JPH0145876B2 - - Google Patents

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JPH0145876B2
JPH0145876B2 JP14373281A JP14373281A JPH0145876B2 JP H0145876 B2 JPH0145876 B2 JP H0145876B2 JP 14373281 A JP14373281 A JP 14373281A JP 14373281 A JP14373281 A JP 14373281A JP H0145876 B2 JPH0145876 B2 JP H0145876B2
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JP
Japan
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vector
stator
parameter value
component
inductance
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JP14373281A
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JPS5779469A (en
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Burashuke Fueritsukusu
Rengu Reonharuto
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of JPS5779469A publication Critical patent/JPS5779469A/ja
Publication of JPH0145876B2 publication Critical patent/JPH0145876B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/10—Direct field-oriented control; Rotor flux feed-back control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
  • Tests Of Circuit Breakers, Generators, And Electric Motors (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、非同期機の固定子抵抗、主インダ
クタンス、漏れインダクタンスに対する少なくと
も１つのパラメータ値を検出するための装置に関
するものである。 非同期機を制御するためには、回転機の磁束と
回転モーメントとに対する分離された目標値を予
め与えることが有利である。その際一方において
は明瞭な容易に調整可能な動特性、他方において
は回転機の利用度を良好にすることができる。所
望の磁束を設定するためには、固定子電流の磁化
成分、回転モーメントまたは回転速度を調整する
ためには固定子電流の有効成分が調整できなけれ
ばならず、このときこれら両成分は所望の全固定
子電流に合成される。 非同期機を記述するためには、固定子巻線に流
れ込む電流を大きさｉの全固定子電流ベクトルｉ
に、固定子電圧を大きさｕの固定子電圧ベクトル
ｕに合成することが有利である。回転機の磁界は
磁束ベクトルにより、誘起起電力は起電力ベクト
ルにより記される。この詳論においては、回転機
の磁束および起電力を記述するために回転子巻線
内の磁束ベクトルφ（大きさφ）と、回転子巻線
内の起電力ベクトルｅ（大きさｅ）とだけが考慮
される。磁束を作り上げるために固定子電流ベク
トルｉの磁束ベクトルφに平行な成分i〓1だけが
磁化電流ｉ〓として寄与するが、有効電流は磁束
ベクトルに直角な固定子電流の成分i〓2により与
えられる。固定子電流ベクトルｉと、固定子電圧
ベクトルｕとは回転機端子において取出され、固
定子に関係する（すなわち場所を固定された）座
標系、すなわち添字α1，α2により記されるデカル
ト固定座標における成分により記される。α1軸に
関して固定子電流は角度εを持つており、その時
間微分は固定子周波数ωにより与えられる。しか
しながら非同期機を記述するためには、磁束ベク
トルφと共に回転し、磁束ベクトルに平行な軸
（指標1）と、これに直角な軸2とにより与えら
れる磁界オリエンテーシヨンされた座標系から出
発すると有利である。従つて磁界オリエンテーシ
ヨンされた座標系は固定子に関係する系に対し
て、磁束ベクトルφとα1軸により作られる角度
だけ回転させられる。従つてインバータ給電非同
期機を上述の磁界オリエンテーシヨン運転を行う
ために、固定子電流の目標値は磁界オリエンテー
シヨンされた基準系において予め与えられ、この
目標値から場所を固定された固定子基準系におい
て予め与えられる固定子電流ベクトルに対する目
標値が検出されねばならない。このためには磁界
オリエンテーシヨンされた基準系と固定子基準系
との間の相互の位置（すなわち角度）に関する
情報が必要である。 起電力ベクトルｅは回転機において取出される
固定子に関係する固定子電流ベクトルｉと固定子
電圧ベクトルｕとの座標から、次の式により計算
される。 ｅ＝ｕ−ｉ・rs−x〓・ｄ／dtｉ (1) この起電力ベクトルの積分により、磁束ベクトル φ＝∫ｅdt （1a） が形成される。磁界オリエンテーシヨン制御に対
しては、しばしば磁束ベクトルの方向に関する情
報だけが必要であり、定常状態においては磁束ベ
クトルと起電力ベクトルとは互いに直角であるか
ら、積分の代わりに、起電力ベクトルを90゜回転
させることも行われ、あるいは起電力ベクトルの
方向自身が関係させられる。例えばドイツ連邦共
和国特許第1941312号明細書に記載されているよ
うな制御に対しては、起電力形成器が必要であ
り、この形成器には固定子電圧ベクトルと固定子
電流ベクトルと、固定子抵抗rsおよび漏れインダ
クタンスX〓に対するパラメータ値とが付与され
ている。この調整の良否はパラメータrs，x〓の正
確な設定に関係している。 磁束決定のための他の方法においては、誘起起
電力からではなく、回転磁界形回転電機の中の磁
界発生を生ずるようにする過程から出発する。本
発明に関連して次の関係が重要である。 第１図に示された関係により、磁束φに平行な
固定子電流ｉの成分は、 i1＝icos（ε−） この成分は定常状態においては磁化電流i〓に等
しい。動的状態においては回転機の中の磁化電流
は、ラプラス演算子ｓと時定数Ｔを使用して記さ
れる時間特性で作られる。 i〓＝i1１／１＋sT (2) この磁化電流により回転子内に発生される磁界
は磁束ベクトル φ＝ｉ〓・xh (3) により記されるが、この磁束ベクトルは回転子内
に起電力を誘起し、それは ｅ＝ｄ／dtφ （3a） により与えられる。定常状態では微分は回転90゜
と固定電流ベクトルの角速度ωの乗積とにより示
され、ベクトル値に対しては次式が成立する。 ｅ＝i〓・xh・ω 磁化電流ｉ〓は定常状態においてのみ磁界に平
行な固定子電流成分i1に等しいから、磁束ベク
トルφに平行なこの定常電流成分は、“磁化電流
成分”として示される。この場合には回転機の主
インダクタンスxhに対するパラメータ値が決定的
となる。 パラメータ（例えば非同期機の運転においてrs
は加熱により、またxhは飽和により）変化するの
で、正確な磁界オリエンテーシヨン制御のために
は、個々の運転状態に属するパラメータ値を検出
することが必要である。 パラメータ値を決定するために２つの方程式(1)
および(3)を関与させることは既に提案されてい
る。この場合ベクトルｅまたはこれに属する磁束
ベクトルφは設定されたパラメータ値に異なつた
状態で関係する２つのやり方で演算される。異な
つたやり方で演算されるベクトルの決定量、例え
ば大きさまたは固定子電流に平行または直角な成
分を考えると、使用されるパラメータ値の精度に
依存するこれら決定量には差が生じる。従つて決
定量のこの差を積分調節器に導き、調節器出力信
号に相当して検出される回転機パラメータに付す
るパラメータ値を調整すると、異なつたやり方で
演算されたベクトル調整することにより使用され
たパラメータ値を検出される回転機パラメータに
調整することができる。 この提案においては、ベクトルｅまたはφは一
度方程式(1)により起電力形成器を介して検出され
る。φまたはｅを演算する他の方法は、１つの提
案によれば実際の回転機電流と回転子位置と、回
転子抵抗に対する可変パラメータ値とから出発し
て、モデル磁束ベクトルまたはモデル起電力ベク
トルを演算する演算モデル回路を設けることであ
る。実際の回転子ベクトルが演算モデル回路に与
えられるので、φまたはｅに対して同じ円線図が
適用されるが、回転子抵抗のパラメータが回転機
回転子抵抗と異なるときは、スリツプスケールが
異なる。実際の回転子位置によつて演算モデル回
路が動作するとしても、モデルベクトルは回転子
抵抗に対するパラメータの不正確な設定のために
起電力形成器の中で検出されたベクトルとは異な
つている。この偏差はモデルにおいて使用された
パラメータ値を回転機パラメータに追従させるた
めに使用される。他の提案においては演算モデル
回路におけるモデル係数は電圧ベクトルと回転子
回転角度とから演算される。この場合には演算モ
デルに実際の電圧ベクトルが与えられるが、この
場合にもｅまたはφに対して合同の円線図が適用
され、それらは回転子抵抗パラメータ値の誤設定
に相当してスリツプスケールだけが異なつてい
る。固定子抵抗を検出するために２つの場合にお
いて、起電力ベクトルの固定子電流ベクトルに平
行な成分（有効成分）は、固定子電圧ベクトルか
ら誘導漏れ電圧を差引くだけで作られたベクトル
