Befehlswertes für die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ und des geschätzten Wertes für den inneren Impedanzspannungsabfall gemäß der nachfolgend wiedergegebenen Beziehung ermittelt. Auf der Grundlage dieser Befehlswerte V* _1a und δ* werden drei Spannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * arithmetisch in Abhängigkeit von einem Gleichungsausdruck ermittelt, wie beispielsweise der unten angegebenen Gleichung (13). Da die einzelnen Spannungsbefehlssignale voneinander nur bezüglich der Phase um 120° abweichen, wird nachfolgend das Spannungsbefehlssignal V _u * lediglich für die U-Phase betrachtet, das durch folgende Gleichung (13) gegeben ist:

V _u * = -V* _1a sin (R* + δ*) (13)

Da die einzelnen Phasenausgangsspannungen des PWM-Wechselrichters 1 vom Spannungstyp in Abhängigkeit von Pulsbreitenmodulationssignalen gesteuert werden, die durch Vergleich der Spannungsbefehle V _u *, V _v * und V _w * abgeleitet werden, die sinusförmig sind, mit dem Trägersignal, wobei die Momentanwerte der grundlegenden oder fundamentalen Signalformkomponenten der Phasenausgangsspannungen proportional zu den obigen Spannungsbefehlen gesteuert werden, wird der Spannungsvektor V₁ gemäß dem Amplitudenwertbefehl V* _1a , dem internen Phasenwinkel δ* und dem Phasenbezugssignal R* gesteuert. Es sei angenommen, daß der geschätzte Wert für den inneren Impedanzspannungsabfall mit dem tatsächlichen Wert übereinstimmt und daß die Größe der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ mit dem obigen Befehlswert übereinstimmt, während die Richtung der induzierten elektromagnetischen Kraft mit der Koordinatenachse q übereinstimmt. Unter diesen Bedingungen stellt das Phasenbezugssignal R*, das durch den Integrator gemäß Fig. 4 erzeugt wird, den Winkel R der Drehung des magnetischen Flußvektors (der senkrecht die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ schneidet) gegenüber der Achse für die Stator-U-Phase dar.

Unter der Bedingung, daß die Orientierung der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ mit der Achse q übereinstimmt, wie dies oben beschrieben wurde, stimmen die Stromkomponenten I _1d und I _1q längs der jeweiligen Achsen d und q, die durch den Stromdetektor 4 gemäß Fig. 4 erfaßt werden, und gemäß der Gleichung 14 ermittelt werden, mit dem Erregungsstrom I₀ und dem Sekundärstrom I′₂ überein.

In dieser Gleichung stellen i _u , i _v und i _w jeweils die Primärströme des Induktionsmotors 2 dar.

Da die Schlupffrequenz _s proportional zum Sekundärstrom I′₂ ist, kann dieser Wert auf der Basis des erfaßten Wertes I _1q des Sekundärstromes I′₂ geschätzt werden. Daher kann der Koeffizientenmultiplizierer, der einen Teil der Frequenzsteuerung 5 bildet, die geschätzte Schlupffrequenz _s durch Multiplizieren der Drehmomentstromkomponente I _1q mit einem Schlupfkoeffizienten K _S ermitteln. Dementsprechend kann die Frequenzsteuerung 5 den primären Frequenzbefehl ω*₁ steuern, indem der Frequenzbefehl ω* _r mit der Schlupffrequenz * _s multipliziert wird, um dadurch die aktuelle Drehzahl ω _r des Induktionsmotors an dem Befehlswert ω* _r anzupassen.

Nachfolgend werden die Struktur und die Betriebsweise der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 detailliert erläutert.

Wie in dem Vektordiagramm gemäß Fig. 6 gezeigt ist, könnten der Amplitudenwert I _1a des Spannungsvektors V₁ und der interne Phasenwinkel δ auf der Grundlage der oben beschriebenen Motorstromkomponenten I _1d und I _1q und der Motorkonstanten gemäß folgender Gleichungen (15) und (16) ermittelt werden:

V _1a = (E′₁ + ω₁ · L _s · I _1d + r₁ · I _1q ) cos δ + (r₁ · I _1d - ω₁ · L _σ · I _1q ) sin δ (16)

Hierbei gilt:

E′₁= ω₁ · M′ · I _1d = ω₁ · Φ _2d , Φ _2d = Anzahl der Sekundärflußkopplungen, M′= Gegeninduktivität, und L= Leckinduktivität.

Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 kann daher die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ derart steuern, daß diese konstant unabhängig von der Last ist, d. h. kann den magnetischen Fluß Φ _2d derart steuern, daß er immer konstant ist (soweit die Vektorsteuerungsbedingungen erfüllt werden), indem arithmetisch der Spannungsvektoramplitudenwert V _1a und der innere Phasenwinkel auf der Basis der Befehlswerte oder der momentanen Werte von E′₁, I _1d und I _1q sowie der Motorkonstanten (r₁, L _σ ) gemäß den Gleichungen (15) und (16) ermittelt werden und indem die Befehlswerte für V _1a und δ gesteuert werden. Allerdings sind die von der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß den Gleichungen (15) und (16) durchzuführenden arithmetischen Operationen aufgrund der Tatsache kompliziert, daß viele Multiplikationen und Teilungen der Steuervariablen ω₁, I _1d und I _1q sowie weiterer Werte durchgeführt werden. Demgemäß offenbart die vorliegende Erfindung eine Vereinfachung der arithmetischen Bestimmung des Amplitudenwertes V _1a und des inneren Phasenwinkels w auf der Grundlage des nachfolgend geschilderten Prinzips.

Arithmetische Bestimmung des inneren Phasenwinkels

Wie in den Vektordiagrammen der Fig. 7 zu sehen ist, kann der primäre Spannungsvektor VV₁ durch Vektoraddition des Spannungsabfalls an der Leckinduktivität (ω₁ · L _σ · I₁) und des Primärspannungsabfalles (r₁ · I₁) zu der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ abgeleitet werden. Daher kann der innere Phasenwinkel durch die unten angegebene Gleichung (17) wiedergegeben werden, indem E₁ als Summe aus der Addition der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ lediglich mit ω₁ · L _σ · L₁ dargestellt wird und indem durch δ₁ der Winkel zwischen E′₁ und E₁ dargestellt wird, wobei der Winkel δ zwischen V₁ und E₁ durch δ′ _r dargestellt wird.

δ = δ _l - δ′ _r (17)

Es sei angemerkt, daß das Verhältnis des Spannungsabfalls an der Leckinduktivität, bezogen auf E′₁, allgemein klein ist und in der Größenordnung von 0,2 liegt. Daher stimmt der Winkel δ′ _r ungefähr mit dem Phasenwinkel δ _r zwischen der Spannung E′₁ und der Spannung E′ _1r überein, was sich aus der Addition von lediglich dem Primärwiderstandsabfall r₁ · I₁ zu der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ ergibt. Ferner ist beim Hochfrequenzbetrieb, bei dem r₁ · I₁ « E′₁, der Winkel δ′ _r klein, wie in Fig. 7 gezeigt ist, und hat nur einen geringen Bezug zum inneren Phasenwinkel δ. Daher liegt kein merkbarer Fehler in der arithmetischen Bestimmung des inneren Phasenwinkels δ, selbst wenn δ′ _r gleich δ′ _r über den gesamten Frequenzbereich ist. In anderen Worten kann der innere Phasenwinkel δ arithmetisch durch folgenden vereinfachten Gleichungsausdruck (18) ausgedrückt werden:

δ = δ _l - δ _r (18)

Hierbei gilt:

In der obigen Gleichung (19) ist K _l das Induktivitätsverhältnis, das gegeben ist durch L _σ /(l₁ + M), dessen Wert üblicherweise in der Größenordnung von 0,1 auch bei unterschiedlichen Motoren bleibt, was wiederum bedeutet, daß der innere Phasenwinkel δ arithmetisch selbst dann bestimmt werden kann, wenn die Werte L _σ und M unbekannt sind. Da ferner δ₁ « 1, kann der Wert von δ₁ auf einfache Weise gemäß folgender Gleichung bestimmt werden:

Andererseits kann der Wert w _r durch folgende Gleichung wiedergegeben werden:

Die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ (=ω₁ · Φ _2d ) ist ungefähr gleich zu primären induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ (=ω₁ · Φ₁). Dementsprechend kann die sekundäre induzierte elektromotorische Kraft E′₁ durch Bestimmen von Φ _2d gemäß folgender Gleichung ermittelt werden:

Φ _2d ≈ Φ₁ = E₁₀/ω₁₀ (22)

Hierbei gilt:

Φ₁= Anzahl der Primärflußkopplungen, E₁₀= induzierte elektromotorische Nenn-Kraft und ω₁₀= Nennwinkelfrequenz.

Arithmetische Bestimmung der Vektorspannungsamplitude V _1a

Der Amplitudenwert V _1a des Primärspannungsvektors V₁ kann arithmetisch gemäß der Gleichung (16) ermittelt werden, indem das Ergebnis der arithmetischen Bestimmung des inneren Phasenwinkels δ gemäß Gleichung (18) verwendet wird. In dem Fall, in dem ω₁ ein großer Wert ist, ist der erste Ausdruck in der Gleichung (16) erheblich größer als der zweite Ausdruck in derselben Gleichung, so daß der zweite Ausdruck vernachlässigt werden kann. Wenn andererseits ω₁ ein kleiner Wert ist, ist der Spannungsabfall an der Leckinduktivität, der durch den zweiten Ausdruck in der Gleichung (16) gegeben ist, klein in bezug auf den Widerstandspannungsabfall. Daher kann der interessierende Amplitudenwert V _1a arithmetisch gemäß der folgenden, vereinfachten Gleichung (23) ermittelt werden:

V _1a ≈ (l₁R₁ + r₁ · I _1q ) cos δ - r₁ · I _1d sin w (23)

Die Fig. 8A und 8B zeigen Ergebnisse der arithmetischen Ermittlung des Amplitudenwertes V _1a und des inneren Phasenwinkels δ bezüglich der Primärfrequenz ω₁ und der Drehmomentstromkomponente I _1q . In beiden Figuren zeigen die gestrichelten Kurven die Werte, die gemäß den Gleichungen (15) und (16) ermittelt werden, wobei die durchgezogene Kurve die Werte darstellt, die gemäß den vereinfachten Ausdrücken (18) und (23) ermittelt werden. In Fig. 8A hat der auf vereinfachte Weise bestimmte Wert, der durch die durchgezogene Kurve dargestellt wird, einen Fehler bezüglich des Amplitudenwertes V _1a im Vergleich mit dem genau bestimmten Wert, der durch die gestrichelte Linie dargestellt ist, wenn die Drehmomentstromkomponente I _1q ansteigt. Es sei jedoch angemerkt, daß dieser Fehler kleiner als -1,1% im Nennlastzustand ist und daher kein praktisches Problem darstellt. Im lastfreien Zustand, d. h. wenn I _1q = 0, tritt überhaupt kein Fehler auf. Bei der arithmetischen Bestimmung des inneren Phasenwinkels δ gemäß Fig. 8B wird ein Fehler erzeugt, wenn die Primärfrequenz ω₁ ein kleiner Wert ist und wenn die Laststromkomponente I _1q groß ist. Jedoch hat dieser Fehler nur einen geringen Einfluß auf die Drehmomentsteuergenauigkeit und bildet kein nennenswertes Problem in der praktischen Anwendung, wie auch nachfolgend erläutert wird.

Aus der obigen Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß Fig. 4 derartig realisiert werden kann, daß auf arithmetische Weise der innere Phasenwinkel δ gemäß den obigen Gleichungen (18), (19) und (21) bestimmt werden kann, während der Amplitudenwert V _1a gemäß der Gleichung (23) ermittelt werden kann. Insbesondere kann in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß Fig. 4 der Ausdruck für die arithmetische Ermittlung des Befehlswertes I* _1d für I _1d als Koeffizient eingestellt werden. Beim Bestimmen von δ _r wird eine Funktionstabelle von tan^-1 (1/x) mit dem reziproken Wert 1/x als Variable anstelle der Variablen x verwendet, um die Division zu vermeiden. Mit anderen Worten ist die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 in einer derartigen Weise realisiert, daß eine gegenseitige Multiplikation und Division von Variablen soweit wie möglich vermieden werden kann, um auf diese Weise eine Vereinfachung der arithmetischen Apparation zu erreichen.

Fig. 9 zeigt die Drehmomentsteuercharakteristika des Systems, bei dem die vereinfachte arithmetische Apparation für den Spannungsbefehl angewendet wird, wie sie oben beschrieben wurde. In Fig. 9 wird die Drehmomentgenauigkeit längs der Ordinate als Abweichung in Prozenten von dem Bezugswert des Verhältnisses "erzeugtes Drehmoment τ _e /Drehmomentstrom I _1q " festgelegt. Wie in Fig. 9 zu sehen ist, verschlechtert sich die Drehmomentgenauigkeit im niedrigen Drehzahlbereich, verglichen mit derjenigen im hohen Drehzahlbereich. Allerdings bleibt die Schwankung der Drehmomentgenauigkeit innerhalb eines kleinen Bereiches von 0,5%. Dies bedeutet, daß die Spannungssteuerung auf der Grundlage der vereinfachten arithmetischen Bestimmung des Spannungsbefehls gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 zufriedenstellende Steuercharakteristika gewährleisten kann.

Nachfolgend wird eine detaillierte Beschreibung der Struktur und des Betriebes der Frequenzsteuerung 5 gemäß Fig. 4 wiedergegeben.

Wie bereits beschrieben wurde, kann die Ersatzschaltung des Induktionsmotors in Form des gestrichelten Blockes gemäß Fig. 10 dargetellt werden, wenn die Größe und Phase der Eingangsspannung V₁ des Induktionsmotors 2 derart gesteuert werden, daß der Induktionsmotor in einem Zustand gesteuert wird, daß die induzierte elektromotorische Kraft (der magnetische Fluß) nicht in Abhängigkeit vom Strom schwankt. Man erkennt von dem Ersatzschaltungsdiagramm, daß die Schlupffrequenz ω _s (=ω*₁-l _r ) sich durch Steuern der Frequenz ω*₁ verändert, wobei das Ergebnis hiervon die Drehmomentstromkomponente I _1q sich entsprechend ändert, wodurch sich das Drehmoment τ _e , das vom Induktionsmotor erzeugt wird und somit dessen Drehzahl ω _r ändern. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß das Frequenzsteuersystem, das den Drehmomentstrom verwendet, wie es in der JP-A-61-2 31 889 offenbar ist, eine automatische Drehzahlregelung (ASR) und eine automatische Stromregelung (ACR) beinhaltet, die jeweils Proportional-plus-integral- Kompensationsregler sind (P-I), wie dies in Fig. 11 bei (a) gezeigt ist, wobei der Primärfrequenzbefehlswert ω*₁ arithmetisch auf der Grundlage der Drehmomentstromkomponente I _1q und des Geschwindigkeitsbefehles ω* _r zum Zwecke der Steuerung der Ausgangsfrequenz des Frequenzwandlers bestimmt wird. Allerdings wird erfindungsgemäß die Struktur der Frequenzsteuerung 5 ohne Verschlechterung der Steuerfunktion oder des Betriebsverhaltens im Hinblick auf das sehr komplizierte und mühsame Einstellen der Konstanten für die Steuerung in der automatischen Drehzahlregelung und der automatischen Stromregelung vereinfacht. Die Fig. 11 (b) bis (d) zeigen ein Transformationsverfahren zum Einsparen der automatischen Drehzahlregelung und der automatischen Stromregelung im Hinblick auf die Vereinfachung der Struktur der Frequenzsteuerung. Zunächst wird der automatische Drehzahlregler (ASR) in einen P-Kompensations-Typ transformiert, während in dem automatischen Stromregler (ACR) eine durch das Bezugszeichen i im Kreis bezeichnete Schaltung eingespart wird, wobei eine (I-P)-Kompensation verwirklicht wird, wie dies in Fig. 11 bei (b) gezeigt ist. Als nächstes werden die automatische Stromregelung und die automatische Drehzahlregelung miteinander bei Bewerkstelligen einer P-Kompensation integriert, um den Versatz der automatischen Drehzahlregelung durch einen durch das Bezugszeichen ii im Kreis bezeichneten Koeffizienten zu kompensieren, wie dies in Fig. 11 bei (c) gezeigt ist. Die bei (c) gezeigte Schaltungskonfiguration kann ferner derart vereinfacht werden, wie dies in Fig. 11 bei (d) gezeigt ist. Wie in Fig. 11 bei (d) zu sehen ist, kann die Übertragungsfunktion der Drehmomentstromkomponente I _1q bezüglich der Frequenz ω*₁ durch folgenden Gleichungsausdruck (24) wiedergegeben werden:

Hierbei gilt:

K _c = proportionale Verstärkung der automatischen Stromregelung, T _d = Zeitkonstante auf der Grundlage der Konstanten der automatischen Stromregelung und der automatischen Drehzahlregelung, gegeben durch T _d =1/K _a · K _c , K _a = proportionale Verstärkung der automatischen Drehzahlregelung und K _s = Schlupfkoeffizient.

In der obigen Gleichung (24) kann eine Verzögerungskomponente erster Ordnung im ersten Ausdruck fortgelassen werden (d. H. T _d =0), ohne daß dies zu irgendwelchen erkennbaren Variationen in den Charakteristika führt. Daher kann die Gleichung (24) folgendermaßen umgeschrieben werden:

Der erste Ausdruck in der obigen Gleichung (25) ist ein Schlupfkompensationsterm zum Kompensieren einer Veränderung in der Drehzahl, die durch den Schlupf des Induktionsmotors verursacht wird, wobei der zweite Ausdruck sich auf die Stromdämpfungssteuerung bezieht (nachfolgend CDC genannt), um eine Schwingung oder ein Überschießen des Stromes zu unterdrücken, was anderenfalls in Reaktion auf schnelle Drehmomentänderungen oder Änderungen im Geschwindigkeitsbefehl auftreten kann. Wie man aufgrund der Gleichung (25) erkennt, hat der zweite Ausdruck die Form eines unvollständigen Differentiales.

Die Frequenzsteuerung 5 des erfindungsgemäßen Systems gemäß Fig. 4 ist derart ausgeführt, daß die arithmetische Operation gemäß der Gleichung (25) ausgeführt werden kann. In Fig. 4 ist gezeigt, daß die in der Frequenzsteuerung 5 enthaltene Schaltung, die durch eine doppeltgestrichelte Linie umschlossen ist, die Stromdämpfungssteuerschaltung (CDC) bildet, die dem obigen, unvollständigen Differentialausdruck entspricht. Die CDC-Schaltung empfängt den Drehmomentstrom I _1q als Eingangssignal und ermittelt arithmetisch einen Wert Δω entsprechend einer Veränderung in dem Eingangsdrehmoment- Komponentensignal I _1q . Die Schlupffrequenzen _s , die sich aus der Multiplikation von Δω und I _1q mit dem Schlupfkoeffizienten K _s ergeben, werden zum Drehzahlbefehl ω* _r mit negativen (minus) und positiven (plus) Polaritäten addiert, woraufhin der primäre Frequenzbefehl ω*₁ ausgangsseitig erzeugt wird. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, empfängt die in dem Strombegrenzer 51 enthaltene Frequenzsteuerung 5 den Drehmomentstrom I _1q , wobei das Ausgangsmaterial des Strombegrenzers 51 zu dem primären Frequenzbefehl ω*₁ mit negativer Polarität addiert wird.

Nachfolgend wird eine Beschreibung des Betriebes der Frequenzsteuerung 6 wiedergegeben.

Aufgrund der durch die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführten Spannungssteuerung ist der erfaßte Wert der Drehmomentstromkomponente I _1q des Primärstromes proportional zur Schlupffrequenz des Induktionsmotors. Daher kann durch Multiplizieren der erfaßten Drehmomentstromkomponente I _1q mit dem proportionalen Koeffizienten K _s die Schlupffrequenz _s arithmetisch bestimmt werden. Daher wird bei einem statischen Zustand, bei dem keine starken Änderungen in der Last und in der Drehzahl auftreten, der Primärfrequenzbefehl ω*₁ gemäß (ω* _r + _s ) gesteuert, wodurch die Drehzahl ω _r des Induktionsmotors derart gesteuert werden kann, daß sie mit der Befehlsdrehzahl oder dem Solldrehzahlwert ω* _r übereinstimmt.

Andererseits kann bei einem Übergangszustand, bei dem eine starke Änderung in der Last und in der Drehzahl stattfindet, ein Stufenbefehl zu dem Geschwindigkeitsbefehl ω* _r hinzugefügt werden, wie dies durch die durchgezogene Linie in Fig. 12 dargestellt ist. In diesem Fall neigt die Drehmomentstromkomponente I _1q dazu, anzusteigen, da die Schlupffrequenz ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Stromdämpfungssteuerung (CDC) ausgeführt, wodurch der unvollständige Differentialwert Δω der Drehmomentstromkomponente I _1q , der in den Konstanten K _c und T _d enthalten ist, zum Drehzahlbefehl ω* _r mit negativer Polarität addiert wird, was dazu führt, daß die ansteigende Rate des Primärfrequenzbefehles ω*₁ vermindert wird, um dadurch ein starkes Ansteigen der Drehmomentstromkomponente I _1q zu verhindern.

