JPS6036716B2

JPS6036716B2 - 誘導電動機の磁束ベクトル演算器

Info

Publication number: JPS6036716B2
Application number: JP55157092A
Authority: JP
Inventors: 孝良中野; 正博皆元; 孝雄柳瀬
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1980-11-10
Filing date: 1980-11-10
Publication date: 1985-08-22
Also published as: DE3144174A1; JPS5783185A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、誘導電動機の高精度な可変遠駆動を可能に
する譲導電動機のベクトル制御装置に用いる磁束ベクト
ル演算器の改良に関するものである。

近年、可変周波・可変電圧出力をもつサィリスタ変換装
置の登場と共に、交流電動機の高性能な可変速駆動技術
が開発されつつある。

そして誘導電動機について、供給電力が交流でありなが
ら、あたかも直流機であるかのように取り扱うことので
きる新しい速度制御装置として、誘導電動機のベクトル
制御装置が知られるに至っている。この発明は、かかる
ベクトル制御装置に用いられる磁束ベクトル演算器の改
良に関するものであるが、先ず誘導電動機のベクトル制
御装置についてその大要を説明する。第１図は、誘導電
動機のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図であ
り、第２図は誘導電動機の交流理論に基づく空間ベクト
ル図（１相分）である。

第１図および第２図を参照する。

第１図に示すベクトル制御装置の基本思想は、第２図の
空間ベクトル図からわかるように、誘導電動機１９の固
定子の起磁力ベクトルに対応する固定子電流の空間ベク
トルｊ，を、磁束ベクトル心２と同一方向の成分ｉＭと
直角方向の成分ｉＴとに分離して各成分を互いに独立に
制御することにより、誘導機に直流機と同等の制御性能
を持たせようとするところにある。この場合に成分ｉＭ
は、直流機の界磁電流に相当するので励磁分電流と呼ば
れ、ｉＴは直流機の電機子電流に相当するのでトルク分
電流と呼ばれる。第２図のベクトル図では、誘導電動機
の回転軸を原点０とし、固定子ａ相巻線軸をＱ軸、これ
に直角な軸を８軸とする固定の直角座標系と、同じ点０
を原点とし磁束軸をＭ軸、これに直角な軸をＴ軸とする
回転する直交座標系とが示されている。固定の直交座標
系のＱ軸に対して、固定子電流ベクトルｉ，、磁束ベク
トルＪ２および回転子ａ相巻線軸はそれぞれ図示の如く
、ご、ぐおよび８の角度を有し、この角度は言うまでも
なく時間と共に変化する角度である。第１図の装置によ
れば、磁束の大きさの実際値心を目標値Ｊ＊‘こ一致さ
せる働きをする磁束調節器１１によって励磁分電流の目
標値ｉＭ＊が与えられる。

また、速度検出器（タコダィナモ）２２からの速度実際
値ｎを速度目標値ｎ＊に一致させる働きをする速度調節
器１２が発生するトルク目標値を、割算器１３にて、磁
速実際値めで割算することによってトルク分電流の目標
値ｉＴ＊をつくり出している。回転する直交座標系上の
２つの互いに直交する成分ｉＭ＊、ｉＴ＊として与えら
れた固定子電流の目標ベクトルは、磁束ベクトルＪ２
の単位ベクトル（ｃｏｓ◇、ｓｉｎ◇）と共にベクトル
回転器１４に導かれる。ベクトル回転器１４は、目標ベ
クトル（ｉＭ＊、ｉＴ＊）を磁束単位ベクトル（ｃｏｓ
◇、ｓｉｎぐ）の助けにより、Ｑ−Ｂ直交座標系の目標
ベクトル（ｉ，ｑ＊、ｉ，８＊）に座標変換する。この
座標変換は次式にしたがって行なわれる。ｉ・Ｑ＊＝ｉ
Ｎ＊ＣＯＳで−ｉＴ＊Ｓｉｎ○ｉ，８＊＝ｉＭ＊Ｓｉｎ
Ｃ十ｉＴ＊ＣｏｓＯさらに目標値ｉ，Ｑ＊、ｉ，８＊は
相数変換器１５によって次式にしたがって３相の目標値
ｉａ＊、ｉｂ＊、ｉｃ＊に変換される。