の相当する成分に対して、オーム固定子電圧降下
だけしか異なつていないことが使用される。従つ
て回転子抵抗パラメータを追従するためには起電
力ベクトルとモデル起電力ベクトルとに対する決
定量として固定子抵抗に直角な成分が使用され、
調整が完全に行なわれたときには起電力形成器に
おいて検出されたベクトルとモデルベクトルとの
無効成分は固定子電流と固定子抵抗との乗積だけ
異なつている。 これら両提案においては、回転子角度は実際値
として必要であり、このことは測定技術的にしば
しば困難であるか、全く実施不可能である。 本発明の目的は、回転子位置に関する情報なし
ですむ、非同期機の固定子抵抗、漏れインダクタ
ンス、主インダクタンスに対するパラメータ値を
検出する装置を提供することである。 この場合の基本となつている原理は、実際に同
じ構成素子を使用して選択的にこれらのパラメー
タ値の１つを決めることを可能にすることであ
る。特に僅かの拡張により、同じ装置によつてあ
るパラメータ値の検出から他のパラメータ値の検
出へ移行することができる。このことは、３つの
回転機パラメータがすべて知られていないときに
特に有利である。１つのパラメータ値の正確な決
定に対して２つの他の回転機パラメータが判つて
いなければならないので、先ずすべての３つのパ
ラメータ値に対する評価値から出発して、他の１
つのパラメータ値の検出に順次移行し、２つの他
のパラメータの最後に検出された値がそれぞれ改
善された評価値として使用されると有利である。 本発明によれば、装置は次の素子により構成さ
れる。 (a) 所属する第１のベクトルを作るための起電力
形成器、 (b) 第１のベクトルに対応する磁化成分と決定量
を作るための演算装置、 (c) 対応する磁化電流成分に属する磁束を演算す
るための演算モデル回路、 (d) この磁束に対応する第２のベクトルの決定量
を演算し、２つのベクトルの決定量の制御偏差
を作る調節器回路 起電力形成器は回転機入力端において取出され
た固定子電流ベクトルの成分i〓1，i〓2と、固定子
電圧ベクトルu〓1，u〓2とに対する値、および固定
子抵抗rsと漏れインダクタンスx〓（“真の”回転機
パラメータrs，x〓）とに対する設定されたパラメ
ータ値rs′，x〓′から、起電力または相当するこれ
らのパラメータ設定に対応する第１のベクトル
e′（成分e′〓1，e′〓2）またはφ′（成分φ′〓1，
φ′〓2）
を検出する。 演算装置は少なくとも１つのベクトルアナライ
ザと変換回路、例えばベクトル回転機とを有して
いる。ベクトルアナライザは第１のベクトルから
このベクトルの方向を定める角度量を計算する。
変換回路は固定子電流ベクトルの取出された成分
i〓1，i〓2と、パラメータ設定に対応する磁化電流
成分としての角度量とから、起電力形成器（ある
いはそのパラメータ設定）に対応する起電力ベク
トルe′に直角、またはe′とφ′との直交性のために
同じ意味であるが、相当する磁束φ′に平行な固定
子電流成分を計算する。さらに、演算装置におい
ては第１のベクトルの別の決定量を計算する。ε
とφ′とによりα1軸と既知の固定子電流ベクトルｉ
または計算されたφ′との間の角度を表わすと、磁
束ベクトルφ′の位置は、例えば角度′または角度
′−εにより定まる。従つて角度量として相当す
る角度関数がベクトルアナライザにおいて計算さ
れる。ベクトルφ′はそのときさらに別の決定量、
例えば同様ベクトルアナライザにより計算される
ベクトル値φ′、またはφ′j1＝φ′cos（′−ε）
およ
びφ′j2＝φ′sin（′−ε）という量により決定さ
れ
るが、この最後の量は固定子電流ベクトルと共に
回転する座標系（電流オリエンテーシヨンされた
系）の中のベクトルの成分を表わし、ベクトルア
ナライザの出力量から導出することができる。対
応する第１のベクトルとして磁束ベクトルφ′の代
わりに起電力ベクトルe′を使用すると正確に進行
することができる。 対応する磁化電流成分は、変換回路において固
定子電流ベクトルの場所を固定した成分がベクト
ルφ′またはe′と共に回転する座標系（磁束オリエ
ンテーシヨンされた座標系）における相当する成
分に計算し直されることによつて検出され得る。
真正の磁化電流成分は、真正な磁束ベクトルφに
平行な固定子電流成分により与えられるが、こゝ
で計算された磁化電流成分i′は起電力形成器の
パラメータ設定に属する磁束ベクトルφ′への配向
のために同様に起電力形成器のパラメータ設定に
対応させられる。 演算モデル回路は、演算装置において演算され
た磁化電流成分i′1と、回転機の主磁界インダク
タンスに対する設定されたパラメータ値xh′とか
ら、磁界の発生に導く過程の計算による模擬によ
り、設定された主磁界インダクタンスパラメータ
値xh′に対応する磁束（磁束ベクトルφ″の値φ″）
を計算する。公知の提案とは異なり、演算モデル
回路に対しては回転位置の付与は必要でないの
で、例えば回転子位置付与に対する角度ステツプ
発信器は不要である。固定子電流回転周波数（固
定子周波数）の入力は、固定子周波数と共に回転
する量が、例えば磁束から起電力へ移行するか、
またはその逆にするために微分されるか、または
積分される場合には、本発明による装置の他の個
所において行われる。定常状態においては、その
ような微分または積分は簡単に固定子周波数によ
る乗算または除算により行われてもよい。 調節器回路は、先ず、第１のベクトルの決定量
に相当して演算モデル回路に対応して、演算モデ
ル回路において検出された磁石から導き出すこと
のできる第２のベクトルの決定量を検出する。こ
の第２のベクトルの決定量として、磁束値φ′が第
１のベクトルの決定量として使用されたときに、
特に磁束φ″が直接に使用される。そのとき第２
のベクトルφ″自身は計算される必要はない。第
１のベクトルの決定量として起電力ベクトルの値
e′が使用されると、第２のベクトルの決定量とし
て定常状態においては磁束φ″と固定子周波数と
の乗積が使用されるが、この乗積は磁束φ″に属
する起電力e″の値を与えるもので、この第２のベ
クトルe″自身は計算しなくてもよい。しかしなが
ら第１のベクトルの決定量として固定子電流オリ
エンテーシヨンされたφ′またはe′の座標が演算装
置において演算されると、第２のベクトルの相当
する決定値として同じ固定子電流オリエンテーシ
ヨンされたベクトルφ″またはe″の成分が使用さ
れる。この場合に、演算モデル回路に入力される
磁化電流成分にはベクトルφ″またはe″が属する
ことを利用してもよいが、このベクトルの方向は
ベクトルφ′またはe′と同じ角度により与えられ
る。２つの決定量の差は調節器回路において積分
調節器に加えられる。その出力信号は検出された
パラメータ値を設定するための入力端に導かれ、
従つて起電力形成器における固定子抵抗パラメー
タrsまたは漏れインダクタンスパラメータ値、あ
るいは演算モデル回路における主磁界インダクタ
ンスパラメータxhに対する入力端に導かれる。平
衡状態においては、調節器の出力信号は検出され
るべきパラメータ値を示す。 以下図面により本発明の実施例について説明す
る。 第１図は非同期機を記述するためのベクトル図
である。第２図ないし第４図においては、非同期
機および演算モデル回路のベクトル図がそれぞ
れ、固定子抵抗に対するパラメータ、漏れインダ
クタンスまたは、主磁束インダクタンスだけが相
当する回転機パラメータから異なつている場合に
ついて示している。第５図は回転している回転機
においてそれぞれのパラメータ値が検出されるの
に都合のよい運転状態領域を示している。第６図
においては３つのパラメータ値の１つを選択して
検出する装置を示し、決定量として起電力ベクト
ルe′およびe″の値が使用される。第７図は決定量
が磁束ベクトルφ′，φ″から作られるときの演算
装置に対する種々の可能性に関するものである。
第８図においては、決定量として選択的に磁束ベ
クトルφ′およびφ″の値、またはその電流オリエ
ンテーシヨンされた成分が使用されている場合に
対して与えられている。第９図は決定する量が起
電力ベクトルe′，e″で作られている第７図に相当
している。第１０図は、第１および第２のベクト
ルとして起電力ベクトルe′，e″、また決定値とし
て選択的に、値e′，e″、固定子電流ベクトルに平
行な成分e′j1，e″j1またはこれに直角なこれらのベ
クトルの成分e′j2，e″j2が使用されているときの演
算回路、演算モデル回路、および調節器回路を示
している。第１１図は調節器回路に対するデイジ
タル化された装置を示している。 非同期機の固定子電流と固定子電圧とが固定子
電流ベクトルｉと固定子電圧ベクトルｕとに合成
されると、これらのベクトルはそれらの値と角度
とにより表わされるが、前記の角度は例えば、第
１図における固定子オリエンテーシヨンされた
（場所を固定された）基準系の基準軸α 1として表
わされている固定子軸と交つて作つているもので
ある。三相非同期機の３つの固定子巻線における
固定子電流および固定子電圧に対する測定値から
座標変換器により場所を固定されたデカルト基準
系の２つの軸への投写が作られると都合がよい。
従つて固定子電流の回転するベクトルｉがα1軸と
角度εを作ると、その固定子に関係するデカルト
成分はi〓1＝ｉ・cosε、i〓2＝ｉ・sinεにより与えら
れる。第１図に示された定常状態においては、漏
れ電圧降下ｄ／dtｉ・x〓はベクトルｉに直角な長さ ｉ・x〓ωのベクトルにより与えられ、ω＝ｄ／dtε は固定子電流の回転周波数を意味している。オー
ム電圧降下は純粋な有効電圧降下であり、ベクト
ルｉとは反対の方向であり、値ｉ・rsを持つてい
る。 その結果式(1)に従つて、回転子の起電力は、第
１図によつて値と長さが定められているベクトル
ｅとなる。磁界の確立のためにはφ方向を向く磁
化電流i〓が関係するが、これは定常状態において
は平行な固定子電流成分i1である。定常状態に
おいては、磁化電流の方向を向く磁束ベクトルφ