In einem Überlaßzustand tritt der Strombegrenzer 51 in Operation. Wenn die Drehmomentstromkomponente I _1q jenseits des Wertes ansteigt, der in dem Strombegrenzer 51 eingestellt ist, wird die Drehmomentstromkomponente mit einem vorbestimmten Koeffizienten multipliziert, wobei der sich ergebende Ausgangswert dazu verwendet wird, um den Primärfrequenzbefehl ω*₁ abzusenken. Als Ergebnis hiervon wird die Schlupffrequenz auf einen geeigneten Wert zum Schutz des Induktionsmotors gegen einen Überstrom gesteuert.

Nachfolgend sei angenommen, daß der Stromdämpfungskoeffizient K _c auf Null eingestellt ist, d. h. daß die Stromdämpfungssteuerung ausgeschaltet ist, woraufhin die Steuercharakteristika des Induktionsmotors die durch die gestrichelte Linie in Fig. 12 angebenen Verläufe haben. Man sieht, daß ein Pulsen in der Drehzahl ω _r und in der Drehmomentstromkomponente I _1q in Reaktion auf die stufenweise Änderung des Geschwindigkeitsbefehles auftritt. Das Auftreten eines derartigen Pulses kann durch die Tatsache erläutert werden, daß die Übertragungsfunktion von dem primären Frequenzbefehl ω*₁ zu der Drehzahl ω _r im Ersatzschaltbild des in Fig. 10 gezeigten Induktionsmotors eine quadratische Form annimmt, was verursacht wird sowohl durch ein Verzögerungselement erster Ordnung aufgrund der Zeitkonstante T 4d, die der Leckinduktivität des Induktionsmotors zuzuordnen ist, wie auch eines Integrationselementes, das sich auf das Trägheitsmoment J des mechanischen Systems bezieht. Die Stromdämpfungssteuerung (CDC), die durch die vorliegende Erfindung gelehrt wird, beseitigt den Einfluß des oben beschriebenen Integrationselementes bezüglich des Trägheitsmomentes, das die Ursache für die Instabilität der Drehzahl und des Stromes aufgrund des unvollständigen Differentialausdruckes liefert. Kurz gesagt bewirkt die Stromdämpfungssteuerung (CDC) die Systemstabilität.

Zusätzlich liefert die Stromdämpfungssteuerung (CDC) weitere Funktionen, die nachfolgend erläutert werden. Bei der Frequenzsteuerung 5 gemäß Fig. 4 wird eine Korrektur für den Schlupf ausgeführt, indem die arithmetisch ermittelte Schlupffrequenz ω _s zu dem primären Frequenzbefehl ω*₁ mit positiver Polarität addiert wird. Wenn daher die Last ansteigt, wird die Drehmomentstromkomponente I _1q erhöht, um dadurch den Primärfrequenzbefehl ω*₁ zu erhöhen, was in unerwünschter Weise dazu führt, daß der Schlupf zu groß wird, bezogen auf den Fall, bei dem keine Schlupfkorrektur ausgeführt wird. Daher besteht die Möglichkeit, daß ein Überstromzustand stattfindet. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß aufgrund des Verwendens der Stromdämpfungssteuerung (CDC) gemäß der vorliegenden Erfindung die Frequenzsteuerung 5 derart arbeitet, daß der Wert Δω entsprechend der Änderung der Drehmomentstromkomponente I _1q von dem primären Frequenzbefehl ω*₁ abgezogen wird, um dadurch den Schlupf auf einen geeigneten Wert zu steuern. Auf diese Weise kann das Problem gelöst werden.

Es sei angemerkt, daß der durch die Gleichung (25) gegebene Zustand gleichfalls mit der Schaltungskonfiguration gemäß Fig. 13 realisiert werden kann, wobei der erste Ausdruck und der zweite Ausdruck der Gleichung (25) den Schaltungen C und B entsprechen.

Gemäß des Ausführungsbeispiels des Steuersystems nach Fig. 4 kann der erfaßte Wert der Drehmomentstromkomponente I _1q erhalten werden, indem lediglich ein Stromsensor verwendet wird, wobei die Größe der Motorspannung und deren Phase auf der Grundlage des erfaßten Drehmomentstromwertes I _1q und des Primärfrequenzbefehls ω*₁ gesteuert werden, so daß der magnetische Fluß in dem Induktionsmotor konstant bleiben kann. Weiterhin können aufgrund der Stromdämpfungssteuerung die Drehzahl und der Motorstrom stabil gesteuert werden, ohne daß eine automatische Drehzahlregelung (ASR) und eine automatische Stromregelung (ACR) verwendet werden müssen.

Bei dem in Fig. 4 gezeigten System werden die arithmetischen Operationen für die Steuerung auf der Grundlage des erfaßten Wertes der Drehmomentstromkomponente I _1q ausgeführt. Es sei jedoch angemerkt, daß die gewünschte Steuerung ebenfalls auf der Grundlage der Größe des Primärstromes I₁ ausgeführt werden kann, soweit nicht extreme Anforderungen an die Steuergenauigkeit gestellt werden. Da in anderen Worten die Drehmomentstromkomponente I _1q eine derartige Charakteristik zeigt, daß der Strom I _1q progressiv sich an den Primärstrom I₁ im Bereich von hohen Lastmomenten annähert, wie dies in Fig. 14 gezeigt ist, ist gleichfalls eine Steuerung auf der Grundlage des Primärstromes I₁ möglich. Ferner kann, soweit der Erregungsstrombefehl I*_1d des Induktionsmotors konstant bleibt, die Primärdrehmomentstromkomponente I _1q gemäß folgender Gleichung ermittelt werden:

Die Polarität der Drehmomentstromkomponente I _1q bei diesem Zeitpunkt (d. h. die die Polarität anzeigende Überwachungsbetriebsart oder Regenerationsbetriebsart) kann in einer unterdrückenden Weise ermittelt werden, indem auf die Polarität des Gleichstromes des Wechselrichters 1 Bezug genommen wird.

Bei dem in Fig. 4 gezeigten Steuersystem wird die Stromdämpfungssteuerung mit Hilfe des unvollständigen Differentialtermes realisiert. Es sei jedoch angemerkt, daß ein ähnlicher Dämpfungseffekt gleichfalls selbst dann erhalten werden kann, wenn die Steuerung unter Verwenden der genauen Differentiation realisiert wird. Ferner sei angemerkt, daß bei Durchführen der digitalen arithmetischen Operationen mittels eines Mikrocomputers die Schaltungskonfiguration des Steuersystems weiter vereinfacht werden kann, indem arithmetisch die Differenzen bestimmt werden, die in der primären Drehmomentstromkomponente I _1q bei jeder Abtastperiode auftreten.

Nachfolgend wird ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm einer weiteren Anordnung des Steuersystems, auf die das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung anwendbar ist.

Das in Fig. 15 gezeigte Steuersystem unterscheidet sich von dem in Fig. 4 gezeigten Steuersystem dahingehend, daß der Detektor 4 zum Erfassen der Drehmomentstromkomponente I _1q des Primärstromes I₁ des Induktionsmotors derart angeordnet ist, daß die Erregungsstromkomponente I _1d gemäß der Gleichung (14) erfaßt wird, während das Ausgangssignal des Stromreglers 8 direkt zu dem inneren Phasenwinkel δ * addiert wird und indirekt zu dem Spannungsbefehl V* _1a mittels einer Koeffizientenschaltung 9 addiert wird, so daß die Erregungsstromkomponente I _d mit dem Befehlswert I* _1d zusammenfällt.

Gemäß dem momentanen Ausführungsbeispiel des Steuersystems kann die Erregungsstromkomponente I _1d bei dem Befehlswert selbst dann konstant gehalten werden, wenn der Zustand vorliegt, bei dem die Drehzahl und die Last Übergangsveränderungen erfahren, wodurch der magnetische Fluß in der Weise gesteuert werden kann, daß er ständig konstant ist. Daher kann sicherlich gesagt werden, daß das Steuerverhalten des Steuersystems gemäß Fig. 15 gegenüber demjenigen des Systems gemäß Fig. 4 verbessert ist.

Es sei im Zusammenhang mit dem in Fig. 15 gezeigten Steuersystem angemerkt, daß ähnliche Effekte ebenfalls erhalten werden können, indem der Erregungsstrombefehl I* _1d in Abhängigkeit von der Veränderung in dem Erregungsstrom I _1d korrigiert wird.

Fig. 16 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Steuersystems, auf das das erfindungsgemäße Verfahren anwendbar ist.

Bei dem in Fig. 16 gezeigten Steuersystem kann das Verfahren zum Bestimmen des Spannungsbefehls in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 weiter vereinfacht werden. Insbesondere wird bei dem in Fig. 16 gezeigten Steuersystem eine derartige Anordnung angewendet, daß der Spannungsamplitudenbefehl V* _1a erhalten wird, indem die induzierte elektromotorische Kraft E₁ (=ω₁ · Φ₁) zu einem Wert addiert wird, der sich aus der Multiplikation des erfaßten Wertes |I₁| am Ausgang des Detektors 10 zum Erfassen des Absolutwertes des primären Motorstromes mit einer Verstärkung K₁ des proportionalen Koeffizientenmultiplizierers 11 ergibt. Ferner ist eine vorab tabellenmäßig festgelegte Kurve für den inneren Phasenwinkel in einer Funktionseinheit 12 abgespeichert, wobei die Kurve als Funktion der Variablen l*₁ gemäß der obigen Gleichung (15) unter der Bedingung ermittelt wurde, daß I _1q =0 (d. h. unter der Bedingung des lastfreien Zustandes), wobei der Ausgang w₀ dieser Funktionseinheit mit einer Verstärkung K₂ einer proportionalen Koeffizientenschaltung 13 korrigiert wird, die dazu geeignet ist, die Steuerung in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal δ₀ und in Abhängigkeit von dem absoluten Primärstrom |I₁| auszuführen, um dadurch den inneren Phasenwinkel δ* zu bestimmen. Abgesehen davon wird in der Frequenzsteuerung 5 die Drehmomentstromkomponente I _1q , die für die arithmetische Bestimmung der Schlußfrequenz ω* _s benötigt wird, durch die arithmetische Einheit ermittelt, die die arithmetische Operation gemäß folgender Gleichung ausführt:

Gemäß dem in Fig. 16 gezeigten Ausführungsbeispiel kann das Verfahren zum Bestimmen des Spannungsbefehls weiter vereinfacht werden, während das verbesserte Steuerverhalten entsprechend demjenigen der beiden beschriebenen Ausführungsbeispiele gewährleistet werden kann.

Bei dem in Fig. 16 gezeigten Steuersystem wird eine ursprüngliche Einstellung oder Anfangseinstellung der Funktionseinheit 12 gemäß der Gleichung 15 ausgeführt. Es sei jedoch angemerkt, daß eine derartige Systemanordnung, in der die innere Phasenwinkelsteuerung lediglich im niedrigen Drehzahlbereich ausgeführt ist, ebenfalls im Schutzbereich der vorliegenden Erfindung liegt, wenn eine niedrige Steuergenauigkeit zugelassen wird.

Die obige Beschreibung aller Ausführungsbeispiele der Erfindung wurde unter der Annahme ausgeführt, daß die Steuerung auf die Steuerung des Induktionsmotors in der Überwachungsbetriebsart gerichtet ist. Es sei jedoch angemerkt, daß die Lehren der vorliegenden Erfindung in gleicher Weise auf die Steuerung eines Induktionsmotors in der Regenerationsbetriebsart ohne Abweichung von der Erfindung angewendet werden können. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß bei dem in Fig. 16 gezeigten Fall die Regenerationsbetriebsart auf der Grundlage des Vorzeichens oder eines ähnlichen Parameters des Gleichstromausganges des PWM-Wechselrichters identifiziert werden kann und daß das Vorzeichen des korrigierenden Signals zu dem Spannungsamplitudenwert V* _1a und dem inneren Phasenwinkel δ* addiert wird und daß das Vorzeichen der Drehmomentstromkomponente I _1q entsprechend abgeändert werden muß.

Aus der vorhergehenden Beschreibung wird klar, daß die gezeigten Ausfüh 99999 00070 552 001000280000000200012000285919988800040 0002003820125 00004 99880rungsbeispiele der vorliegenden Erfindung eine Steuerung des Induktionsmotors mit einer vereinfachten Systemanordnung ermöglichen, in der lediglich der Stromsensor verwendet wird, während ein Drehzahlsensor und ein Spannungssensor eingespart werden können. Da ferner weder eine automatische Drehzahlregelung (ASR) noch eine automatische Stromregelung (ACR) verwendet wird, wird die Handhabung des Steuersystems erheblich erleichtert, obgleich eine hohe Steuergenauigkeit für die Drehzahl und die Motorströme gewährleistet wird.

Ferner werden gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung bei den oben beschriebenen Steuersystemen die arithmetischen Operationen, die in dem Spannungssteuergerät zum Ermitteln des Spannungsbefehles im Zusammenhang mit der Vektorsteuerung ausgeführt werden, erheblich erleichtert. Daher kann die auf den Mikrocomputer entfallende Last entsprechend vermindert werden, was wiederum bedeutet, daß ein preiswerter Mikrocomputer mit niedriger Verarbeitungsgeschwindigkeit verwendet werden kann, was einen zusätzlichen Vorteil darstellt. Ferner kann mittels der Annäherung der arithmetischen Ausdrücke ohne spürbare Verschlechterung der Steuercharakteristika die Vorgehensweise beim Einstellen der Motorkonstanten vereinfacht werden, wodurch der Bereich, innerhalb dessen die Vektorsteuerung angewendet werden kann, vergrößert wird, was einen zusätzlichen vorteilhaften Effekt darstellt.

Die Lehren der vorliegenden Erfindung, die unter Bezugnahme auf die Fig. 14 bis 16 erläutert wurden, können auf ein Steuersystem angewendet werden, das einen Geschwindigkeitsdetektor verwendet. Fig. 17 zeigt ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung eines Vektorsteuerungsfrequenzwandlersystems vom Spannungssteuerungstyp mit einem Geschwindigkeitssensor, auf die das erfindungsgemäße Verfahren angewendet wird.

Wie in Fig. 17 gezeigt ist, erzeugt ein Pulsbreitenmodulations- (PWM)-Frequenzwandler 1, der einen elektrischen Leistungswandler darstellt, eine Wechselspannung für einen Induktionsmotor (IM) 2 auf der Grundlage von dreiphasigen Ausgangsspannungsbefehlssignalen V _u *, V _v * und V _w *. Die tatsächliche Drehzahl ω _r des Induktionsmotors 2 wird durch einen Drehzahlfühler 93 ermittelt, der direkt mit dem Motor 2 verbunden ist. In einer automatischen Drehzahlregelung (ASR) 40 wird ein Drehzahlbefehlswert ω* _r mit der tatsächlichen oder ermittelten Drehzahl ω _r in Beziehung gesetzt, wodurch ein Drehmomentstrombefehl I* _1q , der die Ergebnisse dieses Vergleiches oder dieser Beziehung darstellt, durch die automatische Drehzahlregelung (ASR) 40 erzeugt wird. Die geschätzte Schlupffrequenz _s wird arithmetisch ermittelt, durch eine arithmetische Schlupfeinheit 50, gemäß dem Drehmomentstrombefehl I* _1q und wird zu dem erfaßten Drehzahlwert ω _r addiert, wobei das sich ergebende Summensignal verwendet wird, um den primären Frequenzbefehl ω*₁ zu steuern. In Reaktion auf diesen primären Frequenzbefehl ω*₁ erzeugt ein Integrator 3 ausgangsseitig ein Phasenbezugssignal O*. Das Bezugszeichen 6 bezeichnet die arithmetische Spannungsbefehlseinheit zum arithmetischen Ermitteln der Befehlswerte V*₁ und δ* für den Phasenspannungsamplitudenwert und den inneren Phasenwinkel in Abhängigkeit von den Variablen ω*₁ und I* _1q gemäß den Gleichungen (20) und (22). Die Bezugszeichen 101 und 102 bezeichnen einen Sinusfunktionsgenerator und einen Kosinusfunktionsgenerator. Das Bezugszeichen 103 bezeichnet einen tan^-1(1/x)-Funktions- Generator, der eine Tabelle für tan^-1 für die Variable x in bezug auf deren Kehrwert speichert. Das Bezugszeichen 104 bezeichnet einen Multiplierer. Die Bezugszeichen 105 bis 109 bezeichnen Koeffizientenmultiplizierer. Die Koeffizienten für diese Einheiten 105 bis 109 werden auf der Grundlage von Konstanten des Induktionsmotors, der gesteuert werden soll, eingestellt. Der Koeffizient Φ₁ der Schaltung 106 wird auf der Grundlage des Verhältnisses der Frequenzwandlerausgangsspannung in bezug auf die Frequenz (v/f) ermittelt. Ferner sei angenommen, daß die Erregungsstromkomponente I _1d keinen Schwankungen unterworfen ist und daß der Erregungsstrombefehlswert I* _1d in den Koeffizientenschaltungen 105, 108 und 109 eingestellt ist.

Die arithmetische, dreiphasige Ausspannungsbefehlseinheit 7 ermittelt auf arithmetische Weise die dreiphasigen Ausgangsspannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * auf der Grundlage der Summe des Phasenbezugssignals R* und des inneren Phasenwinkels δ* sowie auf der Grundlage des Spannungsbefehlssignals V* _1a gemäß der unten angegebenen Gleichung (26), um dadurch die Ausgangsspannungen des PWM-Wechselrichters 1 zu steuern.

Das Spannungssteuersystem gemäß Fig. 17 hat Drehmomentsteuercharakteristika, die denjenigen gemäß Fig. 9 ähneln.

Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Anwendungsfalles der vorliegenden Erfindung. Insbesondere ist die Anwendung der Erfindung auf die Steuerung eines Synchronmotors 20 gezeigt. In der Figur bezeichnet das Bezugszeichen 21 einen Lagedetektor, das Bezugszeichen 22 eine arithmetische Drehzahleinheit zum Erfassen und Bestimmen der Drehzahl ω _r durch Differenzieren des erfaßten Lagesignals R, ein Bezugszeichen 6 A bezeichnet eine arithmetische Spannungsamplitudenwerteinheit zum arithmetischen Bestimmen des Amplitudenwertes V* _1a des Spannungsbefehles gemäß dem obigen Ausdruck (16) bzw. dem obigen Ausdruck (23). Das Bezugszeichen 6 B bezeichnet eine arithmetische Einheit für den inneren Phasenwinkel zum Ermitteln des inneren Phasenwinkels δ* gemäß den obigen Gleichungsausdrücken (15) oder (18). Die Konstante, die der Leckinduktivität entspricht, die in diesen Gleichungen auftritt, muß durch die synchrone Induktivität des Synchronmotors ersetzt werden.

Bei dem in Fig. 18 gezeigten Steuersystem kann die Vektorsteuerung des Synchronmotors mit vorteilhaften Effekten ausgeführt werden, die den Vorteilen ähneln, die bei dem vorher beschriebenen System gemäß Fig. 4 erläutert wurden.

Allgemein führen Veränderungen der Motorkonstanten und eine Veränderung des Primärwiderstandes eines Elektromotors unter anderem aufgrund eines Übergangszustandes oder einer ähnlichen Situation zu einer Verschlechterung der Steuerbarkeit. Beim niederfrequenten Betrieb ist das Verhältnis des Spannungsabfalls am Primärwiderstand bezüglich der induzierten elektromotorischen Kraft des Motors erhöht, wodurch ein erheblicher Einfluß auf die Steuercharakteristika ausgeübt wird.

Unter diesen Umständen ist es wünschenswert, die Einflüsse aufgrund von Änderungen der Motorcharakteristika zu kompensieren, um dadurch eine Steuerung der Motordrehzahl und des Drehmomentes mit verbesserter Genauigkeit über einen vergrößerten Drehzahlbereich zu erzielen. Bezüglich dieses Aspektes wird die Stromkomponente in Richtung der d-Achse (Erregungsstromkomponente) von einem Bezugswert verwendet, um hierdurch die Größe und die Phase der Ausgangsspannung der Frequenzwandlereinheit zu korrigieren.

Genauer gesagt, können Einflüsse der Änderungen des Primärwiderstandes und der Induktivität des Motors kompensiert werden, indem die Ausgangsspannung des Frequenzwandlers korrigiert wird, der zum Steuern eines Motors auf der Grundlage der erfaßten Signale des Primärwiderstandsspannungsabfalles und des Leckwiderstandsspannungsabfalles in dem Motor geeignet ist, wodurch eine hohe Genauigkeit der Motorsteuerung erzielt werden kann, ohne daß dies zu einer erheblichen Verschlechterung der Steuergenauigkeit führt.

Nachfolgend werden beispielhafte Ausführungsformen des Drehzahlsteuerungsverfahrens für den Induktionsmotor auf der Grundlage des oben beschriebenen Prinzips der Erfindung detailliert unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.

Fig. 19 ist ein Blockdiagramm einer Anordnung des Steuersystems mit dem obigen Identifikationsschema gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Fig. 20 zeigt in einem Blockdiagramm eine Schaltungsanordnung einer Identifikationseinheit, die in dem in Fig. 19 gezeigten System verwendet wird.