ｉａ＊＝ｉ，ａ＊・‐ ・‐ ｉＣ＊＝−室・桃−弦，３＊目標値ｉａ＊、ｉｂ＊、ｉｃ＊はそれぞれ電流調節器１
６ａ，１６ｂ，１６ｃに導かれる。

各調節器１６ａ，１６ｂ，１６ｃは、それぞれ電流検出
器１８ａ，１８ｂ，１８ｃによって検出されるサィクロ
コンバータ１７の各相出力電流実際値ｉａ、ｌｂ、ｉｃ
をそれぞれ目標値ｉａ＊、ｉｂ＊、ｉｃ＊に一致させる
働きをする。このようにして所望のベクトル制御が行な
われるのであるが、今までの説明から分るように、この
のベクトル制御を行なうためには磁束ベクトル心２を検
知する必要がある。

この磁束ベクトルＪ２のＱ−８直交座標系上の互いに
直交する軸成分心２２Ｑ、心２２８は、それぞれし２Ｑ
＝？２ＣＯＳめ心２８＝○２Ｓｉｎ○ と表わすことができるが、第１図の例では、ベクトル回
転器１４は磁束ベクトル心２の単位ベクトルのＱ−Ｂ軸
成分ｃｏｓ◇、ｓｉｎでを必要とし、また磁束調節器１
１および割算器１３は磁束ベクトル心２の大きさ心に相
当する入力を必要とする。

第１図に破線枠２０で示されている装置がこのような磁
束ベクトルを演算により間接的に検出するためのもので
あって、励磁分電流およびトルク分電流の目標値ｉＭ＊
、ｉＴ＊から演算により心、ｃｏｓＪおよびｓｉｎめを
求めていることから、“電流モデル方式”による磁束ベ
クトル演算器と呼ばれている。この磁束ベクトル演算器
２０は、まず誘導機の固定子回路と回転子回路との間の
相互ィンダクタンスｌｍ′に相当するゲインと誘導機の
回転子回路の電気的時定数Ｔ２に相当する時定数を有す
る一次遅れ要素２０１を備え、この一次遅れ要素２０１
に、励磁分電流目標値ｉＭ＊を入力することによって回
転子回路の鎖交磁束ベクトルＪ２の大きさ心に相当する
出力を取り出すことができる。一次遅れ要素２０１の出
力は、既に述べたように、磁束実際値Ｊとして磁束調節
器１１および割算器１３に導かれる。さらに、磁束ベク
トル演算器２川ま、回転子回路の時定数Ｌと相互ィンダ
クタンスｌｍ′との比に相当するゲインを有する比例要
素２０２を備えていて、この比例要素２０２の入力は一
次遅れ要素２０１の出力である、したがって比例要素２
０２の出力は（Ｔ２／ｌｍ′）Ｊである。さらに割算器
２０３が設けられていて、この割算器２０３は、トルク
分電流目標値ｉＴ＊を比例要素２０２の出力（Ｌ／ｌｍ
′）心で、割算して、ｌｍ′ ｉＴ＊岬＝玉・勺「にて表わすことのできるスリップ周波数のｓ，（＝ｄ？
／ｄｔ−ｄｏ／ｄｔ）に相当する出力を発生する。

このスリップ周波数のｓ，に相当する出力は二相積分器
（二相正弦波発振器）２０４に導かれる。二相積分器２
０４は入力電圧のｓｌに相当する周波数と１の大きさを
有する二相正弦波形の出力ｃｏｓ入、ｓｉｎ入を発生す
る。この場合に、のＳ，＝ｄ◇／ｄｔ−ｄ８／ｄｔなる
関係から入＝′のＳ，ｄｔ：○−ａなる関係がある。

二相積分器２０４の出力ｃｏｓ入、ｓｉｎ入は回転子位
置を表わす単位ベクトルＣＯＳ８、ｓｍｏと共にベクト
ル回転器２０５に導かれる。単位ベクトルｃｏｓ８、ｓ
ｉｎａ‘ま、誘導電動機１９の回転子軸に結合された回
転子位置検出器２１および演算回転子位置演算器３川こ
よって検出される。ベクトル回転軸２０５は、ＣＯＳ＾
ＣＯＳ８−Ｓｉｎ＾Ｓｉｎ８：ＣＯＳ（入十８）＝Ｃ。