の長さはi1に比例し、その終端は固定子電流ベ
クトルｉに亘る半円K1の上にあり、この半円上
において回転機の負荷に従つて変動する。このこ
とは、回転モーメントを決する有効電流が磁化電
流に直角となるからである。 別の考察に対しては、固定子電流を、固定子軸
に対して磁束角度だけ回転させられているデカ
ルト座標系において２つの成分i1（定常状態では
磁化電流ｉ〓に移行する）とi2（有効電流）とに
より表わすと都合がよい。起電力ベクトルｅは定
常状態においては、磁束ベクトルφに対して90゜
回転させられていて、ｅとφとの比例性のため
に、ベクトルｅの終点は同様に半円K2の上にあ
る。従つてベクトルｅまたはφの構成は式(1)に相
当してベクトルｕとパラメータrsおよびx〓から出
発する。 しかしながら、式(2)および(3)または（3a）も
満たさねばならない。従つてベクトルｉおよびパ
ラメータxhから出発して、ベクトルｅまたはφを
検出することもできる。２つの方法は同じベクト
ルｅまたはφを導く。この場合には２つの決定量
（例えばベクトルｅに対して値ｅおよび角度ε）
を持つ平面ベクトルを取扱うので、２つの方法は
このベクトルの決定量に対して同じ値に適用され
なければならない。 さらに、第１図においてはej1により固定子電
流に平行な成分、またej2によりこれに直角な成
分が示されている。この場合にはej1＝esinε，
ej2＝ecosε（電流オリエンテーシヨンされた成
分）となる。従つて角度εが判れば、ベクトル
ｅはさらに別の決定量を持ち、これに対しては
ｅ，ej1またはej2を使用することができる。同様
のことが磁束ベクトルφに対して適用される。 本発明は次の考慮が基本になつている。 固定子電圧ベクトルから起電力ベクトルの構成
に対する評価値rs′，x〓′を使用すると、実際の起
電力ベクトルｅから著しく離れたベクトルe′を検
出する。そこで実際の磁束ベクトルφの上への固
定子電流ｉの投写の代わりに評価されたベクトル
e′に直角なベクトルの上へ投写を作ると、同様に
円K1上にある評価された磁化電流成分i′1が得ら
れる。この評価された磁化電流成分を、非同期機
（例えば式(2)および(3)に相当して）を模擬する演
算モデル回路に対する入力量として使用すると、
第１の評価された起電力ベクトルe′から離れた第
２の評価された起電力ベクトルe″が得られる。同
様に起電力e′，e″の代わりに相当する磁束ベクト
ルφ′，φ″を使用してもよい。 考察された３つのパラメータの中の２つが充分
に正確に知られると、第３のパラメータの設定
は、２つの評価されたベクトルが一致するまで変
えることができる。 rsの検出 第２図においては、x〓およびxhに対するパラメ
ータ値は充分に知られているが、式(1)による起電
力形成に対しては、実際の固定子抵抗rsよりも小
さい評価されたパラメータ値rs′が使用される場
合に対する状態が示されている。従つて、対応す
る起電力ベクトルe′は円K2の外側の点を指してい
る。e′とｅとの間の角度はδで示されている。こ
の評価された起電力ベクトルe′には磁束ベクトル
φ′が相当するが、この磁束は同様に真の磁束ベク
トルφに対して角度δだけ離れている。評価され
た磁化電流成分i′1として真の固定子電流ベクト
ルｉのφ′の方向を向いたユニツトベクトルの上へ
の投写i′が作られるが、このユニツトベクトル
には演算モデル回路が式(3)に相当して第２の評価
された起電力ベクトルe″を作つている。この場合
に、rs′−rs＜０であれば、これらの起電力ベク
トルe′−e″＜０の値が成立する。その結果、それ
ぞれe′−e″の差が積分調節器に導かれるが、この
調節器は、ベクトルe′とe″とが合同となつて値の
差が無くなるまで、自動的に評価値rs′を追跡す
る。 固定子電流ベクトルｉに平行または直角なユニ
ツトベクトル（電流オリエンテーシヨンされた座
標e′j1，e′j2の上への（第２図に示されていない）
投写に対しては常に同じ関係rs′−rsが適用され
る。従つて調整のためにはベクトルe′，e″のそれ
ぞれ固定子電流オリエンテーシヨンされた成分が
決定量として使われてもよい。 第２図においては電動機運転が考えられている
が、これは条件i2＞０またはｍ＝i2／i1＞０
を特徴としている。発電機運転に対しては差e′−
e″の符号が逆になる。その結果制御回路の制御方
向は発電機運転においては逆に接続されねばなら
ない。切換基準としては商ｍ＝i2／i1の付号ま
たはi2の符号を使用してもよい。 無負荷運転においてのみ（ｍ０）困難が生じ
るので、これらの領域においてはrs検出は行われ
ないことは都合がよい。 パラメータ値x〓およびxhはこれまで正確に判つ
ていたと仮定したが、これらが不正確な評価値で
あれば、固定子抵抗は固定子周波数ωが増加する
と共に次第に不正確に検出される。従つて、固定
子抵抗の検出は低い周波数領域においてのみ行う
ことが有利である。この低い周波数領域において
検出された回転子抵抗は非同期機の磁界オリエン
テーシヨン制御に利用されると、これは制御を悪
化することはない。何故ならば固定子抵抗は元来
磁界オリエンテーシヨン制御において、定格周波
数ωneooに比して小さい（例えばω／ωneoo＜0.1）
周波数においてのみ正確に設定されねばならない
からである。 x〓の検出 第３図においては、rsおよびxhに対する値が充
分に正確に知られているが、漏れインダクタンス
x〓に対しては不正確な評価値x〓′が使用されると
仮定している。x〓′＜x〓に対しては式(1)により評
価された起電力ベクトルe′が生じるが、その終点
は起電力ベクトルと固定子電流ベクトルとの間の
角度が45゜より小さい場合に対しては円K2の内部
にあり、真の起電力ベクトルｅに対して角度δだ
け変位している。これに相当して対応する評価さ
れた磁束方向も磁束ベクトルφの方向に対して角
度δだけ変えられて、真の磁化電流成分から離れ
ている評価された磁化電流成分i′1が生じる。式
(3)によればこの磁化電流成分にはベクトルe′から
離れた第２の評価された起電力ベクトルe″が属す
る。この場合にも偏差rs′−rsと、ベクトル値の
差e′−e″またはこれらのベクトルの固定子オリエ
ンテーシヨンされた成分の差との間には単調性が
ある。その結果この差はこの場合にも、e′＝e″の
場合に対して評価値σ′が真の漏れインダクタンス
x〓に等しくなるまで、積分調節器により評価され
たパラメータ値x〓を調節するために使用すること
ができる。 起電力と固定子電流ベクトルとの間の角度が
45゜を越えた場合には、x〓′−x〓＜０であるとき
は、e′−e″＞０である。従つて、同様に商ｍ＝
i2／i1に対する条件、すなわちｍ＜１、または
i′2＜i′1が与えられているこの領域においては、
制御装置の制御方向が切換えられねばならない。
ｍ１の領域に対しては困難が生じるので、この
領域においては装置をしや断すると有利である。 パラメータrs′およびxh′を不正確に予め与える
と、無負荷運転の近くではx〓に対して大きい誤差
値を生じるようになることが判る。しかしながら
誤差値は、回転機の負荷が大きい程、すなわちｍ
が値１を越す程小さくなる。このために、この方
法は主として高い周波数、および商ｍの大きい値
において利用すると有利である。 xhの決定 パラメータ値x〓とrsとが正確に判つていて、主
インダクタンスxhに対する評価値が不正確である
という特別な場合には、起電力形成器は起電力ベ
クトルe′として回転機の実際の起電力ベクトルｅ
を検出する（第４図）。従つて対応する磁束ベク
トルφおよびφ′と、従つてまた磁化電流成分i1
およびi′1との方向は一致する。しかしながら演
算モデル回路は、φ＝φ′に対する直交性のために
ベクトルの方向はｅ＝e′であるが異なつた値を持
ち、従つてその終点は負荷に相当して円K″2上に
ある起電力ベクトルに対する評価値e″を検出す
る。この円の直径はパラメータxh′に依存する。
従つて値の差e″およびe′と、パラメータxhの評価
値偏差xh′−xhは単調な関係があり、この場合に
もパラメータxhの補償のためには、ベクトルe′の
決定量と、これに相当するベクトルe″の決定量と
の差を使用することができる。 値x〓とrsとが不正確にしか判らないと、パラメ
ータ値xhに対する誤差検出が行われるが、これは
高い周波数、特にω／ωoeoo＞0.5のとき無負荷回転 （ｍ＝０）において小さく、負荷が大きくなると
（ｍ＞１）著しく増加する。従つてこの方法によ
るxhの検出は固定子周波数が大きく、回転機負荷
が小さいときに実施すると都合がよい。 個々のパラメータ値の検出は結局ベクトルe′と
e″との比較に帰するから、パラメータ値のそれぞ
れの補償に必要な決定量を作るためには同じ起電
力形成器および同じ演算回路を使用することがで
きる。xhを検出するためには、演算モデル回路
に、このパラメータに対する評価値が付与される
入力端が設けられている。これに相当して、起電
力形成器はパラメータx〓′またはパラメータrs′に
対する設定入力端を有する。検出された各インダ
クタンス値には固有の積分調節器が対応し、この
調節器の出力端は対応する設定入力端に接続され
ている。各積分調節器には、調整運転に対する初
期条件（調整積分）を予め与えることができると
都合がよい。異なつたパラメータに対する調整方
法が互いに妨げ合うことを避けるために、特に調
節器は異なつた時点に、特に異なつた運転状態に
開放される。非同期機の負荷を固定子電流ベクト
ルと磁束ベクトルとの間の角度の正切により、ま
たは近似的には商ｍ＝i′2／i′1により表わすと
（但し、i′1，i′2は起電力形成器において検出さ
れたベクトルe′に直角または平行な固定子電流成
分）、パラメータ値のそれぞれ１つが検出される
運転状態を互いに制限して、低い固定子周波数お
よび高い負荷において固定子抵抗が、高い周波数
および無負荷運転の近くで主インダクタンスが、