Wie in Fig. 19 gezeigt ist, treibt ein PWM-(Pulsbreiten- Modulations)-Wechselrichter 1 vom Spannungstyp den Induktionsmotor 2 an. Der Momentanwert der Grundwellenkomponente der Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 wird proportional zu den Spannungsbefehlen V _u *, V _v * und V _w * gesteuert. Die arithmetische Phasenwinkeleinheit (Integrator) 3 ermittelt den Phasenwinkel R* des sich drehenden Magnetfeld-Koordinatensystems durch Integrieren des Frequenzbefehles ω**₁. Eine Koordinatentransformationseinheit (Stromdetektor) 4′ transformiert die Motorströme i _u , i _v und i _w in eine Erregungsstromkomponente i _1d , die eine d-Achsen-Komponente in dem sich drehenden Magnetfeld-Koordinatensystem darstellt, und in eine Drehmomentstromkomponente, die eine q-Achsen- Komponente in dem obigen Koordinatensystem darstellt, indem von dem Phasenwinkel O* Gebrauch gemacht wird. Die arithmetische Schlupfeinheit 50 führt eine arithmetische Operation aus, um die Schlupffrequenz ω _s des Motors von der obigen Drehmomentstromkomponente i _1q zu ermitteln. Andererseits ermittelt eine Subtraktionseinheit 206 eine geschätzte Drehzahl _r des Motors aufgrund des Frequenzbefehles ω**₁ und der geschätzten Schlupffrequenz _s des Motors. Eine automatische Drehzahlregelung (ASR) 207 verstärkt die Abweichung des geschätzten Drehzahlwertes _r gegenüber dem Drehzahlbefehl ω* _r , um auf arithmetische Weise den Strombefehl in Richtung der q-Achse zu bestimmen, d. h. den Drehmomentstrombefehl i* _1q , während ein automatischer Stromregler (ACR) 208 die Verstärkung der Drehmomentstromkomponente i _1q gegenüber dem Strombefehl i* _1q verstärkt, um hierdurch einen Frequenzbefehl ω*₁ zu erzeugen. Ein Differenzierer 219 differenziert die Drehmomentstromkomponente i _1q , wobei das Ausgangssignal des Differenzierers 219 von diesem Frequenzbefehl ω*₁ abgezogen wird, um eine Schwankung des Magnetflusses in dem Motor bei Übergangszuständen zu verhindern. Die Koeffizientenschaltungen 210 bis 212 dienen zum Einstellen des Widerstandswertes und des Induktivitätswertes für den Induktionsmotor 2, wobei eine Menge proportional zum Primärwiderstandsspannungsabfall (Bezugswert) durch die Koeffizientenschaltungen 210 bis 212 abgeleitet wird, während eine Menge proportional zum Leckwiderstandsspannungsabfall (Bezugswert) am Ausgang der Koeffizientenschaltung 211 erzeugt wird. Ein Multiplizierer 213 erzeugt ausgangsseitig einen Wert, der sich aus der Multiplikation des Frequenzbefehles ω*₁ mit der am Ausgang der Koeffizientenschaltung 211 angezeigten Menge ergibt, während ein Multiplizierer 214 einen Befehlswert für die induzierte elektromotorische Kraft erzeugt. Eine Identifikationseinheit 215 dient zum Identifizieren von Änderungen in dem Primärwiderstandsspannungsabfall und in dem Reaktanzspannungsabfall. Die Ausgangssignale der Koeffizientenschaltung 210, des Multiplizierers 213 und der Identifikationsschaltung 215 werden durch einen Addierer 216 aufaddiert, wodurch ein Befehlswert V* _1d für die d-Achse ermittelt und anschließend ausgangsseitig erzeugt wird. Andererseits werden Ausgangssignale der Koeffizientenschaltung 212, des Multiplizierers 214 und der Identifikationseinheit 216 durch einen Addierer 217 addiert, was zu dem Ausgang des q-Achsen- Spannungsbefehles V* _1q führt. Die Koordinatentransformationseinheit (arithmetische Einheit für einen dreiphasigen Spannungsbefehl) 7′ ermittelt auf arithmetische Weise die Statorkoordinatengrößen unter Verwenden dieses d-Achsen-Spannungsbefehles V* _1d , des q-Achsen-Spanungsbefehles V* _1q und des Phasenwinkels O*, wodurch dreiphasige Spannungsbefehle V _u *, V _v * und V _w * erzeugt werden.

Fig. 20 zeigt eine Struktur der Identifikationseinheit 215, wobei eine Differenz zwischen dem Erregungsstrombefehlswert i* _1d und dem ermittelten Wert oder Momentanwert i _1d arithmetisch durch eine Subtraktionsschaltung 151 bestimmt werden. Eine Statusdiskriminatorschaltung 152 erzeugt als Ausgangssignal ein "H"-Signal, wenn der Frequenzbefehl ω*₁ gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist oder wenn der q-Achsen-Strom i _1q gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, was dazu führt, daß ein Schalter 153 geschlossen wird ("EIN"). Wenn umgekehrt der Frequenzbefehl ω*₁ größer als der vorbestimmte Wert ist oder wenn der q-Achsen- Strom i _1q größer als der zugeordnete vorbestimmte Wert ist, erzeugt die Statusdiskriminatorschaltung 152 ein "L"-Signal, um dadurch ein Schließen des Schalters 154 zu steuern ("EIN"). Wenn der Schalter 153 "EIN"-geschaltet ist, integriert der Integrator 155 das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung 151 und erzeugt dadurch ein Ausgangssignal, das eine Veränderung Δ r₁ des Primärwiderstandes anzeigt. Wenn der Schalter 153 geöffnet ist oder "AUS" ist, wenn das Signal Δ r₁, das während des "EIN"-Zustandes des Schalters 153 ermittelt wird, durch den Integrator 155 gehalten. Andererseits integriert der Integrator 156 das bezüglich seiner Polarität umgekehrte Signal, das durch die Subtraktionsschaltung 151 erzeugt wird, wenn der Schalter 154 "EIN" ist, um dadurch ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Veränderung Δ (l₁+l₂′) in der Leckinduktivität der Motorwicklungen anzuzeigen. Wenn der Schalter 154 "AUS" ist, wird der Signalwert, der während des "EIN"-Zustandes des Schalters 154 ermittelt wird, durch den Integrator 156 gehalten. Die Multiplizierer 157 und 158 multiplizieren die Änderung r₁ im Primärwiderstand mit der Erregungsstromkomponente i _1d und der Drehmomentstromkomponente i _1q , um auf diese Weise Änderungen in dem d-Achsen-Widerstandsspannungsabfall und in dem q-Achsenwiderstandspannungsabfall zu ermitteln. Ferner multiplizieren die Multiplizierer 160 und 161 ein Signal Δ (l₁+l₂′) ω*₁ mit einer Erregungsstromkomponente i _d und einer Drehmomentstromkomponente i _1q , um auf diese Weise Änderungen in dem d-Achsen-Reaktanzspannungsabfall und in dem q-Achsen-Reaktanzspannungsabfall zu ermitteln. Das Signal Δ (l₁+l₂′) ω*₁, das oben erwähnt wurde, liegt am Ausgang des Multiplizierers 159 an, der die Änderung der Leckinduktivität am Ausgang des Integrators 156 mit dem Frequenzbefehl ω*₁ multipliziert. Die Addierer 162 und 163 addieren die Änderungen in dem Widerstandsspannungsabfall und in dem Reaktanzspannungsabfall auf, um dadurch ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Änderung in dem Leckimpedanzspannungsabfall anzeigt.

Die nachfolgende Beschreibung betrifft das Steuersystem mit der in den Fig. 19 und 20 gezeigten Struktur.

Bei der obigen Anordnung werden die Inverterausgangsspannungsbefehlswerte V* _1d und V* _1q zu der Koordinatentransformationseinheit (arithmetische dreiphasige Spannungsbefehlseinheit) 7 zugeführt und werden aufgrund der folgenden Gleichung (27) ermittelt:

In der obigen Gleichung (27) sind die Ausdrücke r*₁, i₁ und ω*₁ (l*₁+l*₂′) i₁ geschätzte Werte des Primärwiderstandsspannungsabfalles und des Leckreaktanzspannungsabfalles, der Ausdruck ω*₁Φ _1d ein Befehlswert für die induzierte elektromotorische Kraft, die Ausdrücke Δ V _d und Δ V _q Ausgangswerte der Identifikationseinheit 215. Diese Ausgangswerte Δ V _d und Δ V _q sind im stetigen Zustand Null, wenn die eingestellten Werte der Koeffizientenschaltungen 210 und 212 mit den elektrischen Konstanten des Motors 1 übereinstimmen und wenn Φ* _1d und i* _1d derart eingestellt sind, daß folgende Gleichung erfüllt ist: Φ* _1d =(M+l₁)i* _1d .

Die Ausgangsspannungsbefehlswerte V* _1d und V* _1q , die arithmetisch auf die oben beschriebene Art bestimmt sind, werden in dreiphasige Spannungsbefehle V _u *, V _v * und V _w * und die Koordinatentransformationseinheit 7′ umgewandelt. Im Hinblick auf die Tatsache, daß diese dreiphasigen Spannungsbefehle lediglich in der Phase um 120° voneinander abweichen, ist es ausreichend, lediglich den U-Phasen-Befehl V _u * zu betrachten. Dieser Befehl V _u * kann arithmetisch gemäß folgender Gleichung (28) ermittelt werden:

V _u * = - V* _1a sin (R* + δ ) (28)

wobei

und

δ = -tan^-1 (V* _1d /V* _1q ).

Da die einzelnen Phasenausgangsspannungen des PWM- Frequenzwandlers 1 vom Spannungstyp gemäß den Pulsbreitenmodulationssignalen gesteuert werden, die durch Vergeich der Spannungsbefehle V _u *, V _v * und V _w * mit jeweils Sinussignalform mit dem Trägersignal erhalten werden, wobei der Momentanwert der Grundsignalkomponente der Phasenausgangsspannungen proportional zu den obigen Spannungsbefehlen gesteuert wird, wird der Ausgangsspannungsvektor des Wechselrichters 1 gemäß der d-Achsen und der q-Achsen-Ausgangsspannungsbefehlswerte V* _1d und V* _1q und gemäß dem Phasenwinkel Φ* gesteuert. Wenn in diesem Fall der Leckimpedanzspannungsabfall, der unter Verwenden der Koeffizientenschaltungen 207 und 212 sowie weiterer Schaltungen mit dem tatsächlichen Wert übereinstimmt, fällt die Größe der induzierten elektromagnetischen Kraft des Induktionsmotors 2 mit dem Befehlswert (l*₁Φ* _1d ) zusammen. Unter diesen Bedingungen kann der Phasenwinkel R* am Ausgang der arithmetischen Phasenwinkeleinheit (Integrator) 3 den Winkel R der Drehung des magnetischen Flußvektors des Motors gegenüber der U-Phasen-Achse des Stators anzeigen. In diesem Fall sind die d-Achsen-Stromkomponente i _1d und die q-Achsen-Stromkomponente i _1q , die von den Motorströmen i _U , i _V und i _W durch die Koordinatentransformationseinheit 4′ gemäß der Gleichung (29) ermittelt werden, proportional zum Erregerstrom und zu dem Drehmomentstrom in dem Induktionsmotor 2.

Da die q-Achsen-Stromkomponente i _1q proportional zum Drehmomentstrom in dem Induktionsmotor ist, wie dies bereits beschrieben wurde, kann die arithmetische Schlupfeinheit 50 die Motorschlupffrequenz ω _s auf der Grundlage der 1-Achsen-Stromkomponente i _1q berechnen. Ferner ist es durch Subtrahieren der geschätzten Schlupffrequenz _s von dem Frequenzbefehl ω**₁ für den Inverter oder Frequenzwandler mittels des Subtrahierers 206 möglich, die Motordrehzahl in der Form des geschätzten Wertes ω _r zu berechnen. Der Drehzahlregler 207 erzeugt als Ausgangsspannung den Strombefehl i* _1q gemäß der Abweichung (ω* _r -ω _r ) des geschätzten Wertes _r von dem Drehzahlbefehlswert ω* _r . Zusätzlich erzeugt der Stromregler 208 den Frequenzbefehl ω*₁ gemäß der Abweichung (i* _1q -i _1q ) der q-Achsen-Stromkomponente i _1q von dem obenerwähnten Strombefehl i* _1q . Die Schlupffrequenz des Induktionsmotors 2 wird daher gemäß der Änderung des beschriebenen Frequenzbefehles ω*₁ gesteuert, während die q-Achsenstrom-Komponente, d. h. die Sekundärkomponente i _1q am Ausgang der Koordinatentransformationseinheit 4′ derart gesteuert wird, daß diese mit dem Strombefehl i* _1q übereinstimmt. Da das Drehmoment des Induktionsmotors proportional zu der Drehmomentstromkomponente i _1p ist, ist es möglich, das Drehmoment entsprechend der Drehzahlabweichung durch das oben beschriebene Steuerverfahren zu steuern, wodurch die Steuerung ein Übereinstimmen der Drehzahl mit dem Drehzahlbefehlswert herbeiführt.

Die grundsätzliche Betriebsweise des Ausführungsbeispiels der Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 19 erläutert. Nachfolgend wird der Betrieb dieses Steuersystems unter der Annahme erläutert, daß Änderungen in den Motorkonstanten auftreten.

Wenn die in den Koeffizienteneinheiten 210 bis 212 eingestellten Werte nicht mehr mit den tatsächlichen Werten der Motorkonstanten unter dem Einfluß einer Änderung der Temperatur innerhalb des Induktionsmotors und unter ähnlichen Einflüssen übereinstimmen, stimmen natürlich die geschätzten Werte für den Primärwiderstandsspannungsabfall und für den Leckinduktivitätsspannungsabfall des Motors, die auf der Grundlage der eingestellten Werte der Motorkonstanten ermittelt wurden, nicht mehr mit den tatsächlichen Werten überein. In diesem Fall weicht der magnetische Fluß in dem Motor von dem Bezugswert ab, wobei die Verstärkung von ω _s /I _1q sich entsprechend ändert. Als Ergebnis tritt ein Fehler in der von der arithmetischen Schlupfeinheit 50 geschätzten Schlupffrequenz _s auf, was wiederum zu einem Fehler in dem geschätzten Wert _r der Drehzahl führt. Als letztliche Folge hiervon verschlechtert sich die Steuerungsgenauigkeit für die Drehzahl des Induktionsmotors. Abgesehen hiervon verursacht eine Änderung des magnetischen Flusses, daß das Verhältnis Drehmoment/Sekundärstrom i _1q auf einen niedrigeren Wert absinkt. Diese Tendenz wird insbesondere dann besonders signifikant, wenn die Betriebsfrequenz niedrig ist, wobei der Einfluß des Primärwiderstandsspannungsabfalles eine größere Bedeutung gewinnt.

Bei dem in Fig. 19 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung können unerwünschte Einflüsse der oben beschriebenen Art durch das nachfolgend erläuterte Verfahren unterdrückt werden.

Wie bereits erläutert wurde, wird die Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 gemäß Gleichung 27 gesteuert. Andererseits kann die Motorspannung in dem stetigen Zustand durch folgende Gleichung (30) wiedergegeben werden:

Hierbei gilt:

Φ _1d =(M+l₁)i _1d .

Die Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 muß mit der Motorspannung insoweit übereinstimmen, daß eine Sättigung und eine nichtlineare Verzerrung der Wechselrichterausgangsspannung vernachlässigt werden kann. Eine Änderung Δ V _d in der d-Achsen-Spannungskomponente (Erregungsstromkomponente) und eine Änderung Δ V _q in der q-Achsen-Stromkomponente (sekundärer Stromkomponente) aufgrund der Änderungen der Motorstromkonstanten kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

Δ V _d = Δ r₁i _1d - Δ (l₁ + l₂′) ω₁i _1q

Δ V _q = Δ r₁i _1q + Δ (l₁ + l₂′) ω₁i _1d (31)

wobei

Δ r₁ = r₁ - r*₁ und

Δ (l₁ + l₂′) = (l₂ + l₂′) - (l*₁ + l*₂).

Offensichtlich sind Kompensationen der Werte Δ V _d und Δ V _q für die Spannungsbefehle V* _1d und V* _1q unter Berücksichtigung der Abweichung Δ r₁ und Δ(l₁ l₂′) gegenüber den jeweiligen Bezugswerten r₁ und (l₁+l₂′) nötig.

Um mit diesem Problem fertig zu werden, ist das Steuersystem gemäß Fig. 19 mit einer Identifikationseinheit 215 zum Identifizieren dieser Abweichungen Δ V _d und Δ V _q ausgestattet, wobei der Ausgang der Identifikationseinheit 215 für die Korrektur der Spannungsbefehle V* _1d und V* _1q verwendet wird. Der Betrieb der Identifikationseinheit 215 wird nachfolgend erläutert.

Wenn diese Abweichung Δ V _d nicht kompensiert wird, weicht das Ausgangssignal i _1d der Koordinatentransformationsschaltung 4′ von dem Bezugswert ab. Demgemäß ist es möglich, die Änderung Δ V _d auf der Grundlage der Änderung des Ausgangssignals i _1d einzuschätzen. Jedoch ist es nötig, den Widerstandsspannungsabfall und den Reaktanzspannungsabfall getrennt voneinander zu bestimmen, da die Änderung Δ V _d dem gemischten Einfluß von Δ r₁ und von Δ(l₁+l₂′) unterworfen ist, wie man aus der Gleichung (31) erkennt, und da ferner Δ V _d und Δ V _q voneinander unterschiedliche Polaritäten haben.

Bei kleinen Primärfrequenzen ω₁ oder einer kleinen Drehmomentstromkomponente i _1q ist der Einfluß von Δ(l₁+l₂′) vernachlässigbar, während derjenige von Δ r₁ vorwiegend ist, wie man aus der Gleichung (31) erkennt. Daher kann unter diesen Bedingungen die Veränderung in der Erregungsstromkomponente i _1d als durch die Abweichung Δ r₁ hervorgerufen angesehen werden. Wenn umgekehrt die Frequenz ω₁ hoch ist, wobei die Sekundärstromkomponente i _1q groß ist, überwiegt der Einfluß von der Abweichung Δ(l₁+l₂′). In diesem Zustand kann die Veränderung der Erregungsstromkomponente i _1d als durch Δ(l₁+l₂′) verursacht angesehen werden.

Unter diesen Umständen beinhaltet die Identifikationseinheit 215 die Statusdiskriminatorschaltung 152, um die oben beschriebenen Zustände voneinander zu unterscheiden. Insbesondere wird bei dem erstgenannten Zustand durch die Statusdiskriminatorschaltung 152 der Schalter 153 geschlossen, woraufhin die Identifikationseinheit 215 den d-Achsenspannungsbefehl V* _1d und den q-Achsenspannungsbefehl V* _1q unter Verwenden der Identifikationssignale des Widerstandsspannungsabfalls, der durch Multiplizieren des Ausgangssignals des Integrators 155 mit der Erregungsstromkomponente i _1d ermittelt wird, und der Drehmomentstromkomponente i _1q korrigiert wird, um auf diese Weise die Spannungsänderungen Δ V _d und Δ V _q zu kompensieren. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß der Ausgang des Integrators 155 den Wert annimmt, der der Änderung Δ r₁ in dem primären Widerstand entspricht. Als nächstes wird bei Vorliegen der zweitgenannten Bedingung oder des zweiten Zustandes der Schalter 154 durch die Statusdiskriminatorschaltung 152 geschlossen, woraufhin die Identifikationseinheit 215 die Spannungsänderungen Δ V _d und Δ V _q kompensiert, indem sie von Identifikationssignalen Gebrauch macht, die bestehend aus Reaktanzspannungsabfällen, die durch Multiplikation des Ausgangs des Integrators 156 mit dem primären Frequenzbefehl ω*₁ und nachfolgend mit der Erregungsstromkomponente i _1d und der sekundären Stromkomponente i _1q erhalten werden. Zu diesem Zeitpunkt entspricht der Ausgang des Integrators 156 der Änderung der Reaktanz Δ(l₁+l₂′). Wie beschrieben wurde, hält der Integrator 155 ausgangsseitig den Wert, der unmittelbar vor dem Öffnen des Schalters 153 erzeugt wurde, wenn der Schalter 153 "AUS" ist. Ähnlich hält der Integrator 156 ausgangsseitig den Wert, der unmittelbar vor Öffnen des Schalters 154 erzeugt wurde, wenn der Schalter 154 "AUS" ist.

Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung können die Änderungen Δ r₁ und Δ(l₁+l₂′) in dem primären Widerstand und in der Reaktanz richtig identifiziert werden, wenn sich die obigen Zustände abwechselnd ändern, wodurch die Änderung Δ V _d in der d-Achsenspannung sowie die Änderung Δ V _q in der q-Achsenspannung mit hoher Genauigkeit kompensiert werden kann. Als Ergebnis hiervon kann die Drehzahlsteuerung des Induktionsmotors mit verbesserter Genauigkeit herbeigeführt werden, ohne daß dies mit Unannehmlichkeiten verbunden ist, wie beispielsweise Schwankungen in der induzierten elektromotorischen Kraft (magnetischer Fluß) des Induktionsmotors 2 sowie weiteren Größen.