ＳめＳｍ入ＣＯＳ８十Ｃ。Ｓ入Ｓｍａ＝Ｓｉｎ（入十８
）＝Ｓｉｎ？なる演算により、単位磁束ベクトルのＱ、
８鞠成分ｃｏｓ◇、ｓｉｎ中を発生する。ベクトル回転
器２０５の出力ｃｏｓで、ｓｉｎぐは、既に述べたよう
にベクトル回転器１４による座標変換のために用いられ
る。以上が誘導電動機１９の既知のベクトル制御装置の
大要である。なお、磁束ベクトル演算器２０の基本原理
を導き出すための誘導機の等価モデルおよびそのモデル
式の誘導法等については、この発明と直接の関係がない
ので説明を省略するが、詳細を知りたければ、１９７チ
王３月１６日に電気学会研究会（電力応用研究会）にお
いて「サィクロコンバータ給電交流可変速駆動方式と変
換装置容量Ｊと題して鈴木幹二外２名により発表され
た資料（ＥＰＡ−７９一３）を参照されたい。

ところで、上述の電流モデル方式による磁束ベクトル演
算器２川ま、誘導電動機の端子電圧またはそれから抵抗
降下分を除去して得た誘起電圧に相当する信号を積分す
ることにより磁束ベクトルを検出する電圧モデル方式の
それに比べて、電動機が零速度付近で運転されている場
合でも確実に磁束を検出することが可能であるという長
所を有する反面、回転子巻線抵抗に依存する回転子回路
時定数Ｌを用いて演算処理を行うことから温度変化に弱
いという欠点がある。

つまり、回転子回路の抵抗、漏れィンダクタンス、相互
ィンダクタンスを一次側換算値でそれぞれＲ２′、１２
′、ｌｍ′とすると、回転子回路時定数Ｔ２は、Ｔ２＝
１２壱；′ であり、回転子回路の抵抗Ｒ２′は温度により値が変化
することから、ある温度条件のもとでは磁束を正確に模
擬しているとしても、周囲温度が変わるともはや磁束を
正確に模擬することはできない。

この発明は、上述の如き、電流モデル方式による従来の
磁束ベクトル演算器における不都合な点を解決するため
になされたものであり、従ってこの発明の目的は、周囲
温度の変化により回転子回路の抵抗値が変化しても、電
動機磁束を正確に模擬して出力することのできる磁束ベ
クトル演算器を提供することにある。

この発明の構成の要点は、従来の磁束ベクトル演算器に
おいて、回転子回路の電気的時定数と同じであるべき時
定数をもつ一次遅れ回路の該時定数を、固定的ではなく
、温度変化に応じて修正可能に、すなわち実測して得ら
れる固定子巻線温度または固定子鉄心温度から所定の演
算によって回転子導体温度を算出し、該回転子導体温度
を用いて一次遅れ回路における時定数を修正可能に構成
した点にある。

所で誘導電動機の固定子温度と回転子温度は一般に異な
り、同一温度にはならないが、両者の温度差は２０〜３
０００程度で、あまり大きな差ではなく、また電動機に
より、この差がどの程度になるか予め調べておくことが
できるため、固定子巻線温度（固定子鉄心温度でもよい
）から容易に回転子導体温度を推定することができる。

第３図は、誘導電動機の固定子巻線と回転子導体の電動
機負荷率に応じた温度上昇の様子を示すグラフである。
同図において、イが固定子巻線の温度上昇特性を、口が
回転子導体の温度上昇特性を示す。同図から分かるよう
に、回転子導体の電動機負荷率に対する温度上昇曲線は
、およそ２乗曲線で表わされる煩向にあるが、固定子側
は、励磁電流や鉄損等による発熱量が余分に追加される
ため、回転子側の温度上昇に比し、およそ２０ｏｏ程度
高くなるのが普通である。またこの固定子と回転子の間
における温度上昇の差は、磁化電流分の大小（全励磁、
弱め励磁とも）や電動機の種類によって異なるが、これ
らのデータは予め調査しておくことができるため、固定
子側の温度が与えられれば、これから回転子側の温度は
かなり正確に推定することができる。今固定子巻線（ま
たは鉄心）の温度をｔｓとし、回転子導体の温度をｔｒ
とし、両者間の温度差がほ）、一定な値でＫ（定数、約
２０ｑＣ前後）であるとすれば、次の関係式が成立する
。ｔｒ＝ｔｓ−Ｋさて、第４図はこの発明の一実施例の要部を示すブロッ
ク線図である。