また高い周波数および高い負荷において漏れイン
ダクタンスが演算されるようにすることができ
る。 第６図は３つすべてのパラメータ値を検出する
ための完全な装置を概略的に示している。本装置
は、起電力形成器１、演算装置２、演算モデル回
路３および調節器回路４から成つている。三相非
同期機５の入力端子においては、固定子電圧およ
び固定子電流が取出されるが、それらはそれぞれ
の固定子巻線の方向に向けられたベクトル値とし
て相当する座標変換器６，７においてベクトル
〓またはｉ〓に合成される。図面においては見易く
するためにベクトルはそれぞれ太い矢印で表わさ
れ、これによつて、この場合にはデカルト座標に
おけるベクトルの成分が取扱われ、それぞれの演
算素子においてスイツチシンボルにより示された
相当する演算がそれぞれ成分的に行われることが
示される。起電力形成器１においては、設定され
たパラメータ値rs′と、座標変換器７において取
出された固定子電流ベクトルi〓の固定子に関係す
る成分との乗算により（乗算素子８）抵抗電圧降
下のベクトルrs′・i〓が作られる。同様に成分によ
る微分（微分素子９）により、また漏れインダク
タンスに対する設定されたパラメータx〓′との乗
算（乗算素子１０）により誘導漏れ電圧のベクト
ルから作られる。減算回路１２において、固定子
に関係する固定子電圧ベクトル〓の座標変換器
６において取出された成分から、設定された値
x〓′，rs′に対応する起電力のベクトルe′（“第１
のベクトル”）から作られる。 非同期機の磁界オリエンテーシヨン制御に対し
ては同様の装置が非同期機の磁界の方向を検出す
るための磁束検出器として必要である。このよう
な検出器は通例、成分によつて積分して起電力ベ
クトルに属する磁束ベクトルを検出するように１
つの積分器を有している。この場合に誘導漏れ電
圧の差引は、先ず差〓−rs・ｉ〓だけが微分され、
続いて漏れ電圧降下がベクトルx〓・ｉ〓の減算に
より作ることにより行われる。そのような磁束検
出器は起電力形成器として本発明による装置に使
用され、そのときベクトルe′の代わりに対応する
磁束ベクトルφ′は設定されたパラメータx〓′，
rs′に対応する第１のベクトルとして作られる。 演算装置は少なくとも１つのベクトルアナライ
ザと変換回路とを有している。ベクトルアナライ
ザ１３は起電力形成器により入力されるベクトル
e′から一方ではこのベクトルを決定する対応する
量、この場合にはベクトルe′の値e′と角度量とを
検出する。この角度量により、この場合にベクト
ル回転器１４として作られている変換回路は、固
定子電流ベクトルｉ〓の固定子に関係する成分か
らベクトルe′に直角な（従つて磁束ベクトルφ′に
平行な）成分i1とこれに直角な成分i′2とを計算
する。従つて固定子オリエンテーシヨンされた予
め与えられたベクトルｉ〓は第１のベクトルe′と
共に回転する、角度（′＋π/2）だけ回転させら
れた座標系に変換される。 演算モデル回路３においては、φ′に平行な固定
子電流成分i1（対応する磁化電流成分）と、非同
期機の主インダクタンスに対する設定されたパラ
メータ値xh′から計算による磁界の発生に至る過
程の模擬により、設定された主インダクタンス
xh′に対応する磁束φ″が検出される。磁束φ″のこ
の計算は、i′が式(2)による磁化電流ｉ′〓を作る
ための平滑素子１５に、続いて乗算素子１６に導
かれるが、この乗算素子の乗数は主インダクタン
スに対する設定された（例えば評価された）パラ
メータ値xh′により与えられることにより行われ
る。この場合に平滑素子１５は、磁界が非同期機
において確立する動特性を模擬する。理想状態に
おいては、平滑素子１５の時定数は非同期機の主
磁界時定数に相当するが、この磁界の時定数は主
インダクタンスと回転子抵抗との商により与えら
れる。しかしながら、パラメータの検出は実際に
は定常過程において行い得るので、平滑素子１５
（１次の遅延素子）の時定数の正確な検出は必要
でなく、むしろ時定数は例えば0.5〜１秒に設定
すれば充分である。 磁界オリエンテーシヨン制御の本質は、磁束と
モーメントとが固定子電流の磁界に平行な成分
と、磁界に直角な成分とに対する関係しない目標
値により制御されることにある。従つて固定子電
流の相当する実際値は、パラメータ値x〓′および
rs′が回転機パラメータの真の値に等しい調整さ
せられた状態においては、出力端２６および２７
において、演算装置２から導き出されて、磁束ベ
クトルの方向に関する必要な情報を得るようにし
て得られる。同様に出力端２８において値e′は、
対応する磁束に対する実際値を得るために、実際
値として導き出されてもよい。これにより制御の
ための固有の起電力検出器は節約される。出力端
２９において取出すことのできる真の回転機パラ
メータの検出は固有の磁界オリエンテーシヨンに
対しては必要でない。 演算モデル回路３に所属する磁束φ″からは、
先ずベクトルアナライザにおいて取出された量
e′がベクトルe′の決定量として役立つと同様に、
演算モデル回路に対応する起電力ベクトルの決定
量として使用される量e″が検出される。このため
には、磁束φ″に属する起電力は磁束ベクトルの
成分により作ることができることを利用できる。
準定常状態においては、磁束値φ″に属する磁束
ベクトルは実用的には固定子周波数により回転
し、ベクトルφ″とe″とは検出されず、求められ
た起電力値は磁束値φ″と固定子周波数ωとの乗
算（乗算器１７）により作られる。このようにし
て減算点１８において得られた差e′−e″は設定さ
れたパラメータ値xh′，x〓′，rs′の１つを積分調
節器により制御偏差が無くなるまで追跡するよう
に制御偏差として使用される。ベクトルe′と、相
当するベクトルe″とは、これについてその値だけ
が計算されたが、そのときには合同である。２つ
の他のパラメータ値が充分に相当する回転機パラ
メータと正確に一致すれば、追跡されるパラメー
タの調節器出力端に生じる値は、そのときには同
様に相当する回転機パラメータに一致する。 第６図による回路においては、差e′−e″を選択
的にパラメータの１つを追従するために使用して
もよいが、各パラメータ値に対しては固有の積分
調節器２０，２１，２２が設けられている。制御
偏差e′−e″はこの場合に切換装置２３によりそれ
ぞれ該当する決定すべきパラメータ値に対応する
積分調節器に加えられる。既に説明したように、
量ｍ＝i′2／i′1の定められた値に対して調整方
向が切換えられるので、調節器２０，２１には調
節器入力端信号の符号逆転のためのスイツチング
装置２４，２４′が前置されている。最後に出力
端が２５により示されているが、この出力端にお
いて調整平衡後それぞれ求められるパラメータ
値、例えばrs＝rs′を取出すことができる。 既に述べたように、起電力ベクトルe′の代わり
に起電力形成器により対応する磁束ベクトルφ′を
検出することができる。この場合には、演算モデ
ル回路において起電力値e″を形成する必要はな
く、むしろ演算回路に対応する量としては、演算
モデル回路において検出された磁束φ″が直接に
使用される。第７図は演算装置２に相当する演算
装置３０を示している。 演算装置には、固定子電流ベクトルの成分i〓1，
i〓2が入力されているが、これらの成分は第１図
から角度記号により固定子基準系においてi〓1＝
icosε，i〓2＝isinεにより与えられる。積分器３１，
３２により、演算装置３０に対する別の入力量と
して起電力ベクトルe′の代わりに磁束ベクトル
φ′＝∫e′dtの固定子に関係する座標φ′cos′，
φ′sin′が入力される。′により第１図の磁束密
度に類似して、対応する磁束ベクトルφ′の値と、
α1軸との間の角度が示される。第６図のベクトル
アナライザ１３にはこの場合にベクトルアナライ
ザ１３ａが相当し、これは一方では値φ′を決定す
る量を検出し、他方では角度量sin′，cos′をベ
クトル回転器１４ａに加えるが、このベクトル回
転器は第６図のベクトル回転器１４に相当して、
座標icosε，isinεから相当してベクトルφ′に関係
する磁界オリエンテーシヨン座標i′1＝icos（ε−
′），i2＝isin（ε−′）を作る。演算モデル回
路
に対応する決定量として、既に述べたように、磁
束値φ″が直接に使用され、相当する減算点２３
ａにおける調節器回路においては差φ′−φ″が作
られる。 第７図においては、ベクトルφ′を決める量を作
る別の可能性を示している。この可能性は、ベク
トルアナライザ３３において先ず固定子電流ベク
トルの固定子に関係する座標から固定子電流値ｉ
と角度量cosε，sinεが作られることにある。これ
らの角度はベクトル回転器３４に加えられるが、
このベクトル回転器は、固定子に関係する成分
φ′cos′，φ′sin′から、固定子基準系のα1軸
が固
定子電流ベクトルの方向に角度εだけ回転させら
れる座標系の回転により、固定子電流に関係する
成分φ′cos（′−ε），φ′sin（′−ε）を作る
。 これらの変数においては、ベクトル値φ′の代わ
りに選択的に２つの固定子電流に関係する座標の
１つを決定量として使用してもよい。演算モデル
回路に対応する決定量として磁束ベクトルφ″の
相当する固定子電流に関係する座標がこれに相当
する。このベクトルφ″は値が演算モデル回路に
おいて計算される磁束値φ″により、方向が磁化
電流i′1の方向により確定される。従つて、ベク
トルφ″の固定子電流オリエンテーシヨンされた
成分を作るためにはベクトルアナライザ３５によ
つてだけで相当する角度量cos（′−ε）または
sin（′−ε）が作られて、値φ″を乗算されゝばよ
い（乗算器３６，３７）。パラメータ値の調整は、
２つのベクトルφ′，φ″の値または固定子に関係
する成分の調整によつて行つてもよい。このため
には、固定子電流に直角な成分が使用される場合
には減算点３８が、あるいはこの電流に平行な成
分が使用される場合には減算点３９が、あるいは