Fig. 21 zeigt in einem Blockdiagramm eine Anordnung des Steuersystems nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Fig. 22 zeigt in einem Blockdiagramm eine Struktur der Identifikationseinheit. In Fig. 21 und 22 bezeichnet ein Bezugszeichen 5′ eine Frequenzsteuerung, ein Bezugszeichen 21 eine arithmetische Schlupfeinheit, ein Bezugszeichen 22 einen Differenzierer, ein Bezugszeichen 6′ eine arithmetische Spannungsbefehlseinheit, die Bezugszeichen 25, 30 und 36 Koeffizientenschaltungen, die Bezugszeichen 27, 31, 34 und 37 Multiplizierer, das Bezugszeichen 28 eine Koeffizienteneinheit sowie die Bezugszeichen 29, 33 und 35 Funktionseinheiten. Weitere Bezugszeichen entsprechen denjenigen Teilen, die in Fig. 19 und 20 gezeigt sind.

Bei dem in Fig. 21 gezeigten Steuersystem addiert die Frequenzsteuerung 5′ den Geschwindigkeitsbefehl ω* _r , den Ausgang der arithmetischen Schlupfeinheit 21, den Ausgang des Differenzierers 22, der zum Stabilisieren der Steuerung der Drehmomentstromkomponente i _1q mittels des Addierers 23 dient, wodurch der Frequenzbefehl ω* _r als Gesamtausgangssignal erzeugt wird. Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6′ bestimmt arithmetisch die Wechselrichterausgangsspannung, d. h. den absoluten Befehlswert V*₁ für die Motorspannung und den inneren Phasenwinkelbefehl δ* auf der Grundlage des Frequenzbefehles ω*₁, der von der Frequenzsteuerung 5′ zugeführt wird, sowie auf der Grundlage der Drehmomentstromkomponente i _1q .

Nachfolgend wird die arithmetische Operation der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6′ detailliert beschrieben. Die obige Gleichung (27) kann in einer Polarkoordinatenform folgendermaßen umgeschrieben werden:

Hierbei gilt: r₁ = r*₁ + Δ r*₁ und

l₁ + l₂′ = (l*₁ + l*₂′) + Δ (l₁ + l₂′).

Aus Gründen der Vereinfachung der arithmetischen Operation kann die in Zusammenhang mit den in Fig. 4 gezeigten Steuersystem beschriebene Vorgehensweise verwendet werden, um eine Annäherung der obigen Gleichung (32) folgendermaßen umzuschreiben:

Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6′ führt die arithmetische Operation in Übereinstimmung mit der Gleichung (33) aus. Insbesondere in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6′ die Koeffizientenschaltung 25 ein Signal ω*₁Φ* _1d in Reaktion auf das Befehlssignal ω*₁ am Ausgang der Frequenzsteuerung 5′. Der Addierer 26 addiert das Ausgangssignal ω*₁Φ* _1d mit dem Ausgang r₁i _1q des Multiplizierers 27. Die Koeffizienteneinheit 28 und die Funktionseinheit 29 bestimmen arithmetisch den Wert δ _r in der Gleichung (33), während die Koeffizienteneinheit 30 und der Multiplizierer 31 arithmetisch den Wert δ₁ in der Gleichung (33) bestimmen. Bei diesen arithmetischen Operationen wird die Annäherung tan^-1 x≈x angewendet. Die Ergebnisse dieser arithmetischen Operationen werden durch den Addierer 32 aufaddiert, wodurch der innere Phasenwinkel δ* am Ausgang des Addierers 32 erzeugt wird.

Als nächstes wird der erste Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (33) bezüglich des Wertes V* _1a arithmetisch durch Zusammenarbeit der Funktionseinheit 33 und des Multiplizierers 34 erzeugt. Ferner wird der zweite Ausdruck der gleichen Gleichung arithmetisch durch Zusammenarbeit der Funktionseinheit 35, des Koeffizientenmultiplizierers 36 und des Multiplizierers 37 erzeugt. Diese Ergebnisse werden durch den Addierer 38 zueinander addiert und als Ausgangssignal V* _1a erzeugt.

Die Koordinatentransformationseinheit 7 ermittelt arithmetisch die Spannungsbefehle für jede Phase der Inverterausgangsspannung gemäß der Gleichung (28) auf der Grundlage des Absolutwertbefehles V* _1a für die Inverterausgangsspannung und den inneren Phasenwinkelbefehl δ*, der in der bereits beschriebenen Weise ermittelt wird. Das Ergebnis dieser arithmetischen Operation wird verwendet, um die Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 in einer Art zu steuern, die derjenigen des Falles des Steuersystems gemäß Fig. 19 ähnelt.

Man wird erkennen, daß die Identifikationseinheit in der Darstellung gemäß Fig. 21 fortgelassen ist. Es ist jedoch verständlich, daß das in Fig. 21 gezeigte Steuersystem die Identifikationseinheit beinhaltet, wie dies auch bei dem System gemäß Fig. 19 der Fall war, wobei der Ausgang der Identifikationseinheit an die Multiplizierer 27, 31 und 37 und die Koeffizienteneinheit 28 angelegt ist. Die in dem Steuersystem verwendete Identifikationseinheit, die gegenwärtig betrachtet wird, wird benötigt, um nur den primären Widerstand r₁ und die Reaktanz (l₁+l₂′) zu identifizieren, und braucht nicht arithmetisch den Widerstandsspannungsabfall und den Reaktanzspannungsabfall zu ermitteln. Daher kann die Identifikationseinheit in der in Fig. 22 gezeigten Schaltungskonfiguration ausgeführt werden, wobei die Multiplizierer 157 bis 161 gemäß Fig. 20 eingespart werden können.

Der Betrieb des Steuersystems gemäß Fig. 21 ist ähnlich zu demjenigen des Systems gemäß Fig. 19 insoweit, als der Betrieb der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit, die die Lehren der vorliegenden Erfindung verwirklicht, betroffen ist. Insbesondere unterscheidet sich die arithmetische Spannungsbefehlseinheit gemäß Fig. 21 von derjenigen gemäß Fig. 19 nur dahingehend, daß ein Polarsystem anstelle des orthogonalen Systems im letztgenannten Falle verwendet wird. Mit anderen Worten entsprechen die beiden arithmetischen Spannungsbefehlseinheiten gemäß Fig. 22 und 19 im wesentlichen einander. Demgemäß können durch Korrigieren der Konstanten r₁ und (l₁+l₂′), die in der arithmetischen Operation verwendet werden, mit Hilfe der in Fig. 22 gezeigten Identifikationseinheit ähnliche Effekte erreicht werden, wie diejenigen, die in Zusammenhang mit dem Steuersystem gemäß Fig. 19 beschrieben wurden.

Am Rande sei angemerkt, daß allgemein bei Induktionsmotoren die Primärwicklungen und die Sekundärwicklungen nahe aneinanderliegend angeordnet sind. Daher steigt die Temperatur in beiden Wicklungen an, so daß die auftretenden Änderungen in dem Primärwiderstand r₁ und in dem Sekundärwiderstand r₂ im wesentlichen proportional zueinander sind. Daher kann die Δ r₂ in dem Sekundärwiderstand auf der Grundlage der Primärwiderstandsänderung Δ r₁ geschätzt werden, und zwar aufgrund der folgenden Beziehung:

Δ r₂ = Δ r₁ (r*₂/r*₁).

Hierbei sind r*₁ und r*₂ Bezugswerte oder Standardwerte für den primären und sekundären Widerstand. Die Schätzung oder Bestimmung der Schlupffrequenz und der Drehzahlsteuerung kann vor Fehlern aufgrund Änderungen im Sekundärwiderstand geschützt werden, indem die Verstärkung (proportional zu r₂) der arithmetischen Schlupfeinheit, die bei dem obigen Ausführungsbeispiel verwendet wird, unter Verwendung der oben angegebenen Sekundärwiderstandsänderung Δ r₂ korrigiert wird.

Wenn ferner die Änderung des Primärwiderstandes, die durch das Ausgangssignal der Identifikationseinheit angezeigt wird, einen bestimmten Wert übersteigt, muß eine Entscheidung dahingehend getroffen werden, daß eine Abnormalität, wie Überhitzung, Drahtbruch oder etwas ähnliches stattgefunden hat, um dadurch ein geeignetes Einschreiten zu ermöglichen.

Fig. 23 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In diesem bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4′ die gleichen Teile wie beim vorhergehenden Ausführungsbeispiel. In der Frequenzsteuerung 5′′ wird der Geschwindigkeitsbefehl ω* _r , das Ausgangssignal der arithmetischen Schlupfeinheit 21, das Ausgangssignal des Differenzierers 22′, der zum Stabilisieren der Steuerung des Stromes i _1q dient, sowie das Ausgangssignal des Strombegrenzers 80, der dazu dient, in einem Überlastzustand den Motor gegenüber Überströmen zu schützen, durch einen Addierer 23 aufaddiert, wodurch der Frequenzbefehl ω*₁ als Ausgangssignal der Frequenzsteuerung 5′′ erzeugt wird. Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6′′ bestimmt auf arithmetische Weise den absoluten Befehlswert V* _1a für die Ausgangsspannung des Inverters und den internen Phasenwinkelbefehl δ* auf der Grundlage des Frequenzbefehles ω*₁, des Stromes i _1q sowie weiterer Werte. Die arithmetische Operation kann durch folgende Gleichung (34) wiedergegeben werden:

Hierbei gilt: r₁ = r*₁ + r₁ und

l₁ + l₂′ = (l*₁ + l*₂′) + Δ (l₁ + l₂′).

Die Koeffizientenschaltung 25 erzeugt ausgangsseitig ein Produkt der sekundären Flußkopplung Φ* _2d und des Frequenzbefehles l*₁. Das Produktsignal wird mit dem Ausgang r₁i _1q des Koeffizientenmultiplizierers 61 und mit dem Ausgangssignal ω*₁ (l₁+l₂′) i _1d des Multiplizierers 62 durch den Addierer 26 addiert, wobei als Ergebnis hiervon der Koeffizient von cos δ* in dem Ausdruck zum Berechnen des Wechselrichterausgangsspannungsbefehles V* _1a bestimmt werden kann. Andererseits werden der Ausgang r₁i _1d der Koeffizientenschaltung 64 und das Ausgangssignal ω*₁ (l₁+l₂′) i _1q des Multiplizierers 63 durch einen Subtrahierer 65 subtrahiert, um den Koeffizienten sin δ* in dem Ausdruck zum Berechnen des Wechselrichterausgangsspannungsbefehls V* _1a zu ermitteln. Ein Teiler 25 führt eine Teilungsoperation für das Ausgangssignal des Addierers 26 und das Ausgangssignal des Subtrahierers 65 durch. Auf der Grundlage des Ergebnisses dieser Teilung erzeugt eine Funktionseinheit 29 ausgangsseitig den inneren Phasenwinkelbefehl δ*.

Anschließend wird der erste Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (34) für den Ausgangsspannungsbefehl V* _1a arithmetisch durch Zusammenarbeit einer Funktionseinheit 33 und eines Multiplizierers 34 bestimmt, während der zweite Ausdruck der gleichen Gleichung (34) durch eine Funktionseinheit 35 und einen Multiplizierers 66 ermittelt werden. Der Spannungsbefehl V* _1a für den Wechselrichterausgang wird daher durch den Addierer 38 erzeugt. Unter Verwenden der Größe V* _1a und δ* können Spannungsbefehle für die einzelnen Phasen durch eine Koordinatentransformationsschaltung 7 ermittelt werden, wodurch eine Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 gesteuert wird.

Der Primärwiderstand r₁ ist stark abhängig vom Einfluß der inneren Motortemperatur, die in Abhängigkeit vom Betriebszustand des Motors schwankt, was dazu führt, daß erhebliche Änderungen in dem Wert des Primärwiderstandes r₁ auftreten. Aufgrund derartiger Änderungen in dem Primärwiderstand unterliegen die Ausgangscharakteristika des Motors, wie beispielsweise das Verhältnis Drehmoment/ Sekundärstrom i _1q einer erheblichen Variation. Eine derartige Tendenz ist insbesondere dann vorherrschend, wenn die Betriebsfrequenz niedrig ist. Unter diesem Umstand wird der Einfluß der Änderung des Primärwiderstandes durch die nachfolgende Schaltungsanordnung beseitigt. Ein Detektor für eine niedrige Frequenz 70 wird mit dem Frequenzbefehl ω*₁ als Eingangssignal versorgt. Wenn der Absolutwert dieses Frequenzbefehls unterhalb eines vorbestimmten Wertes liegt, erzeugt der Niederfrequenzdetektor 70 ein Betätigungssignal, das nicht erzeugt wird, wenn der absolute Frequenzbefehlswert diesen vorbestimmten Wert übersteigt. In Reaktion auf dieses Betätigungssignal wird ein Schalter 71 geschlossen, wodurch der Ausgang (i* _1d -i _1d ) des Subtrahierers 73 zu einer Konstantidentifikationseinheit 72 zugeführt wird, die darauf anspricht, indem sie die Größe der Änderung Δ r₁ identifiziert. Wenn kein Eingangssignal vorliegt, hält die Konstantidentifikationseinheit 72 die letzte identifizierte Änderung Δ r₁. Der identifizierte Wert wird zu den beiden Koeffizientenschaltungen 61 und 64 zugeführt, wodurch der Wert der jeweiligen Koeffizienten entsprechend angepaßt wird. Der Koeffizient der arithmetischen Schlupfeinheit 21 ist proportional zum Sekundärwiderstandswert, während die Primärwicklung und Sekundärwicklung des Motors im wesentlichen gleiche Widerstandsänderungen erfahren. Daher wird der identifizierte Wert ebenso zur arithmetischen Schlupfeinheit 21 zugeführt, um den Koeffizientenwert anzupassen. Auf dem Weg zur arithmetischen Schlupfeinheit 21 durchläuft der identifizierte Wert eine Koeffizientenschaltung 75, wobei als Ergebnis hiervon die Primärwiderstandsänderung Δ r₁ in die Änderung Δ r₂ des Sekundärwiderstandes umgewandelt wird.

In dem Bereich hoher Drehzahlen ist der Einfluß der Änderung der Leckreaktanz größer als die Änderung des Primärwiderstandes. Jedoch ist der Einfluß der Leckreaktanzänderung auf die Betriebscharakteristik in der praktischen Anwendung vernachlässigbar klein. Mit anderen Worten ist es ausreichend, den Primärwiderstand lediglich im Betriebsbereich niedriger Drehzahlen zu korrigieren.

Bei dem unter Bezugnahme auf die Fig. 19 bis 23 beschriebenen Systemanordnungen kann der Einfluß der Änderungen von Motorkonstanten des Induktionsmotors zufriedenstellend kompensiert werden, wodurch eine Veränderung der induzierten elektromotorischen Kraft (des magnetischen Flusses) wie auch eine entsprechende Verschlechterung der Drehzahlsteuergenauigkeit und ein Drehmomentabfall positiv unterdrückt werden können.

Fig. 24 zeigt ein Steuersystem für den Wechselrichter zum Betreiben eines Induktionsmotors gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung, das mit einer angenehm zu handhabenden und einfachen Einstellvorrichtung für die Steuerkonstanten versehen ist.

Das Steuersystem gemäß Fig. 24 ist derart angeordnet, daß in der arithmetischen Einheit zum Bestimmen des Spannungsbefehles für die Vektorsteuerung sowohl das Spannungsbefehlssignal als auch das Phasenbefehlssignal lediglich annäherungsweise über einen Bereich ermittelt werden, innerhalb dessen die Steuercharakteristika nicht beeinflußt werden, um die Anzahl der einzustellenden Steuerkonstanten zu minimieren. Um diese Steuerkonstanten einzustellen, werden die Motorkonstanten vorab in einer Steuereinheit in Abhängigkeit von der Motorkapazität und der Polzahl Motor für Motor abgespeichert. Wenn ein bestimmter Motor benutzt wird, kann der Anwender die Motorkapazität und die Polzahl von einer an dem Motor befestigten Datenplatte ablesen und die Daten laden, um dadurch eine automatische Einstellung optimer Steuerkonstanten herbeizuführen.

Insbesondere sind bei dem in Fig. 24 gezeigten Steuersystem bei einem Verfahren zum Einstellen der Steuerkonstanten auf der Grundlage von elektrischen Konstanten des Induktionsmotors, der gesteuert werden soll, zumindest die Motorkapazitäten und die Polzahlen von verschiedenen Induktionsmotoren, die mit dem Steuersystem verbunden werden sollen, vorher in der Steuereinheit als Parameter für die Steuerkonstanten für verschiedene Induktionsmotoren gespeichert, wobei nach dem tatsächlichen Anschluß eines Induktionsmotors die Motorkapazität und die Polzahl des Induktionsmotors zu der Steuereinheit eingegeben werden, um relevante Steuerkonstanten von der Steuereinheit zum automatischen Einstellen auszulesen.

Untersuchungen einer großen Vielzahl von elektrischen Mehrzweckmotoren haben ergeben, daß

• (A) die Steuerkonstanten des Allzweckmotors zumindest ungefähr aufgrund der Kapazität und der Polzahl des Motors bestimmt werden können, und
• (B) trotz der möglichen Variation der Steuerkonstanten des Elektromotors zu einem größeren und kleineren Grad aufgrund von Herstellungstoleranzen (Herstellungsfehlern) des Motors derartige Variationen der Steuerkonstanten innerhalb eines Bereiches bleiben, der keinen Einfluß auf die Steuergenauigkeit hat.

Daher kann durch eine vorab erfolgende Abspeicherung der Motorkonstanten entsprechend der Motorkapazität und der Polzahl in einer Speichereinheit eine automatische Einstellung der Steuerkonstanten durch einfache Eingabe der Motorkapazität und der Polzahl als Parameter erfolgen.

Aufgrund dieses Merkmales können Steuerkonstanten einfach und genau für verschiedene Typen von Elektromotoren eingestellt werden.

In Fig. 24 ist gezeigt, daß ein Integrator 3 ein Spannungsphasensignal R* durch Integrieren des Primärfrequenzbefehles ω*₁ erzeugt. Ein Drehmomentstromkomponentendetektor 4 erfaßt eine Drehmomentstromkomponente I _1q durch Bezugnahme auf das Spannungsphasensignal O*. Die arithmetische Schlupffrequenz 150 multipliziert die Drehmomentstromkomponente I _1q mit einem Schlupfkoeffizienten K _s zum Erzeugen eines Schlupffrequenzsignals % _s . Eine arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 ermittelt arithmetisch die Größe V* _1a des Spannungsvektors und einen inneren Phasenwinkel δ* (eine Differenz der Phase zwischen der Primärspannung und der induzierten elektromotorischen Kraft auf der Grundlage des Primärfrequenzbefehles ω*₁, der in Abhängigkeit von der Schlupffrequenz _s ermittelt wird, sowie in Abhängigkeit von der Drehmomentstromkomponente I _1q und den Motorkonstanten, die von der Motorkonstanteneinstelleinheit 88 zugeführt werden. Eine arithmetische dreiphasige Spannungsbefehlseinheit 7 ermittelt arithmetisch dreiphasige Spannungsbefehlssignale V _u *, V _v * und V _w * auf der Grundlage der Größe V* _1a des Spannungsvektors, des inneren Phasenwinkels δ* und des Spannungsphasensignals R*. Andererseits spricht die Motorkonstanteneinstelleinheit 88 auf das Eingeben der Kapazität P₂ und der Polzahl P des Motors 2 durch die Bedienungsperson mittels einer geeigneten Eingabeeinrichtung (nicht dargestellt) an, um entsprechende Konstanten der arithmetischen Schlupffrequenzeinheit 50 und der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 zuzuführen.

Nachfolgend wird der Betrieb der einzelnen arithmetischen Einheiten erörtert.

An erster Stelle führt die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 6 die arithmetische Operation durch, die in Zusammenhang mit dem Vektordiagramm gemäß Fig. 6 gezeigt ist. Mit anderen Worten werden arithmetisch die Primärspannung V₁ und die Phasendifferenz δ zwischen der Primärspannung V₁ und der induzierten elektromotorischen Kraft E′₁ bestimmt. Die Phasendifferenz δ ist durch die Gleichung (18) gegeben, die folgendermaßen lautet:

δ = δ _l - δ _r , (18)

wobei δ₁ gemäß dem vereinfachten Gleichungsausdruck (20) bestimmt werden kann

wobei K₁ das Induktivitätsverhältnis [L _σ/(l₁+M)] darstellt. Der Wert δ ₁ wird in der Größenordnung von 0,1 unabhängig vom Typ des Elektromotors, der angeschlossen ist, beibehalten. Daher kann man δ₁₁ typischerweise als Wert von 0,1 auffassen.