第４図における破線枠２００は、第１図における磁束ベ
クトル演算器２０内の２つの伝達関数回路２０１，２０
２を合わせた回路に相当するものである。

磁束調節器１１から導かれてくる励磁分電流目標値ｉＭ
＊が積分器２００１に入力され、積分器２００１の出力
ｘは、回転子回路時定数の逆数１／Ｔ２に相当する係数
を頚算器２００２において掛けられてから積分器入力回
路に負帰還される。また掛算器２００２の出力は、係数
ｌｍ′を掛ける係数器２００３を介して出力ｙとして取
り出される。この場合に積分器２００１の伝達関数を言
で表わすものとすると、（ｉＭ＊・Ｘ／ｈ）＝き＝Ｘ（ｘ−Ｔ２）ｌｍ′＝ｙなる関係が成り立つ。

これからＸ＝古書玉ｉＭ＊（＝苦心）ｙ＝：号；ｉＭ＊（斗）なる結果が得られる。

出力ｙは、第１図に示された磁束ベクトル演算器２０内
の一次遅れ要素２０１の出力に相当し、また出力ｘは比
例要素２０２の出力に相当する。両出力ｘ、ｙのそれ以
降の処理は第１図と同様である。回転子導体温度の変化
に応じて係数１／Ｌを可変設定するためにはその温度ｔ
，を検出しなければならない。予め定めた基準温度ｔｏ
における回転子導体の電気抵抗の値Ｒｔｏおよび抵抗変
化の温度変化に対する係数Ｑは既知の値であるので、も
し温度らが検出できれば、温度ｔ．における抵抗値Ｒｔ
．はＲｔ，＝Ｒｔ。

・｛１十Ｑ（ｔ，ーｔ。）｝なる公知の式にしたがって
算定することができる。ところが回転子導体温度を直接
算出することは困難である。そこでこの発明では、固定
子巻線温度（または鉄心温度）を直接測定し、これに電
動機の種類およびその運転状態等で決まる温度差Ｋを加
減することにより、比較的容易かつ正確に回転子導体温
度を推定し、このようにして得られた回転子導体温度を
用いている。固定子巻線温度の測定は、例えば熱電対ま
たは感温用抵抗線等を用いて容易に行なうことができる
。そこで第４図において、温度模擬回路２０６では、図
示せざる固定子巻線温度検出端により検出された固定子
巻線温度ｔＳから加算点２０６１において一定値Ｋ（定
数発生器２０６２より供給される）を引くことにより回
転子導体温度ｔｒを求め、ｔｒコらとして温度ｔ，を出
力する。

なおｔａは周囲温度であり、熱電対または感温用抵抗線
等を用いて別に測定しておくものであるが、ｔｓ−Ｋ＜
ｔａの場合には、ｔｒの代わりにｔａをｔ，として出力
する。これは電動機の起動直後等においては、ｔＳ＝ｔ
ｒ＝ｔａであるからｔｓ−Ｋ＜ｔａとなる事態が発生し
、そのとき（ｔｓ−Ｋ）がｔ，として出力されるのは不
合理であるから、ｔａを出力するようにしたものであり
、これにより温度模擬の精度の改善を図っている。この
ようにして温度模擬回路２０６の出力である温度いま、
減算回路２０７において、予め別に設定された基準温度
ｔ。

との間で減算が行なわれる。次いで温度上昇（Ｌ−ｔｏ
）に相当する減算回路出力は、係数器２０８において係
数Ｑを掛けられてから加算回路２０９に導かれ、ここで
１に相当する値を加算される。加算回路２０９の出力は
係数器２１０に導かれる。係数器２１０は、加算回路２
０９の出力に係数Ｒのを掛けることにより、Ｒｕ＝Ｒｔ
。・｛１十Ｑ（ｔ，一ｔ。）｝にて表わすことのできる
回転子回路の電気抵抗Ｒ【，（＝Ｒ２′）に相当する値
を出力する。