値φ′がベクトルアナライザ３５において取出され
て演算モデル回路において検出された磁束と直接
に比較される場合には減算点２３ａが用いられ
る。 この回路変形においても、演算装置３０は座標
変換により磁束ベクトルに平行な固定子電流ベク
トルの成分を磁化電流として計算しなければなら
ない。ベクトルアナライザ３５は既に差角度ε−
′の角度関数を供給するので、磁化電流はベクト
ルアナライザ３５において検出された電流値ｉ
と、ベクトルアナライザ３５において検出された
角度量cos（ε−′）との乗積により（乗算器４
０）作ることができる。従つてこの変形において
は素子１３ａ，１４ａを節約してもよい。調整方
向の切換えのために量i′2も使用されれば、この
ことは、固定子電流ｉと角度関数sin（ε−′）＝
φ−sin（′−ε）との乗算により行われる。 第１の変形に相当してベクトルアナライザ１３
ａとベクトル回転器１４ａとにより構成された演
算装置は第８図に示されている。積分回路３１ａ
により、演算装置４５においては起電力形成器の
パラメータ設定に対応するベクトルe′の固定子に
関係する起電力成分（添字α）を成分によつて積
分して固定子標準系（添字α）における磁束ベク
トルφ′が作られることを示している。定常状態の
場合には、積分の代わりに回転方向とは反対に
90゜だけベクトルe′を回転させ、場合によつては
固定子周波数で除算を行つてもよい。固定子電流
ベクトルはベクトルφ′と共に回転する座標系に変
換される。何故ならば、ベクトルアナライザはベ
クトル値φ′の他に回転角度を決定する角度量も検
出し、この角度量によりベクトル回転器１４ａに
おいては固定子電流ベクトルに対する座標が磁束
ベクトルφ′に整列させられるからである。比較点
２３ａにおいては既に述べたように、それぞれ磁
束値が決定量として使用される場合に制御偏差
φ′−φ″が計算される。しかしながら、決定量と
しては、磁束ベクトルφ′またはφ″の磁束ベクト
ルに平行な成分（添字j1）または直角な成分が使
用されねばならないので、このことも行われる。
何故ならば第７図においても素子３２，４０およ
び４１により行われる演算を逆転してベクトル分
析器４６により角度′−εの余弦または正弦が計
算され、値φ′およびφ″との乗算により相当する
制御偏差φ′j1−φ″j1＝φ′cos（′−ε）−φ″c
os（′−
ε）、またはφ′j2−φ″j2＝φ′sin（′−ε）−
φ″sin
（′−ε）が作られるからである。 第９図においては、第７図に相当する回路が与
えられているが、この場合には起電力形成器に属
するベクトルとして磁束ベクトルφ′の代わりに起
電力ベクトルe′が与えられる。この場合に同じ構
成部分は同じ符号を付けられている。ベクトル回
転器１４ａを使用する変形においては、この場合
に固定子電流は起電力ベクトルと共に回転する座
標系に変換される。しかしながら、起電力ベクト
ルe′および対応する磁束ベクトルφ′は互いに直角
となつているので、このことはベクトル回転器１
４ａの出力端において成分i′1とi′2との対応が
交換されていることを示しているだけである。 第９図による回路においても素子１３ａおよび
１４ａの使用が、構成部分３３，３４，３５，４
０および４１を使用するとき不要となる。第７図
との相違は、高調波を少なくするために、ベクト
ルアナライザ３５の成分入力端に平滑素子４２が
前置されていることだけである。ベクトル回転器
３４の出力量は定常状態においては直流電圧であ
るから、これらの平滑素子は、入力量が支配され
ている基本振動の位相および値に影響を与えな
い。 この場合には起電力ベクトルに対する決定量が
使用されるので、さらに演算モデル回路において
計算される磁束φ″から起電力値e″が導出され、
これに対しては第６図に関連して既に説明した乗
算器１７が設けられている。 第１０図においては、第９図に示された場合に
対する演算モデル回路、演算装置、および調節器
回路が示されており、こゝにおいては起電力e′か
ら起電力形成器に対応する第１のベクトルが出発
している。この場合には、第９図による演算モデ
ル回路の変形を示し、ベクトルアナライザ１３ａ
とベクトル回転器１４とが不要となつている。起
電力ベクトルはベクトル回転器３４における回転
子に関係する座標系から、固定子電流と共に回転
する座標系に変換され、変換されたベクトルの固
定子電流エリエンテーシヨンされた成分e′j1，e′j2
はそれぞれ固有の減算点３８または３９に導かれ
る。これらの減算点には、第２のベクトル、すな
わち演算モデル回路３に対応する起電力ベクトル
e″の対応する固定子電流オリエンテーシヨンされ
た成分e″j1またはe″j2が導かれている。それらの
成分は乗算素子３６，３７において取出すことが
できる。さらに、減算点２３ａにはベクトルアナ
ライザ３５において作られたベクトルe′の値と、
磁束φ″に属する起電力e″が加えられる。点２３
ａ，３８，３９において作られる３つの制御偏差
の各々は固有の積分調節器５０，５１，５２に導
かれる。この場合に調節器５０の出力端は演算モ
デル回路３における主インダクタンスパラメータ
xh′を設定するための入力端５３に導かれる。調
節器５０における制御偏差が最小のときは、入力
端５３において相当する回転機パラメータを取出
すことができる。これに相当して、調節器５１
は、起電力形成器における固定子抵抗rs′に対す
るパラメータ値が設定可能である入力端５４に接
続される。調節器５２は起電力形成器の設定入力
端５５におけるパラメータx〓′を設定する役目を
する。 異なつたパラメータ値の決定は同時に行う必要
はないので、スイツチ５６，５７，５８を設け
て、これにより調節器５０，５１および５２がし
や断されてもよい。しかしながらスイツチにより
調節器は完全にはしや断されず、むしろ、調節器
の設定がそれぞれこの調節器の新たな発信まで記
憶されたまゝで調節器入力端だけが阻止されてい
ると有利である。 既に述べたように、パラメータx〓およびrsを検
出するために調整方向は場合によつて切換えられ
ねばならないので、調節器５１および５２には適
当なスイツチング装置５６ａおよび５７ａが前置
されていて、これにより量i′1およびi′2に関係
して調節器入力極性を切換えることができる。 相当する回路は第１１図に示されている。積分
調節器としてデイジタル可逆カウンタが用いら
れ、このカウンタには設定入力端６１により初期
値が調整運転に対する基本設定として与えられて
もよい。この基本設定は第１の評価値に相当し、
この評価値からそれぞれ決定するパラメータの補
償が行われる。カウンタ６０の入力端にはクロツ
ク導線６２とANDゲート６３とを介して、例え
ば周波数10Hzを有するパルス列が導かれている。
さらにパラメータ検出のために設けられた運転状
態を周波数制限のために、固定子周波数ωが限界
値超過検出器６４，６５に加えられているが、こ
れらの検出器においては最大および最小固定子周
波数を設定することができる。従つてANDゲー
ト６３はωnio＜ω＜ωnaxの領域においてのみ開放
されている。これに対応して、パラメータ検出の
ために設けられた運転状態は商i′2／i′1＝ｍに
対する許容値に制限してもよい。例えば、固定子
抵抗パラメータ値rsがｍ＞mnioまたはｍ＜−mnio
に対してだけ行うべきであれば、商形成器６６に
おいて検出されたｍに対する値が相当する限界値
超過検出器６７および６８に加えられ、これらの
検出器の出力信号はORゲート６９を介してAND
ゲート６３の別の入力端に導かれている。さら
に、例えば、第２図において見られた固定子抵抗
パラメータ値の検出のために正の制御偏差（例え
ばe′−e″＞０）はｍ＞０の場合に対して過小の設
定されたパラメータ値（rs−rs′＞０）を示し、
i′2またはｍの符号変更の際に調整方向の切換が
必要であるから、制御偏差e′−e″が加えられてい
る限界値超過検出器７０においては、制御偏差の
符号、および限界値超過検出器６７において取出
される商ｍの符号が排他的ORゲート７１を介し
てデイジタルカウンタ６０の切換入力端に加えら
れ、このデイジタルカウンタによりカウンタ装置
が確定されている。そのとき、デイジタルカウン
タ６０の出力端においては、それぞれの実際の回
転機パラメータに対して検出されるパラメータ値
が生じている。 従つて第１１図は、調節器６０には調整積分に
対する出力値（出発値）が導線６１を介して付与
され、調節器は適当な開放信号（例えばスイツチ
７３によるクロツク信号の印加）により開放する
ことができ、このとき調節器出力端信号は入力端
が開放されていないと記憶されるということで概
括される。さらに、i′2またはi′2／i′1に関係
し
て調節器入力端における極性の反転を行うスイツ
チング装置を設けられていると有利である。 固定子抵抗を調整するために起電力ベクトル
e′の電流オリエンテーシヨンされた成分が使用さ
れる第１０図による回路は、第６図によるスイツ
チに比して器具の費用を要する。しかしながらxh
およびx〓に対する値が未知であるときに固定子抵
抗を検出しなければならない場合はこの回路は有
利である。 すなわち無負荷において駆動装置が運転される
と（ｍ＝０）、電流ベクトルは正しく設定された
固定子抵抗パラメータにおいては下部周波数領域
において磁束ベクトルに一致し、固定子電流に平
行なベクトルe′の成分は無くなる。このことは
x〓′およびxh′に対する設定された値には関係ない
ので、固定子抵抗を予め設定するためには、e′j1
＝０となるまで、パラメータ値rs′が変らねばな
らない。このためには、起電力形成器または演算
装置から成分e′j1が取出される出力端２９ｂが設
けられる。同様にe′j1の代わりにφ′j2を使用して
もよい。 さらに、第１０図による回路において漏れイン
ダクタンスx〓の補償は電流に直角なベクトルe′お
よびe″の成分の補償により使用されると有利であ
る。このことは、パラメータ値x〓をrsに対する値