Andererseits ist δ _r durch die Gleichung (21) gegeben. Es gilt:

Es sei angemerkt, daß keine merkbare Differenz selbst dann in dem Ergebnis dieser arithmetischen Operation auftritt, wenn die induzierte elektromotorische Kraft E′₁ (=ω₁ · Φ _2d ) durch die primäre induzierte elektromotorische Kraft E₁ (=l₁ · Φ₁) ersetzt wird. Demgemäß gilt:

Ferner wird die arithmetische Bestimmung der Amplitude der Spannung V _1a gemäß der vereinfachten Gleichung (23) ausgeführt. Es gilt:

V _1a = (ω₁ · Φ₁ + r₁ · I _1q ) cos δ - r₁ · I _1d sin δ (23)

Bei der arithmetischen Schlupffrequenzeinheit 50 wird die Schlupffrequenz ω _s gemäß folgender Gleichung ermittelt:

hierbei gilt: T₂ : sekundäre Zeitkonstante und

K _s : 1/(T₂ · I _1d ).

Nachfolgend wird das Einstellen der Motorkonstanten mittels der arithmetischen Einheit beschrieben. Arithmetische Operationen in der arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 6 werden gemäß den Gleichungen (18), (20), (21′′) und (35) ausgeführt. Im Hinblick auf das Vermindern der für diese arithmetischen Operationen benötigten Zeit wird der eingestellte Wert I* _1d für den Erregungsstrom I _1d verwendet. Demzufolge beinhalten die einzustellenden Konstanten folgende Werte: I* _1d , K 1 [=L _σ/(l₁+M)], r₁ und Φ₁. An erster Stelle wird die Kopplungszahl für den primären magnetischen Fluß Φ₁ auf der Grundlage der primären Sollklemmenspannung V₁₀ und der Sollprimärfrequenz f₁₀ des Induktionsmotors gemäß folgender Gleichung bestimmt:

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Sollspannung V ₁₀ des Motors, der in Betracht gezogen wird, 200 V beträgt und daß die Sollfrequenz f ₁₀ 50 Hz ist. Dann beträgt Φ₁ = 0,367 Wb · T. Dieser Wert wird als Konstante eingestellt.

Die Konstante K₁ kann gemäß folgender Gleichung bestimmt werden: K₁ = L _σ /(l ₁ + L ₁). Jedoch haben Abweichungen in der Ausgangskapazität zwischen den einzelnen Induktions­ motoren kaum einen Einfluß auf die Steuercharakteristika insoweit, als das Verhältnis K ₁ der primären Induktivi­ tät zu der Leckinduktivität in einem Bereich von 5 bis 15% liegt. Demzufolge kann die Konstante K ₁ anfänglich eingestellt werden, daß sie 0,1 ist.

Der Primärwiderstand r ₁ des Erregungsstromes I _1d , die in Abhängigkeit von der Motorkapazität und der Polzahl sich ändern, werden mit Hilfe der Motorkonstanteneinstell­ einheit 88 eingestellt.

Andererseits wird das Einstellen von Konstanten durch die arithmetische Schlupffrequenzeinheit 50 ausgeführt und erfordert die sekundäre Zeitkonstante T ₂ und den Erregungsstrom I _1d , die in Abhängigkeit von dem Typ des Induktionsmotors variieren, was man aus der Gleichung (35) erkennt. Daher wird das Einstellen dieser Konstan­ ten T ₂ und II _1d gleichfalls durch die Motorkonstanten­ einstelleinheit 88 ausgeführt.

Aus der obigen Beschreibung ist klar, daß die Konstan­ ten, die im Hinblick auf die Motortypen, welche an­ geschlossen werden, eingestellt werden müssen, ledig­ lich drei Konstanten sind, nämlich r ₁, I _1d und T ₂. Ferner haben die Ergebnisse von Nachforschungen und Grundlagenforschungen gezeigt, daß der Bereich, in dem diese Konstanten variieren, in einem Bereich von ±20 bis 30% bei vorgegebenen Ausgangskapazitäten P ₂ und Polzahlen P des Induktionsmotors unabhängig von den Herstellern liegt. Ferner hat man herausgefunden, daß dann, wenn die Variationen der interessierenden Konstanten innerhalb des obigen Bereiches liegen, die Steuergenauigeit des Vektorsteuerungssystemes gemäß des Ausführungsbeispiels der Erfindung kaum von Veränderungen dieser Konstanten beeinflußt wird. Daher werden die Konstanten r ₁, I _1d und T₂ vorab in der Motorkonstanteneinstelleinheit 88 in Abhängigkeit von den Ausgangskapazitäten und den Pol­ zahlen des Induktionsmotors, der angeschlossen werden soll, gespeichert, woraufhin nach dem tatsächlichen An­ schluß eines speziellen Induktionsmotors die Bedie­ nungsperson die Kapazität P ₂ und die Polzahl P von der Datenplatte, die an dem Motor angebracht ist, abliest und diese Parameter in die Motorkonstanteneinstellein­ heit 88 eingibt, die hierauf durch automatisches Ein­ stellen der Konstanten r ₁, I _1d und T ₂ bei den jeweiligen arithmetischen Einheiten anspricht.

Bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Anzahl von Steuerkonstanten aufgrund der Vereinfachung der arithmetischen Vektoroperation minimiert werden. Ferner kann das Einstellen dieser Konstanten erheblich verein­ facht werden, da es ausreichend ist, die Motorkapazität und die Polzahl von der Datenplatte des Motors, der tat­ sächlich angeschlossen wird, abzulesen und diese in die Motorkonstanteneinstelleinheit einzugeben.

Fig. 25 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Er­ findung.

In der arithmetischen Operation, die in diesem in Fig. 24 gezeigten Steuersystem ausgeführt wird, wird ein eingestellter Wert für den Erregungsstrom I _1d verwendet. Im Gegensatz hierzu wird im Falle des Steuersystems gemäß Fig. 25 der durch den Drehmomentstromkomponenten­ detektor 4′ erfaßte Wert verwendet. Genauer gesagt können die Erregungsstromkomponente I _1d und die Dreh­ momentstromkomponente I _1q arithmetisch von den Motor­ primärströmen I _u , I _v und I _w gemäß folgender Gleichung bestimmt werden:

Offenbar können diese Konstanten, die in Abhängigkeit von den Motortypen einzustellen sind, auf lediglich zwei Konstanten beschränkt werden, d. h. auf r ₁ und T ₂.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung kann die Anzahl der für die Vektorsteuerung einzustellenden Kon­ stanten ferner vermindert werden, wodurch die Speicher­ kapazität reduziert wird. Nichtsdestoweniger wird eine Verminderung der Steuergenauigkeit verhindert, die ande­ renfalls bei Schwankungen des Stromes I _1d auftreten würde.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 26 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Auswahl entweder des Vektorsteuerungsverfahrens oder eines anderen Steuerungsverfahrens ebenso wie die Aus­ wahl entweder einer automatischen oder einer manuellen Einstellung der Steuerkonstanten in der Vektorsteuerung mit einem einzigen Vielzwecksteuergerät ausgeführt wer­ den.

Bei dem in Fig. 24 gezeigten Steuersystem kann die Vektorsteuerung zur v/f-Steuerung (Spannungs/Frequenz- Konstantsteuerung) geändert werden, indem das Signal I _1q am Ausgang des Drehmomentstromkomponentendetektors auf Null gesetzt wird. Bei Auswahl der Vektorsteuerung werden derartige Konstanten für die Steuerung benötigt, die für den tatsächlich anzuschließenden Elektromotor geeignet sind. Falls der durch das Vektorsteuerungs­ verfahren zu steuernde Motor ein Allzwecktyp ist, können die Steuerkonstanten durch die Motorkonstanteneinstell­ einheit automatisch eingestellt werden. Wenn anderer­ seits der Motor, der einer Vektorsteuerung unterworfen wird, ein Nichtstandard-Motor ist, wie beispielsweise ein Motor für einen bestimmten Einsatzzweck, werden die Steuerkonstanten von Hand auf der Grundlage voreinge­ stellter Motorkonstanten oder von Meßwerten für die Kon­ stanten auf einen Anfangswert gesetzt.

Das Steuersystem mit einer Einrichtung zum Auswählen des Steuerverfahrens und des Steuerkonstanten-Einstellver­ fahrens gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung ermöglicht die Steuerung verschiedener Typen von Elektromotoren auf verschiedene Arten mit einem einzigen Motorsteuerungsgerät.

Gemäß den Ausführungsbeispielen der Erfindung nach den Fig. 24 und 25 kann die Anzahl der für die Steuerung be­ nötigten Konstanten durch Vereinfachung des arithmeti­ schen Vektoroperationsverfahrens minimiert werden. Ferner können die Steuerkonstanten einfach anfänglich eingestellt werden, und zwar lediglich mit Hilfe der Motorausgangskapazität und der Polzahl, die auf der Datenplatte des Elektromotors angegeben sind.

Fig. 27 zeigt eine allgemeine Anordnung eines Steuer­ systems gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung, das von den Systemen nach den Fig. 4, 21 und 23 dahingehend abweicht, daß eine Einrichtung zum Unter­ drücken eines Überschießens in der Drehzahl und des Stromes des Induktionsmotors vorgesehen ist.

Die nachfolgende Beschreibung betrifft das Steuersystem gemäß Fig. 27.

Bei dem Steuersystem gemäß Fig. 27 wird eine Drehmoment­ stromkomponente des Primärstromes in einem Induktions­ motor 1 erfaßt, wobei die Ausgangsfrequenz und die Aus­ gangsspannung des Wechselrichters gemäß dem unvollstän­ digen (ungenauen) Differentialwert gesteuert werden. Auf der anderen Seite wird ein Überschießen der Drehzahl von der Drehmomentstromkomponente und deren unvollständigem Differentialwert erfaßt, wobei die Zeitkonstante eines Verzögerungselementes erster Ordnung, das Teil des un­ vollständigen Differentials bildet, auf der Grundlage dieses erfaßten Signales vermindert wird. Mit anderen Worten wird der Schlupf gemäß dem erfaßten Wert für die Drehmomentstromkomponente I _1q des Primärstromes des Induktionsmotors kompensiert. Ferner werden in einem Übergangszustand, wie beispielsweise bei einem steilen Ansteigen der Drehzahl und des Drehmomentes, Spannung und Frequenz gemäß dem unvollständigen Differential­ wert der erfaßten Drehmomentstromkomponente I _1q ge­ steuert, d. h. gemäß einer Änderung der Stromkomponente I _1q , um auf diese Weise den Schlupf in geeigneter Weise zum Zwecke des Verhinderns oder Unterdrückens des Pulsens von Strom sowie des Überstromes zu steuern. Abgesehen davon wird durch das Inbeziehungsetzen oder Vergleichen der Polarität des unvollständigen Differen­ tialwertes der Drehmomentstromkomponente I _1q mit der­ jenigen der Stromkomponente selbst ein Überschießen sowohl in der Überwachungsbetriebsart als auch in der Regenerationsbetriebsart erfaßt. Durch Absenken der in dem unvollständigen Differential enthaltenen Zeitkon­ stante auf der Grundlage des Erfassungssignales für das Überschießen wird schnell ein Kompensieren der Frequenz und der Spannung durch den unvollständigen Differential­ wert erreicht, so daß ein Auftreten des Überschießens verhindert wird.

In Fig. 27 ist die Frequenzsteuerung als ein Block 5″′ gezeigt, der von einer gestrichelten Linie umschlossen ist. Die Drehmomentstromkomponente I _1q wird der arith­ metischen Schlupfoperationseinheit 50 zugeführt und ebenfalls dem ungenauen Differenzierer 52 zugeführt, wodurch die Schlupffrequenz _s und der Wechsel Δ ω in der Drehmomentstromkomponente I _1q arithmetisch bestimmt wer­ den. Der Ausgangswert, der auf diese Weise bestimmt wird, wird an einen Addierer 53 angelegt, durch den die Schlupffrequenz _s zu dem Geschwindigkeitsbefehl ω * _r addiert wird, während der Wechsel Δ ω in der Drehmoment­ stromkomponente von dem Geschwindigkeitsbefehl ω * _r subtrahiert wird, was dazu führt, daß der Primärfre­ quenzbefehl ω * ₁ erzeugt wird. Eine Erfassungseinheit für das Geschwindigkeitsüberschießen oder Drehzahl­ überschießen ist als ein von einer einfach gepunkteten gestrichelten Linie umfaßter Block 555 dargestellt und beinhaltet Vorzeichendiskriminatoren 54 und 55, an die die Drehmomentstromkomponente I _1q und das unvollständige (ungenaue) Differentialausgangssignal angelegt werden. Die Ausgangssignale der Diskriminatoren 54 und 55 werden einer logischen Operation durch die Exklusiv-ODER- Schaltung 56 unterworfen, deren Ausgang zum Variieren der Zeitkonstante T _d oder der Verstärkung K _d des unge­ nauen Differenzierers 52 verwendet wird.

Nachfolgend wird der Betrieb des in Fig. 27 gezeigten Steuersystems beschrieben. Da der erfaßte Wert I _1q der Drehmomentstromkomponente proportional zur Schlupf­ frequenz des Induktionsmotors ist, kann die Schlupf­ frequenz _s durch Multiplizieren des erfaßten Drehmo­ mentstromes I _1q mit einem Proportionalkoeffizienten K _s bestimmt werden. Daher kann in einem stetigen Zustand, bei dem keine starken Laständerungen oder Drehzahlän­ derungen auftreten, die Drehzahl ω _r derart gesteuert werden, daß sie mit dem Befehlswert ω * _r unabhängig von Wechseln in der Last übereinstimmt, da der Primär­ frequenzbefehl ω * ₁ durch eine Summe des Geschwindig­ keitsbefehls ω * _r und der Schlupffrequenz _s gesteuert wird.

Andererseits kann in einem Übergangszustand, in dem eine starke Änderung in der Last und Drehzahl auftritt, ein Stufenbefehl zu dem Drehzahlbefehl oder Geschwindig­ keitsbefehl ω * _r zugefügt werden, wie dies in Fig. 28 gezeigt ist. In diesem Fall wird die Drehmomentstrom­ komponente I _1q erhöht, was mit einem Anstieg im Schlupf einhergeht. Da jedoch zu diesem Zeitpunkt die Änderung Δ ω in der Drehmomentstromkomponente I _1q , die von dem un­ vollständigen oder ungenauen Differenzieren herstammt, von dem Geschwindigkeitsbefehl oder Drehzahlbefehl ω * _r abgezogen wird, wird die Erhöhungsrate des Primärfre­ quenzbefehlswertes ω * ₁ abgesenkt, was mit einer ent­ sprechenden Absenkung der Rate des Anstieges der Wech­ selrichterausgangsspannung und der Ausgangsfrequenz verbunden ist. Daher wird ein starkes Ansteigen der Drehmomentstromkomponente I _1q verhindert.

Man erkennt, daß der Schlupf gesteuert werden kann, daß er bei einem geeigneten Wert, in dem eine Strom­ dämpfungssteuerung (CDC) gemäß dem vorliegenden Aus­ führungsbeispiel des Steuersystems verwendet wird, ohne auf eine arithmetische Bestimmung des geschätzten Ge­ schwindigkeitswertes und des Strombefehlswertes Bezug nehmen zu müssen, wodurch eine Steuerfunktion ähnlich derjenigen einer automatischen Stromregelung (ACR) realisiert ist.

Wenn allerdings die Stromdämpfungssteuerung des Antwort­ verhaltens der Steuerung intensiviert wird, d. h. wenn die Zeitkonstante für den unvollständigen (ungenauen) Differentialausdruck vermindert wird und die Verstärkung erhöht wird, steigt der Primärfrequenzbefehl ω * ₁ über einen stetigen Wert aufgrund des unvollständigen Diffe­ rentialausgangssignales Δ ω der Drehmomentstromkomponente I _1q an, wie dies in Fig. 29 gezeigt ist, was zu einem Überschießen in der Drehzahl ω _r führt. Man erkennt allerdings aufgrund der Signalverläufe der Drehmoment­ stromkomponente I _1q und des unvollständigen Differen­ tiales Δ ω gemäß Fig. 29, daß beide Signalverläufe zu­ einander entgegengesetzte Polaritäten beim Auftreten eines Überschießens in dem primären Frequenzbefehl ω * ₁ annehmen. Daher ist es möglich, das Überschießen durch ein unterscheidendes Identifizieren der Polaritäten dieser Signalverläufe zu ermitteln. Auf der Grundlage des erfaßten Wertes des Überschießens wird die Zeit­ konstante T _d oder die Verstärkung K _d des unvollständi­ gen Differentialtermes (K _d · S/C ₁ + T _d · S) kleiner ge­ macht, wodurch der Ausgangswert Δ ω stark gedämpft wird, was zu dem Einfluß führt, daß der Primärfrequenzbefehl ω * ₁ gelindert wird. Auf diese Weise kann das Geschwin­ digkeits- oder Drehzahlüberschießen auf eine zufrieden­ stellende Weise gesteuert werden.

Die Fig. 30 und 31 zeigen praktische Einrichtungen zur Veränderung der Zeitkonstante und der Verstärkung des unvollständigen Differentiales auf der Grundlage des erfaßten Überschießsignales.

Wie in Fig. 30 gezeigt ist, besteht ein unvollständi­ ger Differentiationsblock aus einer Koeffizienten­ schaltung 521, einem Verzögerungselement der ersten Ordnung 522 und einem Subtrahierer 523 und hat ferner ein weiteres Verzögerungselement der ersten Ordnung 524, das einen Rückkopplungsweg zu der Koeffizientenschaltung 522 bildet, wobei der Koeffizient K _F dieser Schaltung in Abhängigkeit von dem erfaßten Signal variiert wird. Normalerweise wird der Koeffizient K _F auf Null einge­ stellt. Jedoch wird dieser Koeffizient nach dem Erfassen eines Überschießens auf einen vorbestimmten Wert einge­ stellt, wodurch die Zeitkonstante, die durch das Verzö­ gerungselement erster Ordnung geschaffen wird und die einen Teil des unvollständigen Differentialblocks bil­ det, um den Faktor 1/(1 + K _F ) abgesenkt wird. Ein Bezugs­ zeichen 525 bezeichnet einen Subtrahierer zum Subtra­ hieren des Ausgangssignales der Koeffizientenschaltung 524 von demjenigen der Koeffizientenschaltung 521, wobei das sich ergebende Differenzsignal dem Verzögerungs­ element erster Ordnung 522 zugeführt wird.

Fig. 31 zeigt den unvollständigen Differentiationsblock, der aus einer Koeffizientenschaltung 521, einem Integra­ tor 526 und einem Subtrahierer 523 besteht und zusätzlich eine Koeffizientenschaltung 524 zum Rückführen eines Ausgangssignales des Integrators 526 zum Eingang desselben Integrators aufweist, wobei der Koeffizient K _F der Koeffizientenschaltung 524 normalerweise auf 1 (EINS) gesetzt ist, während er auf einen vorbestimmten Wert größer als 1 (EINS) bei Erfassen des Überschießens abgeändert wird. Als Ergebnis hiervon wird die Zeitkon­ stante des Verzögerungselementes erster Ordnung, das einen Teil des unvollständigen Differenzierers bildet, um den Faktor 1/K _F abgesenkt.

Bei der vorhergehenden Beschreibung ist von der Annahme ausgegangen worden, daß die Zeitkonstante und/oder die Verstärkung des unvollständigen Differentiationsblockes bei Auftreten des Überschießens variiert wird. Jedoch kann das Überschießen gleichfalls durch einen Schalter 54 an der Ausgangsseite des unvollständigen Differen­ tiationsblockes 52 verhindert werden, wobei der Schalter 54 in Abhängigkeit von dem Überschieß-Erfassungssignal eingeschaltet bzw. ausgeschaltet wird.

Bei dem Steuersystem nach den Fig. 27, 30 bis 32 kann der Schlupf in geeigneter Weise gesteuert werden, indem der Primärfrequenzbefehl ω * ₁ mit Hilfe des unvollstän­ digen Differentialwertes Δ ω der Drehmomentstromkompo­ nente I _1q des Primärmotorstromes gesteuert wird, wobei als Ergebnis hiervon ein Überstromzustand ebenso wie ein Strompulsen mit Vorteil verhindert werden kann, was jedoch nicht im Gegensatz steht zu dem Auftreten von starken Wechseln in der Drehzahl und in der Last. Da ferner ein Überschießen in der Drehzahl auf der Grund­ lage der Drehmomentstromkomponente I _1q und des un­ vollständigen Differentialwertes Δ ω ohne Verwenden eines Drehzahldetektors erfaßt werden kann, kann als weiterer Vorteil das Überschießen durch Steuern der Primärfre­ quenz ω * ₁ auf der Grundlage des Überschießerfassungs­ signales verhindert werden.

Obwohl die Änderung Δ ω in der Drehmomentstromkomponente I _1q des primären Motorstromes als ein unvollständiges Differential bei den obigen Anordnungen ermittelt wird, können ähnliche Effekte gleichfalls durch das Differen­ tial der Drehmomentstromkomponente I _1q erzielt werden.

Wenn keine Regenerierungsbetriebsart ausgeführt wird, sondern lediglich eine Überwachungsbetriebsart bei den obigen Steuersystemen durchgeführt wird, ist ein Diskri­ minator zum Diskriminieren des Vorzeichens und der Dreh­ momentstromkomponente I _1q unnötig. Mit anderen Worten kann das Erfassen eines Überschießens lediglich mit einer Vorzeichendiskriminierung für eine Änderung durchgeführt werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren, das auf die Steuer­ systeme nach den Fig. 27 und 30 bis 32 angewendet wird, kann der Schlupf des Induktionsmotors genau auf der Grundlage des unvollständigen Differentialwertes Δ ω oder des Differentials der Drehmomentstromkomponente I _1q des primären Motorstroms gesteuert werden. Ferner kann ein Überschießen in der Drehzahl gesteuert werden, indem von den obigen Größen I _1q und Δ ω Gebrauch gemacht wird. Daher können die Drehzahl und der Strom mit hoher Genauigkeit und Stabilität in vorteilhafter Weise ge­ steuert werden.