さらに、これは次段の係数器２１１により、係数Ｋ（＝
Ｆ÷？）を掛けられて回転子回路時定数の逆数１／Ｔ２
に相当する値に変換されてから、先に述べた掛算器２０
０２に入力される。なお上記において補正値Ｋは一定値
としたが、この場合、温度誤差は±１咳数度の範囲とな
り、このときの回転子導体抵抗による二次時定数を用い
て演算した電流モデルによる磁束を用いると、トルク演
算精度は±数％程度以内となり、実用上問題ないと云え
るが、補正値Ｋを一定でなく、電動機の運転状態により
可変にすると、更に精度の良い補正が可能になる。

以上説明した通りであるから、この発明によれば、電流
モデル方式による磁束ベクトル演算器において、比較的
簡単な手段で磁束演算精度を向上させることができ、電
圧モデル方式を適用できない極低遠においても誘導電動
機の高精度の速度制御が可能になるという利点がある。

図面の簡単な説明第１図は、誘導電動機のベクトル制御
装置の構成例を示すブロック図、第２図は誘導電動機の
交流理論に基づく空間ベクトル図、第３図は、誘導電動
機の固定子巻線と回転子導体の電動機負荷率に応じた温
度上昇の様子を示すグラフ、第４図はこの発明の一実施
例を示すブロック線図、である。

符号説明、１１・・・・・・磁束調節器、１２・・・・
・・速度調節器、１３・・・・・・割算器、１４・・・
・・・座標変換器、１５．．．・・・２相・３相変換器
、１６ａ〜１６ｃ．・・．・・電機子電流調節器、１７
・・・・・・サィクロコンバータ、１８ａ〜１８ｃ・・
・・・・電流検出器、１９・・・・・・誘導電動機、２
０・・・・・・磁束ベクトル演算器、２１・・・・・・
回転子位置検出器、２２・・・・・・速度検出器、３０
・・・・・・回転子位置演算器、２０１・・…・一次遅
れ要素、２０２・・・・・・比例要素、２０３・・・・
・・割算器、２０４……２相積分器、２０５……ベクト
ル回転器、２０６・・・・・・温度模擬回路、２０７・
・・・・・減算回路、２０８・・・・・・係数器、２０
９・・・・・・加算回路、２１０，２１１・・・・・・
係数器、２００１・・・・・・積分器、２００２・・・
・・・掛算器、２００３・・・・・・係数器、２０６１
・・・・・・加算器、２０６２・・・・・・定数発生器
、２０６３，２０６４……ダイオード。

第１図第２図第３図第４図

Claims

【特許請求の範囲】１誘導電動機における回転子回路の電気的時定数と同
じであるべき時定数をもつ一次遅れ回路を含んで成り、
該誘導電動機における固定子電流の、該電動機のトルク
発生に寄与する有効磁束のベクトルとベクトル的に同方
向成分である励磁分電流および直交成分であるトルク分
電流の各電流値のほか、固定子巻線軸と回転子巻線軸と
のなす偏位角を与えられて前記有効磁束のベクトルを演
算により算出する誘導電動機の磁束ベクトル演算器にお
いて、実測して得られる固定子巻線温度または固定子鉄
心温度から所定の定数を減算することにより回転子導体
温度を算出する演算回路と、回転子導体の温度変化によ
り回転子回路の電気的時定数が変化したとき、算出され
た前記回転子導体温度を用いて前記一次遅れ回路におけ
る時定数を回転子回路のそれに等しくなるように修正す
る修正手段とを有して成ることを特徴とする磁束ベクト
ル演算器。２特許請求の範囲第１項に記載の磁束ベクトル演算器
において、算出された前記回転子導体温度が周囲温度を
下まわるときは、周囲温度を用いて前記一次遅れ回路に
おける時定数を回転子回路のそれに等しくなるように修
正することを特徴とする磁束ベクトル演算器。３特許請求の範囲第１項または第２項に記載の磁束ベ
クトル演算器において、前記一次遅れ回路は、励磁電流
を入力されて積分する積分器と、その積分出力に或る係
数を乗算した後、乗算結果を前記積分器の入力側へ負帰
還結合する乗算器とにより構成され、前記時定数修正手
段は、回転子導体温度または周囲温度を用いて回転子回
路の時定数を算出する手段と、算出された時定数の逆数
を前記係数として前記乗算器へ付加する手段とにより構
成されて成ることを特徴とする磁束ベクトル演算器。