に関係なく非同期機の通常運転を開始する前に短
絡試験により検出することを可能にする。 このためには回転子は、固定子電流が高い周波
数（特に定格周波数の50％以上）で運転している
間拘束される。これにより、磁化電流成分i′が
殆んど零である間は、負荷角度は殆んど90゜とな
る。従つて起電力ベクトルｅは実際には、固定子
電流ベクトルｉに平行し、パラメータ値x〓′は、
第１０図において出力端２９ａから取出されてい
る評価された起電力ベクトルe′の電流に直角な成
分e′j2が零となるように調節されるだけでよい。
パラメータ値rs′は、電流に平行な固定子抵抗を
介して成分e′j1の中だけへ入り、従つてx〓のこの
決定には影響しない。 物理的にこれと同じ意味で、第６図による装置
においても、パラメータ値x〓′は、出力端２９ａ，
２９ｂにおいて取出された起電力形成器１により
固定子基準系において検出された起電力ベクトル
e′の２つの成分e′〓1，e′〓2が両方最小となるまで
変
えられる。何故ならばx〓′の調整が正確でないと
きに生じるe′の無効成分は常に、有効成分だけを
持つ起電力ベクトルに比してベクトルe′の増幅を
意味するからである。同様に、短絡試験において
は磁化電流成分が最小であるという事実も、x〓′
検出に使用することができる。何故ならばx〓′は、
出力端２７においてi′1の最小値が生じるまで、
変えられるからである。 一般の場合には、固定子抵抗rsの予めの設定
は、測定器により回転機端子におけるオーム抵抗
が測定され、基本設定として起電力形成器と、対
応する調節器（例えば、第６図における２０、ま
たは第１０図における５０）とに付与されること
により行われる。しかしながら、固定子周波数が
静止しているときにも、固定子電流を記憶させ、
e′＝０となるようにパラメータrsを調節してもよ
い。同様に低い固定子周波数においてx〓とxhとに
対する任意の評価値から装置の固定子抵抗を検出
させ、調節器に記憶させることができ、この場合
にはパラメータx〓およびxhの誤設定は殆んど影響
がない。 上述の短絡試験によつて漏れインダクタンスパ
ラメータ値x〓に対する出発値が検出されなけれ
ば、このパラメータの検出に対する出発値として
評価された値を記憶し、パラメータ値rsおよびxh
に対する予めの調整が行われている限り、通常運
転の回転における真のパラメータを装置により検
出する。xhの予めの調整は高い回転数および無負
荷運転において行うと有利である。 場合によつては予めの調整を何度も繰返した後
に、非同期機の通常運転においてそれぞれ第５図
に与えられた動作領域において個々のパラメータ
が検出され、最後に検出された値が記憶される
と、記憶装置にはそれぞれ１組のパラメータ値が
利用され、これにより非同期機のパラメータは良
い精度を以て与えられる。 第１のベクトルとして起電力形成器１において
回転子磁束の対応する磁束ベクトルφ′が検出され
ると、既に述べたように、成分についての固定子
起電力、ｕ−rs′・ｉにより固定子磁束ベクトル
が作られ、続いて成分についてのｘ・ｉの減算に
より対応する回転子磁束ベクトルφ′が作られる。
しかしながら、対応する起電力ベクトルe′を作る
べきであれば、微分が必要であり、この場合には
微分されるベクトルは余りに急速な時間変化であ
つてはならず、従つて通常はその前の僅かな平滑
作用を受けねばならない。しかしながら、平滑作
用は位相および値に誤差を生じさせる。そのとき
この誤差は、積分によつて解かれる式に入るすべ
ての量が同じ平滑作用を受けるときは殆んど問題
にならない。そのとき出力量は、同じ平滑時間特
性について数学的積分の平滑されない出力量に関
係する平均値である。しかしながら、このことは
各入力量に対して固有の、注意深く互いに調和さ
せられた平滑素子を必要とする。 しかしながら第１２図および第１３図による回
路においては僅かであるが平滑費用ですませる。
第１２図による回路は一般に次の式 ｃ＝ Σ ｉai＋ Σ ｉｄ／dtbi を解くのに適しているが、出力量ｃは平滑特性
＝１／１＋sTｃによる平滑された量として得ら れ、Ｔは平滑時定数であり、ｓはラプラス変換演
算子である。平滑された式はすなわち次のように
変換される。 ＝１／１＋sTΣai＋ｓ／１＋sT・Σbi、 （１＋sT）＝Σai＋sΣbi、 ＋Ｔ ｄ／dt＝Σai＋Σｄ／dtbi、 −Σai＝ｄ／dt（Σbi−ｃ）、 結局 ＝１／Ｔ（Σai−）dt＋2bi／Ｔとなる。 これに相当して加算点８０において、（入力量
Σai）−（出力端の積分された信号）が帰還導線
８５を介して加えられる。和信号は比例係数1/T
（比例素子８１）により積分器８２に導かれ、こ
れに、同様に1/Tを乗算されて入力量biが第２の
加算点８４に加えられる。加算点の出力信号は所
望の平滑された出力量である。 第１３図はこの回路の装置の実施例を示し、起
電力検出器においては起電力成分e′〓＝u〓1−rs′i〓
−x〓′ｄ／dti〓を平滑された成分′〓＝１／１＋sT
（u〓− rs′i〓）−x〓′／ωoeoo・ｓ／１＋sTi〓として計算
するが、 x〓′はデイメンシヨン基本の点から定格周波数に
規定されている。同じ回路がe′〓に対しても設け
られている。加算点８０，８４および積分器８２
はこの場合に演算増幅器９０，９１，９２により
実現されているが、比例は演算増幅器の抵抗接続
によつて与えられている。
【図面の簡単な説明】
第１図ないし第４図は非同期機および演算モデ
ル回路における固定子電流と磁束とのベクトル
図、第５図は回転している回転機のそれぞれのパ
ラメータ値が検出されるのに都合のよい運転領域
を示す分布図、第６図は３つのパラメータ値の１
つを選択して検出する装置の一例の接続図、第７
図ないし第９図は決定量が２つのベクトルにより
作られる演算装置の一例の接続図、第１０図は演
算回路、演算モデル回路および調節器回路の接続
図、第１１図は調節器回路のデイジタル化された
装置の一例の接続図、第１２図および第１３図は
式を解くための回路の接続図である。 １……起電力形成器、２……演算装置、３……
演算モデル回路、４……調節器回路、５……非同
期機、６，７……座標変換器、８……乗算素子、
９……微分素子、１０……乗算素子、１２……減
算回路、１３，１３ａ……ベクトルアナライザ、
１４，１４ａ……ベクトル回転器、１５……平滑
素子、１６……乗算素子、１７……乗算器、１８
……減算点、２０，２１，２２……積分調節器、
２３……切換装置、２３ａ……減算点、２４，２
４′……スイツチング装置、３０……演算装置、
３１，３２……積分器、３３，３５……ベクトル
アナライザ、３４……ベクトル回転器、３６，３
７……乗算器、３８，３９……減算点、４０，４
１……乗算器、４２……平滑素子、４５……演算
装置、４６……ベクトルアナライザ、５０，５
１，５２……積分調節器、５６，５７，５８……
スイツチ、６０……カウンタ、６３……ANDゲ
ート、６４，６５，６７，６８……限界値超過検
出器、６６……商形成器、６９……ORゲート、
７０……限界値超過検出器、７１……排他的OR
ゲート、８０，８４……加算点、８１，８３……
比例素子、８２……積分器、９０，９１，９２…
…演算増幅器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 非同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、
    漏れインダクタンスに対するパラメータの少なく
    とも１つを検出するための装置において、 (a) 所属の第１のベクトルの固定子抵抗と漏れイ
    ンダクタンスに対する設定されたパラメータ値
    を形成するため、回転機入力端より取出される
    固定子電流ベクトルと固定子電圧ベクトルとの
    成分に対する値および設定されたパラメータ値
    から、これらのパラメータ設定に対応する起電
    力または相当する磁束に対するベクトルを形成
    する起電力形成器と、 (b) 対応する磁化電流と第１のベクトルの決定量
    とを計算するために、第１のベクトルからこの
    ベクトルの方向を定める角度量を検出する少な
    くとも１つのベクトルアナライザと、固定子電
    流ベクトルの取出された成分と角度量とから対
    応する磁化電流成分として起電力形成器パラメ
    ータ設定に相当する磁束ベクトルに平行な固定
    子電流成分を計算する変換回路とを備え、同時
    に第１のベクトルの決定量をも取出す演算装置
    と、 (c) 演算装置において計算された対応する磁化電
    流成分と、非同期機の主インダクタンスに対す
    る設定されたパラメータ値とから磁界発生に導
    く過程を計算して模擬することにより設定され
    た主インダクタンスパラメータに対応する磁束
    を検出し、対応する磁化電流に対応する磁束を
    形成するための演算モデル回路と、 (d) 一方では第１のベクトルの決定量に相当し、
    演算回路において検出された磁束から導出でき
    る演算モデル回路に対応するベクトルを定める
    決定量を形成し、他方では２つの決定量の差を
    積分調節器の入力端に導き、この調節器の出力
    信号は検出すべきパラメータ値に対する設定入
    力端に導かれ、調整平衡の際に求めるべきパラ
    メータ値として取出すことのできる調節器回路
    と を有することを特徴とする非同期機の固定子抵
    抗、主インダクタンス、漏れインダクタンスに対
    するパラメータ値検出装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、
    演算モデル回路において所属の磁化電流成分が平
    滑素子を介して乗算素子に導かれており、この乗
    算素子の乗数は主インダクタンスに対する設定さ
    れたパラメータ値により与えられることを特徴と