Bei den erfindungsgemäßen Steuersystemen für einen In­ duktionsmotor gemäß der obigen Beschreibung wird eine Vektorsteuerung des Induktionsmotors durch Regeln der Primärspannung aufgrund der Spannungssteuerung ausge­ führt. Bei diesen Systemen ist der Befehlswert für den Primärstrom einer derartigen Natur, daß der magnetische Fluß unabhängig von einer Variation des Primärstromes unverändert bleibt und arithmetisch auf der Grundlage des Drehzahlbefehlssignals oder Geschwindigkeitsbe­ fehlssignals ω * _r ermittelt wird, sowie auf der Grund­ lage des erfaßten Wertes I _1q der Drehmomentstrom­ komponente und der elektrischen Konstanten des Induk­ tionsmotors, wobei die Ausgangsspannung gemäß dem primären Spannungsbefehlswert gesteuert wird.

Bei diesem Steuerverfahren kann die Drehzahl stabil in Abhängigkeit von dem Befehlswert gesteuert werden, was tatsächlich kein Problem in einen statischen Zustand darstellt, bei dem keine steile Änderung in dem Motor­ strom (Drehmoment) auftritt. Allerdings besteht bei Übergangszuständen die Möglichkeit, daß die Geschwin­ digkeitssteuerung aufgrund von Änderungen in dem Dreh­ moment, das durch den Motor erzeugt wird, instabil wird, da der magnetische Fluß unter dem Einfluß der Induktivi­ tät und des Primärstromes des Induktionsmotors Ände­ rungen erfährt.

Um mit diesem Problem fertig zu werden, kann ein derar­ tiges Verfahren angewendet werden, bei dem der primäre Motorstrom des Induktionsmotors erfaßt wird und die Spannungssteuerung derart ausgeführt wird, daß die Er­ regungsstromkomponente I _1d des Primärstromes mit dem Erregungsstrombefehl I* _1d übereinstimmt. Wenn aller­ dings eine derartige Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, muß die Verstärkung eingestellt werden. Ferner ist ein Stromregler ohne Versatz im Zusammenhang mit einer zugeordneten Konstanteneinstellvorrichtung nötig. Daher wird der Steuermechanismus und die Konstruktion der Steuerung sehr kompliziert, was zu weiteren Problemen führt.

Fig. 33 zeigt ein Steuersystem, mit dem ein Induktions­ motor mit hoher Genauigkeit und hoher Antwortgeschwin­ digkeit durch Unterdrücken der Änderung des magnetischen Flusses in dem Übergangszustand gesteuert werden kann, ohne daß der obenerwähnte Stromregler verwendet werden müßte.

Ein wichtiges Merkmal des Regelverfahrens, das bei dem Steuersystem gemäß Fig. 33 Anwendung findet, wird darin gesehen, daß eine Änderung des dem Induktionsmotor zuge­ führten Stromes erfaßt wird, um auf diese Weise die Phase der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (Wechselrichters) in Abhängigkeit von einer erfaßten Stromänderung zu steuern.

Der dem Induktionsmotor zugeführte Versorgungsstrom ist proportional zum Primärstrom oder zu der Drehmoment­ stromkomponente dieses Stromes. Die Änderung in dem Versorgungsstrom kann entweder aufgrund des Befehls­ wertes oder eines tatsächlich gemessenen Wertes ermit­ telt werden.

Nachfolgend wird das Prinzip des Steuerverfahrens, das bei dem System gemäß Fig. 33 Anwendung findet, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.

Eine Änderung des magnetischen Flusses und insbesondere eine Änderung der q-Achsen-Komponente Φ _2q sind propor­ tional zu der Änderung der Drehmomentstromkomponente. Die Größe der Änderung der Drehmomentstromkomponente I _1q ist proportional zu derjenigen der Änderung des Primär­ stromes I ₁ unter der Bedingung, daß die Erregungsstrom­ komponente I _1d konstant ist.

Daher kann eine Erzeugung der q-Achsen-Komponente R _2q des magnetischen Flusses unterdrückt werden, indem die Ausgangsspannungsphase des Frequenzwandlers gemäß der Änderung des Motorversorgungsstromes, wie beispiels­ weise der Drehmomentstromkomponente I _1q oder des Primär­ stromes I ₁ korrigiert wird. Da die Änderung oder Fluk­ tuation des magnetischen Flusses selbst dann unterdrückt werden kann, wenn der Strom (das Drehmoment) sich stark ändert, kann der magnetische Fluß bei dem Befehlswert oder Sollwert gehalten werden, was wiederum bedeutet, daß die Drehzahlsteuerung mit hoher Genauigkeit und einem schnellen Antwortverhalten ausgeführt werden kann.

Fig. 35 zeigt ein Vektordiagramm der Spannung, des Stromes und des magnetischen Flusses, das auf der Grund­ lage einer Ersatzschaltung des Induktionsmotors gemäß Fig. 34 gezeichnet worden ist. Wie in Fig. 35 zu sehen ist, stellen die Achsen d und q ein orthogonales Koordi­ natensystem dar, das sich mit einer synchronen Winkel­ frequenz ω ₁ dreht. Ein Spannungsvektor ist in der Form einer Summe einer induzierten elektromotorischen Kraft sowie von inneren Impedanzspannungsabfällen (r ₁ · I ₁; ω ₁ · L _σ · I ₁) innerhalb des Motors gegeben. Ein innerer Phasenwinkel erscheint zwischen dem Spannungsvektor V ₁ und der induzierten elektromotorischen Kraft E′ ₁. Wenn die Richtung des Spannungsvektors E′₁ mit der q-Achse übereinstimmt, können die Größe V _1a und die Primärspan­ nung V ₁ und der innere Phasenwinkel δ auf der Grundlage der Stromkomponenten I _1d und I _1q des Primärstromes I ₁ des Induktionsmotors gemäß den folgenden Gleichungen (38) und (39) bestimmt werden:

V _1a = (E′ ₁ + ω ₁ · L _σ · I _1d + r ₁ · I _1q ) cos δ - (r ₁ · I _1d - ω ₁ · L _σ · I _1q ) sin δ (38)

Hierbei gilt:

Φ _2d = sekundäre Flußkopplungszahl; M′ = M/L ₂ = Gegeninduktivität bezogen auf die primäre Induktivität; L _σ = äquivalente Leckinduktivität r ₁ = primärer Widerstand und L ₂ = Sekundärinduktivität.

Daher kann die induzierte elektromotorische Kraft E′ ₁ und somit der magnetische Fluß O _2d konstant und unab­ hängig vom Strom gesteuert werden, indem die Befehls­ werte V * _1a und δ * für die Amplitude V _1a der Primär­ spannung und der innere Phasenwinkel δ auf der Grund­ lage der Befehlswerte für E′ ₁, I _1d und I _1q oder tat­ sächlich gemessener Werte sowie auf der Grundlage von Motorkonstanten bestimmt werden und indem die Befehls­ werte V* _1a und δ *, die auf diese Weise bestimmt wurden, gesteuert werden. Allerdings tritt in einem Übergangs­ zustand, in dem eine starke Stromänderung (Drehmoment­ änderung) auftritt, eine Zeitkonstante im Primärstrom aufgrund der Leckinduktivität L _σ auf. Als Ergebnis entsteht eine Abweichung des tatsächlichen Koordinaten­ systems mit den Achsen m und t von dem d-q-Koordinaten­ system, das für die Steuerung durch einen Winkel ver­ wendet wird, der dem magnetischen Leckfluß entspricht (d. h. der q-Achsenflußkomponente Δ Φ _2q ). Unter diesen Umständen ist das Steuersystem gemäß Fig. 34 derart an­ geordnet, daß dieser Abweichungswinkel Δ R zum Korrigie­ ren der Phase mit der Größe Δ R erfaßt wird, wie nach­ folgend im einzelnen erläutert wird.

Der Achsenabweichungswinkel Δ R aufgrund des magnetischen Leckflusses Φ _2q kann auf folgende Art bestimmt werden.

Die Zustandsgleichung des Induktionsmotors kann mit dem Strom und mit dem magnetischen Fluß als Variable folgen­ dermaßen ausgedrückt werden:

Hierbei gilt:

P= Differentiationsoperator,r′ ₂= Sekundärer Widerstand, ausgedrückt durch den primären Widerstand,M= Gegeninduktivität,L₂= Sekundärinduktivität T ₂= Sekundärzeitkonstante (L ₂/r ₂), ω _r = Rotorwinkelfrequenz und ω ₂= Schlupffrequenz.

Die Variablen I ₁, Φ ₂ und V ₁ können in dem orthogonalen d-q-Achsen-Koordinatensystem folgendermaßen ausgedrückt werden:

Es sei angenommen, daß die einzelnen Achsenkomponenten V _1d und V _1q der primären Spannung des Induktionsmotors durch den Wechselrichter derart gesteuert werden, daß sie proportional zu den Befehlswerten sind, die gemäß den Gleichungen (38) und (39) bestimmt werden, dann gilt für die Werte V _1d und V _1q folgende Gleichung:

Ferner sei angenommen, daß der magnetische Fluß O _2d derart gesteuert wird, daß er konstant ist. Dann kann aus den Gleichungen (42) und (40) die Zustandgleichung für die q-Achsenkomponente durch folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:

Dementsprechend kann P Φ _2q bezogen auf die Größe I _1q folgendermaßen ausgedrückt werden:

Man erkennt, daß Φ _2q als ein Wert entsprechend des Induktivitätsspannungsabfalles aufgrund von I _1q variiert. Wenn die Änderung Δ Φ _2q in bezug auf den Abweichungswinkel R der Koordinatenachsen relativ zu dem d-q-Koordinatensystem ausgedrückt wird, gilt folgende Gleichung:

Da Δ Φ _2q « Φ _2d , kann die obige Gleichung (45) folgen­ dermaßen umgeschrieben werden:

Man erkennt, daß Δ Φ aufgrund der Änderung von Δ I _1q ermittelt werden kann.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel des erfindungs­ gemäßen Steuerverfahrens auf der Grundlage des oben be­ schriebenen Prinzips unter Bezugnahme auf Fig. 33 erläu­ tert. Die q-Achsen-Komponente (Drehmomentstromkomponente I _1q ) des primären Motorstroms wird durch einen Strom­ detektor 4 unter Bezugnahme auf das Phasenbezugssignal R * erfaßt. Auf der Grundlage der q-Achsen-Stromkompo­ nente I _1q wird die Schlupfwinkelfrequenz _s durch eine arithmetische Schlupfeinheit 50 bestimmt. Die primäre Winkelfrequenz ω*₁ wird gemäß der Summe der Schlupf­ winkelfrequenz _s und des Geschwindigkeitsbefehls ω * _r ermittelt. Andererseits wird eine arithmetische Span­ nungsbefehlseinheit 6 mit dem d-Achsen-Stromkomponen­ tenbefehlswert I* _1d (Erregungsstrom) zum Erzeugen des magnetischen Flusses mit dem erfaßten Wert für die Drehmomentstromkomponente I _1q und mit der primären Winkelfrequenz ω * ₁ versorgt, um dadurch auf arithme­ tische die Größe V _1d des Spannungsvektors und den inneren Phasenwinkel δ (die Differenz der Phase zwi­ schen der Primärspannung und der induzierten elektro­ motorischen Kraft) gemäß den obigen Gleichungen (38) und (39) zu bestimmen. Die Phase der Spannung wird ermit­ telt, indem das Phasenbezugssignal R , der interne Phasenwinkel δ * und ein Achsenabweichungswinkel Δ R addiert werden, welcher durch einen Differenzierer 67 auf der Grundlage des eingangsseitigen Erfassungswertes der Drehmomentstromkomponente I* _1q gemäß der Gleichung (46) berechnet wird. Das Spannungsphasensignal ( R * + δ - Δ R ), das auf diese Art erhalten wird, und die Spannungsgröße V* _1a werden in die dreiphasigen Span­ nungsbefehlswerte V* _u , V* _v und V* _w transformiert, die zum Steuern des Wechselrichters 1 verwendet werden. Wenn die tatsächlichen Koordinatenachsen m und t von den Koordi­ natenachsen d und q abweichen, was auf eine Änderung des magnetischen Flusses Φ _2q beruht, der wiederum durch eine starke Stromänderung (Drehmomentänderung) verursacht wird, wird die Spannungsphase durch die Ausgangsspannung Δ R der Differentationseinheit 67 korrigiert. Daher werden die Koordinatenachsen m und t gesteuert, damit sie ständig mit den Koordinatenachsen d und q überein­ stimmen.

Nachfolgend werden die Steuercharakteristika des momen­ tanen Systems unter Bezugnahme auf die Fig. 36A und 36B erläutert, die graphisch die Steuercharakteristika in dem Übergangszustand eines Induktionsmotors von 2,2 kW darstellen, der durch schrittweises Ändern des Geschwin­ digkeitsbefehles ω * _r für den Wechselrichter herbeige­ führt wird. Insbesondere zeigt Fig. 36A die Steuer­ charakteristika des bek 48437 00070 552 001000280000000200012000285914832600040 0002003820125 00004 48318annten Systemes, während Fig. 36B die des erfindungsgemäßen Steuersystemes zeigt.

Bei dem Fall des Ausführungsbeispieles gemäß Fig. 36A kann die tatsächliche Drehzahl ω _r nicht der Änderung des Geschwindigkeitsbefehles l * _r folgen und fängt zu pulsen an, was unter der synchronisierenden Wirkung des Pulsens der Spannungsbefehle V * _1a und w *, der Strom­ komponenten I _1d und I _1q und des Magnetflusses Φ _2d und Φ _2q auftritt, wie man aus der Figur erkennt. Das Pulsen führt letztendlich zu einer Divergenz, die die Steuerung schwierig oder unmöglich macht.

Im Gegensatz hierzu wird im Falle des Steuersystems ge­ mäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung der magnetische Fluß Φ _2d auf einen im wesentlichen kon­ stanten Wert aufgrund des Merkmales gesteuert, daß die Spannungsphase gemäß der Änderung im Fluß Φ _2q gesteuert wird, sowohl eine äußerst kleine größenmäßige Änderung in dem Fluß Φ _2q im Übergangszustand stattfindet. Man erkennt daher, daß die Steuerung stabil ausgeführt wird, wie man dies ohne weiteres aus den Signalverläufen der Ströme I _1d und I _1q und der tatsächlichen Drehzahl ω _r erkennt.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine hohe Reaktionsgeschwindigkeit unabhängig von äußeren Einflüssen bei einem Konstanthalten des Magnet­ flusses erzielt. Die Steuerung von Drehmoment und Ge­ schwindigkeit kann mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden.

Fig. 37 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des er­ findungsgemäßen Verfahrens in Anwendung auf das in Fig. 33 gezeigte Steuersystem. Bei dem in Fig. 33 gezeigten Steuersystem ist der Stromdetektor mit dem Eingang des Differenzierers 67 verbunden, um eine Änderung des magnetischen Flusses zu verhindern, da die Erfindung auf eine Struktur angewendet ist, bei der kein Drehzahldetektor verwendet wird. Im Gegensatz hierzu wird bei dem in Fig. 37 gezeigten System ein Drehzahl­ detektor 93 an dem Induktionsmotor 2 zum Erfassen der Drehzahl ω _r befestigt, wobei der Drehmomentstrombefehl I* _1q durch die automatische Drehzahlregelung (ASR) 40 gemäß der Abweichung der erfaßten Drehzahl gegenüber dem Drehzahlbefehl ω * _r erzeugt wird. Der Drehmomentstrom­ befehl I* _1q wird verwendet, um arithmetisch die Achse des Abweichungswinkels Δ Φ mittels des Differenzierers 67 zu bestimmen, wobei der Abweichungswinkel Δ Φ seiner­ seits zum Korrigieren der Phase der Spannung verwendet wird.

Bei dem in Fig. 37 gezeigten Steuersystem kann zusätz­ lich zu der Steuerung zum Konstanthalten des magneti­ schen Flusses die Steuerung zum Stabilisieren der Drehzahl mittels eines Drehzahldetektors und des Dreh­ zahlreglers stabilisiert werden.

Bei den unter Bezugnahme auf die Fig. 33 und 37 be­ schriebenen Ausführungsbeispielen können Änderungen oder Schwankungen des magnetischen Flusses bei Übergangszu­ ständen des Stromes (des Drehmomentes) wirkungsvoll unterdrückt werden, wodurch der magnetische Fluß im wesentlichen konstantgehalten werden kann. Auf diese Art kann die Drehzahlsteuerung mit hoher Genauigkeit und einem schnellen Antwortverhalten realisiert werden.

Fig. 38 zeigt eine Systemanordnung zum Ausführen des Steuerverfahrens gemäß einem weiteren Ausführungsbei­ spiel. Das Steuersystem gemäß dieser Figur entspricht im wesentlichen dem in Fig. 4 gezeigten System, wobei eine Konstantenidentifikationseinheit, eine Konstantenein­ stelleinheit, eine Erfassungseinheit für das Über­ schießen der Drehzahl und eine Differentiationseinheit zugefügt sind, wie dies in den Fig. 21, 24, 27 und 33 gezeigt ist. Das Steuersystem bei Fig. 38 ist dahin­ gehend vorteilhaft, daß die Geschwindigkeitssteuerung und die Stromsteuerung mit hoher Genauigkeit für ver­ schiedene Typen von Induktionsmotoren mit einer ver­ einfachten Schaltungsanordnung ausgeführt werden kann, bei der lediglich ein Stromsensor verwendet wird. Die Struktur und der Betrieb des Systems gemäß Fig. 38 er­ klärt sich aus der vorhergehenden Erläuterung unter Bezugnahme auf die Figuren, ohne daß es einer weiteren Beschreibung bedürfte.

Selbstverständlich sind verschiedene Kombinationen der oben beschriebenen Strukturen für die verschiedenen Arten von Steuersystemen möglich, wie dies bei dem System gemäß Fig. 38 der Fall ist, ohne daß dies zu einer Abweichung vom Grundgedanken der Erfindung führt.

Die nachfolgende Beschreibung betrifft das Steuer­ prinzip, mit dem das zweitgenannte Ziel der vor­ liegenden Erfindung, das oben angegeben ist, erreicht wird.

Es wird ein Verfahren zum Ermitteln des Erregungsstromes angegeben, bei dem sämtliche Verluste, die in dem Elektromotor auftreten, ständig auf einem Minimalwert für das für den Induktionsmotor unter Last benötigte Drehmoment gehalten werden.

Die nachfolgenden Gleichungen (4) bis (9) gelten allge­ mein für Induktionsmotoren.

Als Funktionen für die Abschätzung oder Berechnung werden sämtliche in dem Induktionsmotor auftretenden Verluste in Betracht gezogen. An erster Stelle kann der Primärwiderstandsverlust L _r ₁ aufgrund des Motorwick­ lungswiderstandes aufgrund der Gleichung (10) bestimmt werden:

Der Sekundärwiderstandsverlust L _r ₂, der in den Kupfer­ platten des Induktionsmotors auftritt, kann aus der bereits genannten Gleichung (7) und (8) folgendermaßen abgeleitet werden:

Ferner kann der Hystereseverlust, der in dem Statorkern des Induktionsmotors erzeugt wird, in einer Annäherung durch die Gleichungen (8) und (9) folgendermaßen be­ stimmt werden:

L _h = K′ _h · l ₁ · B _m ² = K _h · ω ₁ · m ² · I _1r ² -· sin² R r (49)

Hierbei ist B _m die Flußdichte in dem Luftspalt des Motors. K′ _h und K _h sind proportionale Koeffizienten, die in Abhängigkeit von dem Gewicht und dem Material sowie in Abhängigkeit von der Struktur des Statorkernes und weiterer Größen bestimmt sind.

Wie man aus der obigen Gleichung (49) erkennt, ist der Hystereseverlust L _h proportional zum Quadrat des Erre­ gungsstromes und damit proportional zum Quadrat von m. Der Hystereseverlust L _h ist proportional zur Ausgangs­ frequenz des Antriebssteuergerätes.

Ferner treten Wirbelstromverluste L _e in dem Stator ein, die aus den Gleichungen (8) und (9) folgendermaßen ab­ geleitet werden können:

L _e = K′ _e · ω ₁ ² · B _m ² = K _e · ω ₁ ² m ² · I _1r ² · sin² R _r (50)

Hierbei sind K′ _e und K _e proportionale Koeffizienten, die durch das Gewicht, das Material und die Struktur des Statorkernes sowie aufgrund anderer Faktoren im Fall von Hystereseverlusten bestimmt werden.