    する非同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、
    漏れインダクタンスに対するパラメータ値検出装
    置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の装
    置において、起電力形成器に所属する第１のベク
    トルとして固定子電圧ベクトルから設定された固
    定子抵抗パラメータ値に相当する抵抗電圧降下
    と、漏れインダクタンスパラメータ値に所属する
    漏れ電圧降下とを差引くことにより起電力ベクト
    ルが形成され、その決定量としてその値または固
    定子電流ベクトルに平行な成分または固定子電流
    ベクトルに直角な成分が計算され、第２の決定量
    として第２のベクトルの値または固定子電流ベク
    トルに平行な成分または固定子電流ベクトルに直
    角な成分が使用され、この第２のベクトルは対応
    する磁化電流成分の方向を向くベクトルの時間微
    分を表わし、このベクトルの長さは演算モデル回
    路において計算される磁束により与えられている
    ことを特徴とする非同期機の固定子抵抗、主イン
    ダクタンス、漏れインダクタンスに対するパラメ
    ータ値検出装置。 ４ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の装
    置において、第１のベクトルとして、起電力形成
    器におけるパラメータ設定に属する起電力ベクト
    ルの積分に相当する磁束ベクトルが検出され、第
    １のベクトルの決定量としてその値またはその固
    定子電流ベクトルに平行な成分またはその固定子
    電流ベクトルに直角な成分が計算され、主インダ
    クタンスパラメータ値に対応する第２のベクトル
    の決定量として演算モデル回路において検出され
    た磁束、または第１のベクトルの方向を向く第２
    のベクトルの固定子電流ベクトルに平行な成分ま
    たは固定子電流ベクトルに直角な成分が使用さ
    れ、第２のベクトルの値は演算モデル回路におい
    て検出される磁束により定められていることを特
    徴とする非同期機の固定子抵抗、主インダクタン
    ス、漏れインダクタンスに対するパラメータ値検
    出装置。 ５ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
    の装置において、固定子抵抗に対するパラメータ
    値を検出するために非同期機の低い固定子周波数
    または高い負荷においてのみ積分調節器が投入さ
    れていることを特徴とする非同期機の固定子抵
    抗、主インダクタンス、漏れインダクタンスに対
    するパラメータ値検出装置。 ６ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
    の装置において、漏れインダクタンスに対するパ
    ラメータ値を決定するために、非同期機の高い周
    波数または高い負荷においてのみ積分調節器が投
    入されていることを特徴とする非同期機の固定子
    抵抗、主インダクタンス、漏れインダクタンスに
    対するパラメータ値検出装置。 ７ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
    の装置において、主インダクタンスに対するパラ
    メータ値を定めるために非同期機の高い周波数お
    よび無負荷運転の近くにおいてのみ積分調節器が
    投入されることを特徴とする非同期機の固定子抵
    抗、主インダクタンス、漏れインダクタンスに対
    するパラメータ値検出装置。 ８ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
    の装置において、演算装置において固定子抵抗を
    決定するために、対応する磁化電流に直角な固定
    子電流の成分も計算され、積分調節器の入力端に
    おける極性はこの直角な成分の符号変化の際に切
    換えられることを特徴とする非同期機の固定子抵
    抗、主インダクタンス、漏れインダクタンスに対
    するパラメータ値検出装置。 ９ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
    の装置において、演算装置において漏れインダク
    タンスに対するパラメータ値を検出する際に対応
    する磁化電流に直角な固定子電流成分も計算さ
    れ、この直角な成分と対応する磁化電流成分とか
    らの商が作られ、積分調節器の入力端における極
    性は、この商がｍ＜１の領域からｍ＞１の領域へ
    移行させられるときに切換えられることを特徴と
    する非同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、
    漏れインダクタンスに対するパラメータ値検出装
    置。 １０ 特許請求の範囲第４〜９項のいずれかに記
    載の装置において、各パラメータ値に対し、関係
    するパラメータ値の設定入力端の前に接続されて
    いる固有の積分調節器が設けられていて、それら
    の調節器は異なる時点においてのみ、特に異なつ
    た運転状態において開放されていることを特徴と
    する非同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、
    漏れインダクタンスに対するパラメータ値検出装
    置。 １１ 特許請求の範囲第１〜１０項のいずれかに
    記載の装置において、積分調節器には調節積分に
    対する始動値が付与され、調節器は開放信号によ
    り開放され、調節器出力端信号は入力端が開放さ
    れていないときに記憶されることを特徴とする非
    同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、漏れイ
    ンダクタンスに対するパラメータ値検出装置。 １２ 特許請求の範囲第３項または第４項記載の
    装置において、第１のベクトルとして用いられる
    起電力ベクトルの固定子電流に平行な成分または
    第１のベクトルとして用いられる磁束ベクトルの
    固定子電流に直角な成分は出力端において検出さ
    れ、固定子抵抗に対するパラメータ値は、無負荷
    運転時または低い固定子周波数のときにこれらの
    成分が殆んど零になるまで調節可能であることを
    特徴とする非同期機の固定子抵抗、主インダクタ
    ンス、漏れインダクタンスに対するパラメータ値
    検出装置。 １３ 特許請求の範囲第１〜１２項のいずれかに
    記載の装置において、第１のベクトルとして用い
    られる起電力ベクトルの対応する磁化電流成分ま
    たは固定子電流に直角な成分、または第１のベク
    トルとして用いられる磁束ベクトルの固定子電流
    に平行な成分が出力端において検出され、非同期
    機の回転子を拘束することができ、高い固定子電
    流周波数における漏れインダクタンスのパラメー
    タ値は、この成分が最小になるまで変えることが
    できることを特徴とする非同期機の固定子抵抗、
    主インダクタンス、漏れインダクタンスに対する
    パラメータ値検出装置。 １４ 特許請求の範囲第１〜１３項のいずれかに
    記載の装置において、起電力形成器に対応する起
    電力ベクトル（e′＝ｕ−rs′・ｉ−x〓′ｄ／dtｉ）の
    成 分を検出するため、 平滑時定数Ｔを有する式ｃ＝ Σ ｉai＋ Σ ｉｄ／dtbiの 平滑化された解としてのｃを検出するため、入力
    量aiおよび、平滑化された出力信号の反転され
    た値が加算され、反転平滑時定数に比例して、積
    分時定数Ｔを有する積分器に導かれ、その出力量
    が平滑時定数により除算された入力量biと共に平
    滑化された出力信号に合成されることを特徴と
    する非同期機の固定子抵抗、主インダクタンス、
    漏れインダクタンスに対するパラメータ値検出装
    置。
JP14373281A 1980-09-11 1981-09-11 Parameter value detector for stator resistance, main inductance and leak inductance of asynchronous machine Granted JPS5779469A (en)

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Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3460506D1 (en) * 1983-05-27 1986-09-25 Siemens Ag Method and apparatus to derive the flux vector of an induction machine from the stator current and the stator voltage, and application thereof
JPS6016184A (ja) * 1983-07-06 1985-01-26 Mitsubishi Electric Corp エレベ−タの制御装置
NO851324L (no) * 1984-05-18 1985-11-19 Siemens Ag Fremgangsmaate og anordning til aa bestemme en dreiefelt-maskins fluksvektor.