Unter sämtlichen Verlusten des Induktionsmotors sind die obigen vier Arten von Verlusten die Hauptverluste, die gesteuert werden können. Mit anderen Worten kann die Steuerung des Induktionsmotors auf ideale Art ausge­ führt werden, wenn der Erregungsstrom derart gewählt wird, daß die Summe (der Gesamtverlust) dieser vier Verluste minimal ist. Aus den Gleichungen (47) bis (50) kann abgeleitet werden, daß der Gesamtverlust folgende Gleichung erfüllt:

Zum Ermitteln des Zustandes, der für ein Minimieren des Gesamtverlustes L _T benötigt wird, kann die obige Glei­ chung (51) folgendermaßen umgeformt werden:

In der Gleichung (52) nimmt der Gesamtverlust L _T einen Minimalwert an, wenn die nachfolgende Gleichung (53) erfüllt ist. Insbesondere muß der Wert m ₀ die Gleichung (53) erfüllen, wenn der Wert m, bei dem der Gesamtver­ lust L _T minimal ist, mit m ₀ bezeichnet ist, um den Ge­ samtverlust L _T in dem Motor für ein gegebenes Drehmoment zu minimieren.

Der Minimalwert L _T0 des Gesamtverlustes kann folgender­ maßen bestimmt werden

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Erregungsstrom des Motors aufgrund des oben analytisch beschriebenen Prinzipes gesteuert, wodurch der Induktionsmotor mit einem maximalen Wirkungsgrad gesteuert werden kann.

Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen eine beispielhafte Ausführungsform eines Induktionsmotorantriebssteuersystems gemäß der Erfindung erläutert.

Fig. 39 zeigt in einem Blockdiagramm eine Anordnung des Induktionsmotorantriebssteuersystems gemäß der Erfin­ dung. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 302 einen Leistungswandler vom Spannungstyp, das Bezugs­ zeichen 304 eine Koeffizienten-(Multiplizierer-)Schal­ tung, das Bezugszeichen 306 einen Stromdetektor, das Bezugszeichen 309 einen Addierer, das Bezugszeichen 310 ein Verzögerungselement erster Ordnung, das Bezugszei­ chen 311 eine Integrationseinheit, das Bezugszeichen 312 einen Funktionsgenerator, das Bezugszeichen 313 einen Zwei-in-drei-Phasenwandler, die Bezugszeichen 314, 316 und 317 Komparatoren, das Bezugszeichen 315 eine Drehzahlreglereinheit und die Bezugszeichen 318 und 319 arithmetische Einheiten. Andere Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie die in Fig. 2 verwendeten Bezugs­ zeichen.

Das erfindungsgemäße Steuersystem gemäß Fig. 39 unter­ scheidet sich hauptsächlich dadurch von dem in Fig. 2 gezeigten Steuersystem nach dem Stand der Technik, daß die arithmetische Erregungsstrombefehlseinheit 305 vor­ gesehen ist, die derartig angeordnet ist, daß die Wechselrichterausgangswinkelfrequenz ω * ₁ und ein Dreh­ momentstromwert I _1q entsprechend des Lastmomentes auf­ gegriffen werden, um dadurch einen optimalen Erregungs­ strom unter Verwenden dieser Daten zu ermitteln. Obwohl ferner eine Stromzuführquelle als variable Frequenzlei­ stungsversorgung zum Antreiben des Induktionsmotors bei dem bekannten System verwendet wird, wird eine Span­ nungsversorgungsquelle bei dem erfindungsgemäßen System eingesetzt.

Fig. 39 zeigt ein Steuersystem für den Betrieb des Induktionsmotors gemäß der vorliegenden Erfindung, bei dem eine Spannungsquelle mit variabler Frequenz verwen­ det wird, wobei der Induktionsmotor 2 mit einer Leistung mit veränderlicher Frequenz gesteuert wird, die aus­ gangsseitig an dem Leistungswandler (Wechselrichter) 302 vom Spannungstyp erscheint. Der Drehzahldetektor (PG) 93 erfaßt die Drehzahl des Induktionsmotors 2, wobei ein Ausgangssignal des Detektors 93 zum Koeffizientenmulti­ plizierer 304 übertragen wird, der das Rotorwinkel­ frequenzsignal mit einem Koeffizienten P multipliziert, das die Anzahl von Polpaaren des Motors darstellt. Zu­ sätzlich zu den Wicklungen für die U-Phase, V-Phase und W-Phase des Induktionsmotors 2 sind Primärstromdetek­ toren 305 a, 305 b und 305 c vorgesehen, die die Primär­ ströme der zugeordneten Phasen erfassen, um dadurch Stromrückkopplungssignale I _U , I _V und I _W zu erzeugen. Die Ausgangssignale der Primärstromdetektoren 305 a, 305 b und 305 c werden zu dem Stromdetektor 306 zugeführt, der die Ausgangssignale der Primärstromdetektoren in zwei Achsenkomponenten eines orthogonalen Koordinatensystems umwandelt, das sich mit der synchronen Winkelfrequenz (der Winkelfrequenz der sekundären magnetischen Kopp­ lungsflußvektoren) ω * ₁ dreht, d. h. die Erregungsstromkomponente I _1d und die Drehmomentstromkomponente I _1q . Die Drehmomentkomponente I _1q wird zur arithmetischen Schlupffrequenzeinheit 307 zugeführt, während die Erre­ gungsstromkomponente zur arithmetischen Einheit 308 und weiteren Einheiten zugeführt wird. Die arithmetische Schlupfwinkelfrequenzeinheit 307 bestimmt arithmetisch den Befehlswert P ω * _s für die Schlupfwinkelfrequenz unter Verwenden der Sekundärstromkomponente I _1q und des Erregungsstrombefehlswertes I* _1d , der an der arithme­ tischen Erregungsstrombefehlseinheit 308 verfügbar ist. Der Befehlswert für die Schlupfwinkelfrequenz P l * _s wird dem Addierer 309 zugeführt, um mit dem Ausgang P ω _r des Koeffizientenmultiplizierers 304 addiert zu werden. Das Ergebnis dieser Addition erscheint am Ausgang als syn­ chrone Winkelfrequenz ω * ₁ des Induktionsmotors.

Die arithmetische Erregungsstrombefehlswert-Einheit 308 besteht aus vier Schaltungen, nämlich einer Absolutwert- Signalumwandlungsschaltung 308 a, einer arithmetischen Befehlswertspannung 308 b, einer Maximalwert-Signalaus­ wahlschaltung 308 c und einem Maximalwerthalteregister 308 d. Die Drehmomentstromkomponente I _1q , die das Aus­ gangssignal des Stromdetektors 306 ist, wird der Abso­ lutwert-Signalumwandlungsschaltung 308 a zugeführt, die in der arithmetischen Erregungsstrombefehlswerteinheit 308 enthalten ist, woraufhin die Absolutwert-Signal­ umwandlungsschaltung 308 a ausgangsseitig ein Signal zur arithmetischen Befehlswerteinheit 308 b zuführt, dessen Absolutwert |I _1q | der Drehmomentstromkomponente I _1q ständig eine positive Polarität hat. Die arithmetische Befehlswerteinheit 308 b bestimmt auf der Basis des oben beschriebenen Prinzipes den Erregungsstrom I _1d , bei dem eine Minimierung der in dem Induktionsmotor 2 auftreten­ den Gesamtverluste erreicht wird:

In diesem Fall nimmt die arithmetische Befehlswertein­ heit 308 b die Winkelfrequenz ω * ₁ vom Ausgang des Addierers 209 mittels des Verzögerungselementes der ersten Ordnung 310 auf, um die Frequenz ω * ₁ in der arithmetischen Bestimmung des Erregungsstromes I _1d zu verwenden.

Nachfolgend wird die Rolle des Verzögerungselementes erster Ordnung 310 kurz erläutert. Wenn man annimmt, daß dieses Verzögerungselement 310 fehlt, entsteht das nach­ folgend geschilderte Phänomen. Wenn sich die Winkelfre­ quenz l * ₁ aus bestimmten Gründen stark auf einen hohen Wert ändert, fällt der Wert des Erregungsstromes I _1d gemäß der beschriebenen Gleichung ab, während die Schlupfwinkelfrequenz P ω * _s , die auf der Grundlage des Erregungsstromes I _1d bestimmt wird, ansteigt. Als Er­ gebnis tritt ein derartiges Phänomen auf, daß die Steuerung in unerwünschter Weise positiv beeinflußt wird, so daß eine weitere Erhöhung der Winkelfrequenz ω * ₁ auftritt. Daher kann die Winkelfrequenz ω * ₁ letzt­ endlich divergieren. In diesem Zusammenhang bewirkt das Verzögerungselement erster Ordnung 310 in wirksamer Weise eine Unterdrückung eines starken Wechsels der Winkelfrequenz ω * ₁.

Der optimale Erregungsstrom I _1d0 , der durch die arith­ metische Befehlswerteinheit 308 b bestimmt ist, wird zu der Maximalwertsignalauswahlschaltung 308 c zugeführt, in der das Eingangssignal I _1d0 von der arithmetischen Be­ fehlswertspannung 308 b mit dem Wert des Eingangssignales I _1dr verglichen wird, der am Maximalwerthalteregister 308 d vorliegt. Wenn das Signal I _1d0 kleiner als I _1dr ist, wird das erstgenannte als Erregungsstrombefehls­ wert I* _1d durch die Maximalwert-Signalauswahlschaltung 308 c zur arithmetischen Schlupffrequenzeinheit 307 und zu weiteren Einheiten zugeführt. Wenn andererseits das Signal I _{1d 0 größer als I 1dr ist, wird das letztgenannte ausgewählt um als Erregungsstrombefehlswert I* 1d aus­ gangsseitig erzeugt zu werden. Die Integrationseinheit 311 integriert die obige Winkel­ frequenz ω * 1 und erzeugt ausgangsseitig den Phasenwin­ kelbefehl R für den sekundären Flußkopplungsvektor. Der Phasenwinkel R * wird dann zu dem Funktionsgenerator 312 zugeführt, der seinerseits ein Sinuswellensignal sin R * und Kosinuswellensignal cos R * entsprechend des Phasen­ winkelbefehls R * erzeugt. Diese Signale sin d R * und cos R * werden dem Stromdetektor 306 und dem Zwei-in- drei-Phasenwandler 313 zugeführt. Die Rotorwinkelfrequenz ω r , die durch den Drehzahl­ detektor 93 erfaßt wird, wird dem Komparator 314 zuge­ führt, damit sie mit dem Rotorwinkelfrequenzbefehls­ wert ω * r verglichen werden kann. Die Differenz zwischen diesen beiden Signalen ω r und ω * r erscheint ausgangs­ seitig am Komparator 314 und wird durch die Drehzahl­ reglereinheit 115 verstärkt, die ausgangsseitig den Befehlswert I* 1q für den Drehmomentstrom erzeugt. Der Vergleicher oder Komparator 317 vergleicht den Strom­ befehlswert I* 1q mit der Drehmomentstromkomponente I 1q am Ausgang des Stromdetektors 306, um dadurch ausgangs­ seitig die Differenz zwischen diesen beiden Eingangs­ signalen I* 1q und I 1q zu erzeugen. Andererseits ver­ gleicht der Komparator 316 die Erregungsstromkomponente I 1d am Ausgang des Stromdetektors 306 mit dem Erregungs­ strombefehlswert I 1d , der durch die arithmetische Erre­ gungsstrombefehlseinheit 308 erzeugt wird, und erzeugt ausgangsseitig die Differenz zwischen diesen Werten I 1d und I* 1d . Die arithmetischen Einheiten 318 und 319 verstärken die Erregungsstromdifferenz (I* 1d -I 1d ) und die Drehmoment­ stromdifferenz (I* 1q -I 1q ), die jeweils durch die Komparatoren 316 und 317 erfaßt werden, und steuert die Erregungsstromachsenspannungskomponente V* 1d und die Drehmomentstromachsenspannungskomponente V* 1q des primären Spannungsbefehls derartig, daß die Erregungs­ stromkomponente I 1d und die Drehmomentstromkomponente I 1q des Induktionsmotors ständig dem vorbestimmten Erregungsstrombefehlswert I 1d dem vorbestimmten Dreh­ momentstrombefehlswert I* 1q entsprechen. Der Zwei-in-drei-Phasenwandler 313 wandelt die Erre­ gungsstromachsenspannungskomponente V* 1d und die Dreh­ momentstromachsenspannungskomponente V* 1q am Ausgang der arithmetischen Einheiten 318 und 319 in dreiphasige Spannungsbefehlswerte V u *, V v * und V w *, die daraufhin an den Leistungswandler (Wechselrichter) vom Spannungstyp 302 angelegt werden. Bei dem Induktionsmotorbetriebssteuersystem gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt die arithmeti­ sche Befehlswertschaltung zum Ermitteln des optimalen Erregungsstromes den Drehmomentstrom anstelle des Dreh­ momentes. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß bei einer Variation des Erregungsstromes im Falle des nach­ folgend betrachteten Steuersystemes das Lastdrehmoment und der Laststrom nicht ständig proportional zueinander sind. Dementsprechend ist der Erregungsstromwert, der gemäß der Gleichung, die in Fig. 39 eingesetzt ist, er­ mittelt ist, nicht notwendigerweise der Optimalwert. Wenn jedoch beispielsweise der Stromwert des Induktions­ motors niedrig ist, während das Ausgangsdrehmoment gleichfalls niedrig ist, ist die Drehzahl des Induk­ tionsmotors bei einer abgesenkten Winkelfrequenz ω r vermindert, was zu einem kleinen Wert der Winkel­ frequenz ω * 1 führt. Wenn der Wert der Winkelfrequenz l * 1 klein wird, steigt der Stromwert an, was zu einem starken Anstieg des Drehmomentstromes I 1q führt, bis das Drehmoment entsprechend des Lastmomentes erzeugt wird. Hierin liegt der Grund, warum der Drehmomentstrom an­ stelle des Drehmomentes zum arithmetischen Ermitteln des Erregungsstromes verwendet werden kann, ohne daß dies bei praktischen Anwendungen zu Schwierigkeiten führt. Wie man aus der obigen Beschreibung erkennt, ermöglicht das in Fig. 39 gezeigte Steuersystem eine Steuerung des Induktionsmotors in der Art, daß die in dem Induktions­ motor erzeugten Verluste einschließlich der Primärwider­ standsverluste und Sekundärwiderstandsverlust, Hystere­ severluste und Wirbelstromverluste für ein vorgegebenes benötigtes Drehmoment minimiert werden können. Fig. 40 zeigt in einem Blockdiagramm ein Steuersystem zum Antreiben eines Induktionsmotors gemäß eines weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 306′ einen Dreh­ momentstromdetektor, das Bezugszeichen 313′ eine arith­ metische dreiphasige Spannungsbefehlseinheit, das Be­ zugszeichen 330 eine Frequenzsteuerung, das Bezugs­ zeichen 331 eine arithmetische Spannungsbefehlseinheit, die Bezugszeichen 332, 333 und 334 Funktionsgeneratoren, das Bezugszeichen 335 einen Multiplizierer und die Bezugszeichen 340 bis 344 Koeffizientenmultiplizierer. Weitere Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie die in Fig. 39 verwendeten Bezugszeichen. Bei dem in Fig. 40 gezeigten Steuersystem wird der Dreh­ zahldetektor zum Erfassen der Drehzahl des Induktions­ motors 2 eingespart. Der Leistungswandler 302 besteht aus einem Pulsbreitenmodulations-Wechselrichter (PWMINV) und erzeugt eine Wechselspannung für den Induktionsmotor 2 auf der Grundlage der dreiphasigen Ausgangsspannungs­ befehlssignale V u *, V v * und V w *, die durch die arithme­ tische dreiphasige Spannungsbefehlseinheit 313′ erzeugt werden. Insbesondere besteht das in Fig. 40 gezeigte Steuer­ system aus dem Stromdetektor 306′ zum Erfassen der Dreh­ momentstromkomponente I 1q , die in dem Primärstrom des Induktionsmotors 2 enthalten ist, unter Bezug auf das Phasenbezugssignal O*, das von dem primären Winkel­ frequenzbefehl ω * 1 mittels des Integrators 311 durch Integration abgeleitet wird; aus einer Frequenzsteuerung 330 zum Steuern des Primärfrequenzbefehles ω * 1 in Ab­ hängigkeit von der obigen Drehmomentstromkomponente I 1q aus einer arithmetischen Spannungsbefehlseinheit 331 zum Ermitteln des Spannungsvektoramplitudenbefehlswertes V* 1a und des inneren Phasenwinkelbefehlswertes δ * (die Phasendifferenz zwischen der Primärspannung und der intern induzierten elektromotorischen Kraft auf der Grundlage der oben erwähnten Sekundärstromkomponente I 1q des Primärfrequenzbefehls ω * 1 sowie auf der Grundlage elektrischer Konstanten des Induktionsmotors; aus einer arithmetischen Erregungsstrombefehlswerteinheit 308 zum Ermitteln des Erregungsstrombefehlswertes I* 1d auf der Grundlage der Drehmomentstromkomponente I 1q , des primä­ ren Frequenzbefehles ω * 1 und elektrischer Konstanten des Motors; und aus der arithmetischen dreiphasigen Spannungsbefehlseinheit 313′ zum Ermitteln der drei­ phasigen Spannungsbezugssignale V u *, V v * und V w * auf der Grundlage des Spannungsvektoramplitudenbefehlswertes V* 1a , des inneren Phasenwinkelbefehlswertes δ * und des Phasenbezugssignales R *. Bei der Anordnung des erfindungsgemäßen Steuersystems gemäß Fig. 40 ermittelt die arithmetische Spannungs­ befehlseinheit 331 die Spannungsvektoramplitude V 1a und den inneren Phasenwinkel auf der Grundlage der Motor­ stromkomponenten I 1d und I 1q und der Motorkonstanten gemäß den folgenden Gleichungen (55) und (56): V 1a = (E′ 1 + ω 1 L σ I 1d + r 1 I 1q ) cos δ - (r 1 I 1d - l 1 L σ I 1q ) sin δ (56) Hierbei gilt: E′ 1= ω 1 MI 1d = ω 1 Φ,M= Gegeninduktivität undL σ Leckinduktivität.Die arithmetischen Operationen gemäß den Gleichungen (55 und 56) bedürfen offenbar eines sehr komplizier­ ten Vorgehens wegen der gegenseitigen Multiplikationen und Teilungen der Steuervariablen, wie beispielsweise ω 1, I 1d , I 1q sowie weiterer Werte. Unter diesen Umstän­ den können die arithmetischen Operationen zum Bestimmen der Spannungsvektoramplitude und des inneren Phasen­ winkels gemäß der vorliegenden Erfindung vereinfacht werden, was zu keinerlei Problemen in der praktischen Anwendung führt. Diese Vereinfachungen sehen folgender­ maßen aus: V 1a = (ω 1 MI 1d + r 1 I 1q ) cos δ - r 1 I 1d sin δ (58) Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 337 bestimmt den Phasenspannungsamplitudenbefehl I* 1 und den inneren Phasenwinkelbefehl δ * auf der Grundlage der Variablen ω * 1, I* 1q und I* 1d gemäß den Gleichungen (57) und (58). Die arithmetische Spannungsbefehlseinheit 331 besteht aus dem Sinusfunktionsgenerator 332, dem Kosinusfunk­ tionsgenerator 33, dem tan^-1(1/x)-Generator 334, der eine Tabelle speichert, die mit Kehrwerten der Variablen x vorbereitet ist, dem Multiplizierer 355 und den Koeffizientenschaltungen 340 bis 344, die in der in Fig. 40 gezeigten Art miteinander verbunden sind. Die Koeffizientenschaltungen 341 bis 344 mit Ausnahme der Schaltung 340 verändern die jeweiligen Ausgangswerte jeden Moment in Reaktion auf den Erregungsstrombefehls­ wert I* 1d , der von der arithmetischen Erregungsstrom­ befehlseinheit 308 zugeführt wird. Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf die Frequenzsteuerung 330. Die Frequenzsteuerung 330 besteht aus der arithmeti­ schen Winkelfrequenzeinheit 307 und dem Addierer 309. Da die Schlupfwinkelfrequenz ω s proportional zum Dreh­ momentstrom und umgekehrt proportional zum Erregungs­ strom ist, greift die arithmetische Schlupffrequenz­ einheit 307 den Drehmomentstromwert I 1q auf, der am Ausgang des sekundären Stromdetektors 306 erzeugt wird, sowie den Befehlswert I* 1d , der am Ausgang der arith­ metischen Erregungsstrombefehlseinheit 308 erzeugt wird, um dadurch den errechneten Wert für die Schlupfwinkel­ frequenz * s auf der Grundlage der aufgegriffenen Werte I 1q und I* 1d zu bestimmen. Der berechnete Winkelfre­ quenzwert * s wird zu dem Frequenzbefehl ω * r durch den Addierer 309 addiert, dessen Ausgang der primäre Frequenzbefehlswert ω*₁ ist. Dieses Signal ist der Ausgang der Frequenzsteuerung 330. Die arithmetische Erregungsstrombefehlseinheit 308 be­ steht aus vier Schaltungen der gleichen Art, wie sie vorher unter Bezugnahme auf Fig. 39 beschrieben wurden. Der Drehmomentstrom I 1q , der durch den Drehmoment­ stromdetektor 306′ erfaßt wird, wird der Absolutwertum­ wandlungsschaltung 308 a zugeführt, um in ein konstant positives Signal |I 1q | umgewandelt zu werden und nachfolgend der arithmetische Befehlswertschaltung 305 b zugeführt, die daraufhin arithmetisch den Erregungs­ strom I 1d ermittelt, der durch die unten angegebene Gleichung gegeben ist, der Gesamtverlust innerhalb des Motors minimiert wird. In diesem Fall wird die Winkelfrequenz ω * 1 am Ausgang des Addierers 309 zu der arithmetischen Befehlswert­ schaltung 308 b mittels des Verzögerungselementes erster Ordnung 310 zugeführt, welche in der arithmetischen Be­ rechnung zum Bestimmen des Erregungsstromes I 1d ver­ wendet wird. Der optimale Erregungsstrom I 1d0, der durch die arithmetische Befehlswertschaltung 308 b bestimmt wird, wird zu der Maximalwertsignalauswahlschaltung 308 c zugeführt, die das Eingangssignal I 1d0 von der arithme­ tischen Befehlswertschaltung 308 a mit dem Eingangssignal I 1dr von dem Maximalwerthalteregister 308 d vergleicht, um dadurch ausgangsseitig den Wert I 1d0 als Erregungs­ strombefehlswert I* 1d zu erzeugen, wenn I 1d0 kleiner ist als I 1dr , während ausgangsseitig der Wert I 1dr erzeugt wird, wenn I 1d0 größer als I 1dr ist. Der Erregungsstrom­ befehlswert I 1d , der auf diese Weise ausgangsseitig er­ zeugt wird, wird zu den Koeffizientenschaltungen 341 bis 344 mit Ausnahme der Koeffizientenschaltung 340 zuge­ führt. Die arithmetische Phasenwinkeleinheit 311 wird in Form eines Integrators zum Integrieren des Primärfrequenz­ befehls ω * 1 ausgeführt, um auf diese Weise ausgangs­ seitig das Phasenbezugssignal R * zu erzeugen. Die drei­ phasige arithmetische Ausgangsspannungsbefehlseinheit 313 bestimmt Werte der dreiphasigen Ausgangsspannungs­ befehle V u *, V v * und V w * aufgrund des Amplitudenwertes V* 1a des Spannungsvektors und der Summe (R * + δ *), die sich aus der Addition des inneren Phasenwinkelbefehls­ signals δ * mit den Phasenbezugssignalen R * ergibt, um die Ausgangsspannung des Leistungswandlers 302 zu steuern, der durch den PWM-Wechselrichter gebildet wird, und zwar auf der Grundlage der derart bestimmten Werte der dreiphasigen Ausgangsspannungsbefehle. Das in Fig. 40 gezeigte Ausführungsbeispiel der Erfin­ dung liefert ein Antriebssteuersystem für einen Induk­ tionsmotor mit vereinfachter Struktur, bei dem die Erfassung der Drehzahl des Induktionsmotors fortge­ lassen werden kann. Mit anderen Worten kann die vor­ liegende Erfindung in gleicher Weise auf ein derar­ tiges vereinfachtes System angewendet werden, wie dies im Fall des Steuersystems gemäß Fig. 39 der Fall ist. Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig. 40 kann das Steuersystem kostengünstig ausgeführt werden, was einen weiteren Vorteil darstellt. Wie man erkennt, ist es gemäß den obigen Ausführungs­ formen der Erfindung möglich, den Gesamtverlust ein­ schließlich des Primärwiderstandsverlustes, des Sekun­ därwiderstandsverlustes, des Hystereseverlustes und des Wirbelstromverlustes, die in dem Induktionsmotor auf­ treten, für ein gegebenes, benötigtes Drehmoment über den gesamten Bereich von niedrigen zu hohen Frequenzen zu minimieren, wodurch die Leistungsversorgungskapazität wie auch die Kosten für die Ausrüstung reduziert werden können, während weiterhin der Energieverbrauch einge­ schränkt wird. Aufgrund des niedrigen inneren Verlustes des Induktionsmotors kann die Wärmeerzeugung im Motor und der damit verbundene Temperaturanstieg unterdrückt werden, was zur Verlängerung der Lebensdauer des Motors bei Erhöhung der Betriebszuverlässigkeit führt. Nachfolgend wird die Einschaltverzögerungskompensation für die erfindungsgemäßen Frequenzwandlerschaltungen erläutert. Allgemein wird bei einem System mit einer Wechselrich­ terhauptschaltung 1 mit Parallelanschlüssen der Tran­ sistoren TR 1 bis TR 6 und sogenannten "Schwungrad"-Dioden D 1 bis D 6 in Form einer Brückenschaltung eine Steuerung angewendet, um geringfügig das Einschalten eines Tran­ sistors bezüglich des Ausschalten eines anderen Tran­ sistors zu verzögern, da beispielsweise die beiden Transistoren TR 1 und TR 2 gleichzeitig aufgrund der Kommutierung durch den gleichen Brückenarm eingeschal­ tet werden, so daß sie in einem Kurzschlußzustand während der Kommutierungszeit versetzt werden. Diese Situation wird noch detaillierter unter Bezug­ nahme auf Fig. 42 erläutert. Es sei angenommen, daß der Strom i u in die Richtung fließt, die durch einen Pfeil in Fig. 41 angezeigt ist, wobei die Transistoren TR 1 und TR 2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden in Ab­ hängigkeit von der PWM-Signalform, die durch Vergleich eines Steuerspannungssignales A und einer Dreieckswelle B erhalten wird. In diesem Fall wird ein Wechsel des negativen Potentials zu dem positiven Potential am Knotenpunkt x zwischen den Transistoren TR 1 und TR 2 gemäß Fig. 41 durch eine Zeitverzögerung T D verzögert, die mit dem Einschalten des Transistors TR 1 zusammen­ hängt. Die Zeitverzögerung wird als Totzeit T D be­ zeichnet. Wenn umgekehrt der Strom i u in die entgegen­ gesetzte Richtung fließt, die durch den Pfeil gemäß Fig. 41 angezeigt ist, wird ein Wechsel des Potentials von der positiven Polarität zu der negativen Polarität am Knotenpunkt x um die Totzeit T D des Transistors TR 2 verzögert. Dementsprechend werden bei der durch die dicken, durchgezogenen Linien gemäß Fig. 42(d) ge­ zeigten gewünschten Signalform die schraffierten Flächen verloren (anteilig hinzugefügt), wodurch sich der in Fig. 42(f) gezeigte Signalverlauf ergibt. Der Verlust (oder die Zufügung) entspricht der Addition der puls­ förmigen Spannung mit der Pulsbreite T D mit entgegen­ gesetzter Polarität. Demgemäß wird die Ausgangsspannung des Wechselrichters und die pulsförmige Spannung abge­ senkt. Die pulsförmige Spannung hat eine Beziehung zu dem Strom i u mit einer Phasenvoreilung um den Winkel ϕ ′ in bezug auf das Drehmagnetfeld gemäß Fig. 42(a). Der Winkel d ′ liegt zwischen dem d-Achsenstrom und dem q-Achsenstrom gemäß Fig. 43. Wenn der Strom i u positiv ist (oder eine Puls-Polarität hat), ist die pulsförmige Spannung nega­ tiv und umgekehrt. Demgemäß wird die Totzeit in Abhän­ gigkeit von der Polarität dieses Stromes i u kompensiert. Eine Schaltungsanordnung zum Kompensieren des Einflusses der Interverausgangsspannung ist in Fig. 44 gezeigt. Wie in Fig. 44 zu sehen ist, ist ein Stromdetektor 4′ so ausgeführt, daß er den d-Achsen-Strom i d und den q-Achsen-Strom i q des Motorstromes mit Hilfe des Phasen­ winkel O* des sich drehenden Magnetfeldkoordinaten­ systems erfaßt. Unter Verwenden dieser erfaßten Strom­ werte ermittelt eine arithmetische Stromphaseneinheit 600 einen Winkel ϕ ′ zwischen dem Strom I 1 und der d- Achse. Ein Addierer 670 addiert die Phase ϕ ′ des Stromes und die Phase R * des Drehmagnetfeldes, woraufhin das Ausgangssignal (R * = ϕ ′) des Addierers 670 zu einem Funktionsgenerator 680 zugeführt wird, der dann arith­ metisch den Kosinus des Winkels (R * + ϕ ′) ermittelt, um ein Totzeitsignal +T 0 zu erzeugen, wenn cos (R * + d ′) positiv ist, wobei anderenfalls ein Totzeitsignal -T 0 erzeugt wird. Ein PWM-Signalformgenerator 690 kompen­ siert die Totzeit auf der Grundlage des Ausgangssignales des Funktionsgenerators 680. Diese Kompensationsbe­ triebsweise wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 45 erläutert. Zunächst sei angenommen, daß keine Kompensation ausge­ führt wird. Ein Zeitpunkt t 3 wird betrachtet, zu dem ein Steuersignal A und ein dreiförmiges Signal B einander schneiden. Wenn keine Kompensation ausgeführt wird, ändert sich die Spannung derart, daß deren Dauer sich bis zu einem Zeitpunkt t 4 aufgrund der Verzögerung entsprechend der Totzeit T D erstreckt, wodurch die bei (c) in Fig. 45 gezeigte Signalform anstelle der ge­ wünschten Signalform gemäß (b) entsteht. Nachfolgend wird der Fall betrachtet, daß eine Kompensation der Totzeit ausgeführt werden soll. Beispielsweise wird in dem Fall, in dem das Signal +T0 dem PWM-Signalform­ generator 690 von dem Funktionsgenerator 680 zugeführt wird, das Verarbeiten derartig ausgeführt, daß der Puls vor dem Zeitpunkt t 3 ansteigt, zu dem die Steuerspannung A und das dreiecksförmige Signal B einander schneiden, wobei der zeitliche Abstand T0 beträgt. In diesem Fall ändert sich das PWM-Signal mit einem zeitlichen Vor­ sprung oder einer Voreilung entsprechend der Totzeit, was dazu führt, daß die Inverterausgangsspannung sich von einer negativen Polarität in eine positive Polarität zum Zeitpunkt t 3 ändert, wie dies bei (d) in Fig. 45 ge­ zeigt ist, da es sich mit der Verzögerung Td gegenüber dem Anstieg des PWM-Signales ändert. Als Ergebnis wird die ideale oder gewünschte PWM-Signalform gemäß Fig. 45(b) erhalten. Auf der Grundlage dieses Prinzipes führt der in Fig. 44 gezeigte PWM-Signalformgenerator 690 die folgende Ver­ arbeitung durch: Wie in Fig. 46 gezeigt ist, wird eine PWM-Unterbre­ chungsverarbeitung mit Zeitintervallen der Abtast­ perioden T c durch einen Taktgeber in einem Mikrocompu­ ter ausgeführt. Ein Spannungsbefehl von beispielsweise V v * wird bei jeder Unterbrechungsverarbeitung aufge­ nommen, um arithmetisch die Pulsbreite des PWM-Signales gemäß dem folgenden Ausdruck zu verarbeiten: Hierbei gilt: V umax : maximaler Wert des dreieckförmigen Signales. Durch Addieren des Signales von dem Funktionsgenerator 680 zu dem Wert Tu, der durch die obige Gleichung erhal­ ten wird, und durch Ausführen einer arithmetischen Operation gemäß der nachfolgenden Gleichung zum Erhalten einer neuen Pulsbreite T′u kann die Totzeitkompensation ausgeführt werden. T′u = Tu ± T 0 (60) Bei der obigen Vorgehensweise wird eine Totzeitkompen­ sation für die Frequenzwandlerschaltung ausgeführt, wo­ durch eine Verschlechterung der Steuergenauigkeit der Steuereinheit verhindert wird. Es ist selbstverständlich, daß verschiedene Kombinatio­ nen der oben beschriebenen Anordnung zum Realisieren von verschiedenen Typen von Steuersystemen vorgenommen werden können, ohne daß dies vom Grundgedanken und Konzept der vorliegenden Erfindung abweicht.}

Claims (16)

1. Verfahren zum Steuern eines Elektromotors unter Verwenden eines Frequenzwandlers, dadurch gekennzeichnet,

• - daß ein Frequenzbefehlswert (ω*₁) auf der Grundlage eines Drehzahlbefehlssignals (ω* _r ) und eines erfaßten Drehmomentstromkomponentenwertes (I _1q ) eines Primärstromes des Elektromotors (2) arithmetisch bestimmt wird;
• - daß ein Befehlswert (V* _1a ) für einen Amplitudenwert (V _1a ) der Primärspannung des Motors und ein Befehlswert (δ*) für einen inneren Phasenwinkel zwischen der Primärspannung und einer induzierten elektromotorischen Kraft (E₁) arithmetisch auf der Grundlage von zumindest dem Frequenzbefehlswert (ω*₁) und dem erfaßten Drehmomentkomponentenwert (I _1q ) bestimmt werden;
• - daß momentane Befehlswerte (V _u *, V _v *, V _w *) für die Primärspannung arithmetisch auf der Grundlage der Befehlswertsignale bestimmt werden; und
• - daß die Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (1) auf der Grundlage der momentanen Befehlswerte für die Primärspannung gesteuert wird.

2. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• - daß bei der arithmetischen Bestimmung des Befehlswertes (V* _1a ) für den Amplitudenwert (V _1a ) der Primärspannung und des Befehlwertes (δ*) für den inneren Phasenwinkel eine Phasenwinkelkomponente aufgrund eines primären Widerstandsspannungsabfalles und eine Phasenwinkelkomponente aufgrund eines Leckinduktivitätsspannungsabfalles in dem Motor (2) arithmetisch auf der Grundlage von wenigstens dem Frequenzbefehlswert (ω*₁) und dem erfaßten Drehmomentstromkomponentenwert (I _1q ) bestimmt werden;
• - daß der Befehlswert (δ*) des inneren Phasenwinkels arithmetisch bestimmt wird auf der Grundlage der Phasenwinkelkomponente aufgrund des Primärwiderstandsspannungsabfalles und der Phasenwinkelkomponente aufgrund des Leckinduktivitätsspannungsabfalls; und
• - daß der Befehlswert (V* _1a ) für die Amplitude (V _1a ) der Primärspannung arithmetisch auf der Grundlage dieses Befehlswertes für den inneren Phasenwinkel bestimmt wird.

3. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Befehlswert (δ*) für den inneren Phasenwinkel arithmetisch auf der Grundlage des Frequenzbefehlswertes (ω*₁) und eines erfaßten Primärstromwertes (I₁) des Motors (2) ermittelt wird.

4. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Frequenzbefehlswert (ω*₁) durch Subtrahieren eines Differentialsignales oder eines unvollständigen Differentialsignales der Drehmomentstromkomponente (I _1q ) der erfaßten Primärstromwerte des Motors von dem Frequenzbefehlswert (ω*₁) erhalten wird.

5. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

• - daß ein Überschießen der Motordrehzahl auf der Grundlage der Polarität des Differentialsignales der Drehmomentstromkomponente (I _1q ) und der Polarität der Drehmomentstromkomponente oder der Polarität des Wechselstromes des Frequenzwandlers (1) erfaßt wird, und
• - daß eine Zeitkonstante oder eine Verstärkung für das unvollständige Differentialsignal oder für das Differentialsignal auf der Grundlage des erfaßten Wertes für das Überschießen verändert wird.

6. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• - daß eine Änderung des dem Induktionsmotor (2) zugeführten Stromes erfaßt wird, und
• - daß die Phase der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (1) gemäß der erfaßten Stromänderung korrigiert wird.

7. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

• - daß die Änderung des Stromes in Termen der Änderung des Primärstromes (I₁) oder der Änderung der Drehmomentstromkomponente (I _1q ) des Induktionsmotors (1) erfaßt wird.

8. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

• - daß die Änderung des Stromes in Termen der Änderung des Strombefehlswertes für den Motor (1) oder der Änderung des tatsächlich gemessenen Stromes erfaßt wird.

9. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• - daß eine d-Achsen-Komponente (I _1d ) entsprechend eines Erregungsstromes und eine q-Achsen-Komponente (I _1q ) entsprechend eines Drehmomentstromes des Primärstromes (I₁) des Motors (2) erfaßt werden,
• - daß die Ausgangsfrequenz und die Größe und die Phase der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (1) gemäß der q-Achsen-Komponente gesteuert werden,
• - daß der Leckimpedanzspannungsabfall in Abhängigkeit von der Abweichung der d-Achsen-Komponente (I _1d ) des Primärstromes des Motors (2) von einem Bezugswert (I* _1d ) identifiziert wird, und
• - daß die Größe und die Phase der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers (1) auf der Grundlage des Ergebnisses dieser Identifizierung korrigiert werden.

10. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Primärwiderstandsspannungsabfall identifiziert wird, wenn der Frequenzbefehl (ω* _r ) oder die Co-Achsenstrom-Komponente (I _1q ) nicht größer als die jeweiligen vorbestimmten Werte sind,
• - daß ein Reaktanzspannungsabfall identifiziert wird, wenn sowohl der Frequenzbefehl (ω* _r ) auch die q-Achsen-Stromkomponente (I _1q ) die jeweiligen vorbestimmten Werte übersteigen und
• - daß eine Identifizierung des Leckinduktivitätsspannungsabfalls auf der Grundlage des Signales ausgeführt wird, das von der Identifizierung des Primärwiderstandsspannungsabfalles und der Identifizierung des Reaktanzspannungsabfalles herrührt.

11. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

• - Erfassen einer d-Achsen-Komponente (i _1d ) entsprechend eines Erregungsstromes und einer Co-Achsen-Komponente (I _1q ) entsprechend des Drehmomentstromes des Motors;
• - Steuern einer Ausgangsfrequenz, Größe und Phase der Ausgangsspannung des Frequenzwandlers;
• - Identifizieren eines Primärwiderstandsspannungsabfalles des Motors gemäß einer Abweichung der d-Achsen-Komponente des Motorprimärstromes gegenüber einem Bezugswert, wenn der Frequenzbefehlswert nicht größer als ein vorbestimmter Wert ist; und
• - Korrigieren der Größe und Phase der Wandlerausgangsspannung auf der Grundlage des Ergebnisses dieser Identifizierung.

12. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,

• - daß eine Schlupffrequenz auf der Grundlage des Ergebnisses der Identifizierung korrigiert wird, die zum Korrigieren der Größe und Phase der Wandlerausgangsspannung verwendet wird.

13. Motorsteuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren ferner folgende Verfahrensschritte aufweist:

• - Vorabspeichern von Steuerkonstanten von verschiedenen in Frage kommenden Motoren, deren Anschluß beabsichtigt ist, in einer Speichereinrichtung, wobei wenigstens die Motorkapazitäten und die Polzahlen als Parameter verwendet werden; und
• - Eingeben der Motorkapazität und der Polzahl des Motors, der tatsächlich angeschlossen werden soll, um dadurch aus der Speichereinrichtung die Steuerkonstanten entsprechend des Motors, der tatsächlich angeschlossen werden soll, auszulesen und Einstellen der ausgelesenen Steuerkonstanten.

14. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,

• - daß die Konstanten in bezug auf die Leckinduktivität des Motors in Termen, bezogen auf die Primärinduktivität des Motors, eingestellt werden.

15. Motorsteuerungsverfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren ferner folgende Verfahrensschritte aufweist:

• - wahlweises Umschalten zwischen einem Vektorsteuerungsverfahren und einem anderen Steuerungsverfahren;
• - Vorabspeichern von Steuerkonstanten für verschiedene, in Frage kommende Motoren, deren Anschluß beabsichtigt ist, in der Speichereinrichtung, wobei wenigstens die Motorkapazitäten und die Polzahlen als Parameter verwendet werden, wenn das Vektorsteuerungsverfahren ausgewählt wird,
• - Eingeben der Motorkapazität und der Polzahl des tatsächlich anzuschließenden Motors, um dadurch die Steuerkonstanten entsprechend des tatsächlich anzuschließenden Motors aus der Speichereinrichtung auszulesen und die ausgelesenen Steuerkonstanten einzustellen; und
• - Einstellen der Steuerkonstanten durch eine andere Einstelleinrichtung, wenn das andere Steuerverfahren ausgewählt wird.

16. Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors, der durch eine Spannungsquelle mit veränderlicher Frequenz angetrieben wird, dadurch gekennzeichnet,

• - daß eine Spannungskomponente längs einer Erregungsstromachse (d-Achse), die einen Kopplungsmagnetfluß in dem Induktionsmotor (2) erzeugt, auf der Grundlage einer Drehmomentstromkomponente (I _q ) gesteuert wird, die arithmetisch von einem Primärstrom (I₁) des Induktionsmotors (2) abgeleitet wird, eine Erregungsstromkomponente (I _1d ) arithmetisch von einem Befehlswert (I* _1d ) für die Erregungsstromkomponente (I _1d ) oder einem erfaßten Wert für den Primärstrom des Induktionsmotors (2) und von einem Befehlswert (ω* _r ) für die Ausgangsfrequenz in der Weise bestimmt wird, daß der Gesamtverlust einschließlich des in den Statorwicklungen und in den Rotorwicklungen auftretenden Widerstandsverlustes und des Hystereseverlustes sowie des Wirbelstromverlustes, der in dem Kern erzeugt wird, auf einen minimalen Wert abgesenkt wird.