DE3418573A1 (de) * 1984-05-18 1985-12-05 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und vorrichtung zum stabilisieren der ortskurve eines durch integration gebildeten vektors
JPS60261382A (ja) * 1984-06-07 1985-12-24 Mitsubishi Electric Corp エレベ−タの制御装置
DE3427841A1 (de) * 1984-07-27 1986-02-06 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und vorrichtung zum betrieb eines zwischenkreisumrichters mit stromanstiegsbegrenzung
JPS6162392A (ja) * 1984-08-31 1986-03-31 Hitachi Ltd 誘導電動機のベクトル制御装置
JPS6192185A (ja) * 1984-10-12 1986-05-10 Hitachi Ltd 自動調整を行うベクトル制御装置
DE3603051A1 (de) * 1986-01-30 1987-08-06 Licentia Gmbh Verfahren zur steuerung und regelung einer synchronmaschine
DE3612273A1 (de) * 1986-04-10 1987-10-15 Licentia Gmbh Verfahren zur steuerung und regelung einer synchronmaschine
JP2708408B2 (ja) * 1986-05-09 1998-02-04 株式会社日立製作所 電圧制御形ベクトル制御インバータの制御装置
EP0250799B1 (de) * 1986-05-23 1992-03-11 KSB Aktiengesellschaft Verfahren zur Überwachung einer Asynchronmaschine
DE3622096A1 (de) * 1986-06-28 1988-01-07 Licentia Gmbh Verfahren zur steuerung und regelung einer am wechselrichter betriebenen asynchronmaschine
US5296793A (en) * 1986-11-05 1994-03-22 Massachusetts Institute Of Technology State observer for synchronous motors
JP2687351B2 (ja) * 1987-05-29 1997-12-08 三菱電機株式会社 交流電動機の適応制御装置
DE3820125C2 (de) * 1987-06-12 1994-04-07 Hitachi Ltd Verfahren zum Steuern eines wechselrichtergespeisten Asynchronmotors
FI885272A (fi) * 1988-01-29 1989-07-30 Siemens Ag Foerfarande foer bildande av lastvinkel-nuvaerdet foer en faeltorienterad reglerad vridfaeltmaskin och motsvarande regleringsanordning.
DE3900539A1 (de) * 1989-01-07 1990-07-12 Licentia Gmbh Verfahren und anordnung zur ermittlung des magnetischen flusses von asynchronmaschinen
DE3922479A1 (de) * 1989-07-06 1991-01-17 Licentia Gmbh Verfahren zur bestimmung von parametern bei der einstellung eines spannungsmodells fuer drehstromasynchronmaschinen
FI87281C (fi) * 1989-12-21 1992-12-10 Abb Stroemberg Drives Oy Foerfarande foer definiering av statorfloedets estimat i en elektrisk maskin
DE4103270C2 (de) * 1990-11-02 1994-04-07 Abb Patent Gmbh Verfahren zur Bestimmung der Ständerflußverkettung bei einer Drehstrommaschine
FI90163C (fi) * 1991-10-25 1993-12-27 Abb Stroemberg Drives Oy Foerfarande foer att bestaemma statorfloedet i en asynkronmaskin
US5661386A (en) * 1993-11-22 1997-08-26 Lockheed Martin Energy Systems, Inc. Method for assessing in-service motor efficiency and in-service motor/load efficiency
US5708346A (en) * 1994-01-10 1998-01-13 Sulzer Electronics Ag Method and control apparatus for controlling an AC-machine
JPH0880100A (ja) * 1994-06-30 1996-03-22 Mitsubishi Electric Corp 誘導電動機の制御装置及びその制御方法
JPH08289600A (ja) * 1995-04-18 1996-11-01 Okuma Mach Works Ltd 誘導電動機の制御装置
FR2743456B1 (fr) * 1996-01-04 1998-02-06 Thomson Csf Moteur electrique de type synchrone a aimants permanents et vehicule comportant un tel moteur
FR2746982B1 (fr) * 1996-03-28 1998-05-07 Schneider Electric Sa Convertisseur de frequence pour moteur alternatif
DE19842540C2 (de) * 1998-09-17 2001-01-11 Danfoss As Verfahren zur selbsttätigen Messung des ohmschen Rotorwiderstandes einer Asynchronmaschine
DE102009046583A1 (de) * 2009-11-10 2011-05-12 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Plausibilisieren des Drehmomentes einer elektrischen Maschine und Maschinenregler zur Regelung einer elektrischen Maschine und zur Durchführung des Verfahrens
EP2552014A3 (en) * 2011-07-28 2016-08-17 Vestas Wind Systems A/S A method of position sensorless control of an electrical machine
WO2014033155A1 (en) * 2012-08-28 2014-03-06 Abb Technology Ag Controlling a modular converter in two stages
CN102914740B (zh) * 2012-08-31 2015-12-16 常州联力自动化科技有限公司 快速辨识异步电机参数的方法
US9705438B2 (en) 2015-07-14 2017-07-11 Infineon Technologies Austria Ag Controller for a free-running motor
DE102017119743A1 (de) * 2017-08-29 2019-02-28 Wobben Properties Gmbh Verfahren zum Steuern eines mehrphasigen fremderregten Synchrongenerators einer Windenergieanlage
DE102019110879A1 (de) * 2019-04-26 2020-10-29 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Verfahren zur Ermittlung eines Motorparameters eines Elektromotors
CN113030584B (zh) * 2021-03-10 2024-10-01 上海海事大学 一种测量电容器寄生电感参数的系统和方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2353594C2 (de) * 1973-10-25 1975-10-09 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Verfahren und Anordnung zur Ermittlung des Läuferwinkels einer Synchronmaschine
US3909687A (en) * 1974-03-05 1975-09-30 Westinghouse Electric Corp Flux control system for controlled induction motors
DE2833542C2 (de) * 1978-07-31 1980-09-25 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Drehfeldmaschinenantrieb, bestehend aus einer umrichtergespeisten Drehfeldmaschine, insbesondere Synchronmaschine und einer Stromrichtersteuerung für den eigengetakteten, insbesondere feldorientierten Betrieb dieser Maschine, mit zwei baugleichen Wechselspannungsintegratoren und Verfahren zum Betrieb des Drehfeldmajchinenantriebes

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Publication number Publication date
DE3034275A1 (de) 1982-04-22
DE3034275C2 (ja) 1990-06-07
JPS5779469A (en) 1982-05-18
US4423367A (en) 1983-12-27

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